1、概述 異步電機的變壓變頻調速系統(tǒng)一般簡稱為變頻調速系統(tǒng)。由于在調速時轉差功率不隨轉速而變化，調速范圍寬，無論是高速還是低速時效率都較高，在采取一定的技術措施后能實現高動態(tài)性能，可與直流調速系統(tǒng)媲美。第1頁/共308頁本章提要 異步電動機變頻調速的基本控制方式 變頻器與逆變器 轉速開環(huán)恒壓頻比控制的變頻調速系統(tǒng) 轉速閉環(huán)轉差頻率控制的變頻調速系統(tǒng) 異步電機的多變量數學模型和坐標轉換 按轉子磁場定向的矢量控制系統(tǒng) 按定子磁場控制的直接轉矩控制系統(tǒng) 感應電動機直接轉矩控制系統(tǒng)舉例 第2頁/共308頁7.1 異步電動機變頻調速的基本 控制方式 l 問題的提出 在進行電機調速時，常須考慮的一個重要因素磁

2、通量 m 。 磁通太弱，沒有充分利用電機的鐵芯，是一種浪費 ； 若增大磁通，又會使鐵芯飽和，導致勵磁電流過大，嚴重時會因繞組過熱而損壞電機。第3頁/共308頁l問題的提出（續(xù)） 直流電機，勵磁系統(tǒng)是獨立的，只要對電樞反應作合適補償，可保持 m 。 交流異步電動機中，磁通是定子和轉子磁勢合成產生的，不容易保持。 問：如何保持磁通量 m 恒定？第4頁/共308頁定子每相電動勢mN111g44. 4kNfE （7-1） 式中：Eg 氣隙磁通在定子每相中感應電動勢的有效值，單位為V； 定子頻率，單位為Hz； 定子每相繞組串聯匝數； 基波繞組系數； 每極氣隙磁通量，單位為Wb。 f1N1kN1m第5頁/

3、共308頁 由式（7-1）可知，只要控制好Eg和f1，便可達到控制磁通m的目的，對此， 需要考慮基頻（額定頻率）以下和基頻 以上兩種情況。 第6頁/共308頁7.1.1 基頻以下調速7.1.1.1恒壓頻比控制（U1/1= 恒值） 在電機原理中已給出異步電動機的機械特性方程式。當定子電壓U1和角頻率1都為恒定值時,可以將它改寫成如下的形式： 1U22121222121211pe)()(3llLLsRsRRsUnT（7-2） 第7頁/共308頁l 特性分析 當s很小時，可忽略上式分母中含s各項則 （7-3） 也就是說，當s很小時，轉矩近似與s成正比，機械特性Te = f（s）是一段直線。sRsUn

4、T21211pe3第8頁/共308頁l 特性分析（續(xù)） 當 s 接近于1時，可忽略式（7-2）分母中的R1 ，則 sLLRsRUnTll1)(3221212121211pe（7-4）即s接近于1時轉矩近似與s成反比，這時， Te = f（s）是對稱于原點的一段雙曲線。第9頁/共308頁 機械特性 當 s 為以上兩段的中間數值時，機械特性從直線段逐漸過渡到雙曲線段，如圖所示。smnn0sTe010TeTemaxTemax圖7-1 恒壓恒頻時異步電機的機械特性第10頁/共308頁 當定子旋轉磁場的轉速為 時，則有p10260nn（7-5） 帶負載時的轉速降落為 1p0260snsnn（7-6） 0

5、n第11頁/共308頁 在式（7-3）所表示的機械特性近似直線段上，可以導出21sper13UnTRs（7-7） 由此可見，當 U1 /1 為恒值時，對于同一轉矩 Te ，s1 是基本不變的，因而 n 也是基本不變的。第12頁/共308頁 這就是說，在恒壓頻比的條件下改變頻率 1 時，機械特性基本上是平行下移，它們和直流他勵電機變壓調速時的情況基本相似。 所不同的是，當轉矩增大到最大值以后，轉速再降低，特性就折回來了。而且頻率越低時最大轉矩值越小。如圖7-2所示。第13頁/共308頁 異步電動機最大轉矩為：2rs21s1s21spmaxe)(123llLLRRUnT（7-9） 可見最大轉矩 T

6、emax 是隨著的 1 降低而減小的。頻率很低時，Temax太小將限制電機的帶載能力，采用定子壓降補償，適當地提高電壓Us，可以增強帶載能力，見圖7-2。第14頁/共308頁 機械特性曲線eTOnN0n03n02n01nN1111213131211N1圖7-2 恒壓頻比控制時變頻調速的機械特性補 償 定 子 壓降后的特性第15頁/共308頁7.1.1.2恒 Eg / 1 控制 下圖再次繪出異步電機的穩(wěn)態(tài)等效電路，圖中幾處感應電動勢的意義如下： Eg 氣隙（或互感）磁通在定子每相繞組中 的感應電動勢； Es 定子全磁通在定子每相繞組中的感應電 動勢； Er 轉子全磁通在轉子繞組中的感應電動勢 （

7、折合到定子邊）。 第16頁/共308頁 異步電動機等效電路圖7-3 異步電動機穩(wěn)態(tài)等效電路和感應電動勢 U11R1Ll1Ll2LmR2 /sIsI0I2EgEsEr第17頁/共308頁 特性分析 如果在電壓頻率協(xié)調控制中，恰當地提高電壓 U1 的數值，使它在克服定子阻抗壓降以后，能維持 Eg /1 為恒值（基頻以下），則由式（7-1）可知，無論頻率高低，每極磁通 m 均為常值。第18頁/共308頁 特性分析（續(xù)） 由等效電路可以看出 222122grlLsREI代入電磁轉矩關系式，得2 22122 12121gpr2221222g1pe33llLsRRsEnsRLsREnT（7-11） （7-

8、10） 第19頁/共308頁 特性分析（續(xù)） 利用與前相似的分析方法，當s很小時，可忽略式（7-11）分母中含 s 項，則 sRsEnTr121gpe3（7-12） 這表明機械特性的這一段近似為一條直線。第20頁/共308頁 特性分析（續(xù)） 當 s 接近于1時，可忽略式（7-11）分母中的 R22 項，則 sLsREnTl132 r1r21gpe（7-13） s 值為上述兩段的中間值時，機械特性在直線和雙曲線之間逐漸過渡，整條特性與恒壓頻比特性相似。第21頁/共308頁 性能比較 但是，對比式（7-11）和式（7-2）可以看出，恒 Eg /1 特性分母中含 s 項的參數要小于恒 U1 /1 特

9、性中的同類項，也就是說， s 值要更大一些才能使該項占有顯著的份量，從而不能被忽略，因此恒 Eg / 1 特性的線性段范圍更寬。第22頁/共308頁 性能比較(續(xù)) 將式（7-11）對 s 求導，并令 dTe / ds = 0，可得恒Eg /1控制特性在最大轉矩時的轉差率 r1rmlLRs（7-14） 和最大轉矩r21gpmaxe123lLEnT（7-15） 第23頁/共308頁 性能比較(續(xù)) 值得注意的是，當Eg /1 為恒值時，Temax 恒定不變，其穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)于恒 U1 /1 控制的性能。 這正是恒 Eg /1 控制中補償定子壓降所追求的目標。 第24頁/共308頁7.1.1.3恒 E

10、r / 1 控制 如果把電壓頻率協(xié)調控制中的電壓再進一步提高，把轉子漏抗上的壓降也抵消掉，得到恒 Er /1 控制，那么，機械特性會怎樣呢？由此可寫出 sREI/2r2（7-16） 第25頁/共308頁代入電磁轉矩基本關系式，得 r121rpr2r2r1pe33RsEnsRsREnT（7-17） 現在，不必再作任何近似就可知道，這時的機械特性完全是一條直線，見圖7-4。第26頁/共308頁幾種電壓頻率協(xié)調控制方式的特性比較0s10Te圖7-4 不同電壓頻率協(xié)調控制方式時的機械特性恒 Er /1 控制恒 Eg /1 控制恒 U1 /1 控制ab c第27頁/共308頁 顯然，恒 Er /1 控制

11、的穩(wěn)態(tài)性能最好，可以獲得和直流電機一樣的線性機械特性。這正是高性能交流變頻調速所要求的性能。 現在的問題是，怎樣控制變頻裝置的電壓和頻率才能獲得恒定的 Er /1 呢？ 第28頁/共308頁 按照式（7-1）電動勢和磁通的關系，可以看出，當頻率恒定時，電動勢與磁通成正比。在式（7-1）中，氣隙磁通的感應電動勢 Eg 對應于氣隙磁通幅值 m ，那么，轉子全磁通的感應電動勢 Er 就應該對應于轉子全磁通幅值 rm ：rmN111r44. 4kNfE （7-18） 第29頁/共308頁 由此可見，只要能夠按照轉子全磁通幅值 rm = Constant 進 行控制，就可以獲得恒 Er /1 了。這正是

12、矢量控制系統(tǒng)所遵循的原則，將在后面詳細討論。 第30頁/共308頁7.1.2基頻以上調速 在基頻以上調速時，頻率應該從 f1n 向上升高，但定子電壓U1 卻不可能超過額定電壓U1n ，最多只能保持U1 = U1n ，這將迫使磁通與頻率成反比地降低，相當于直流電機弱磁升速的情況。 把基頻以下和基頻以上兩種情況的控制特性畫在一起，如下圖所示。 第31頁/共308頁f1n 變壓變頻控制特性圖6-2 異步電機變壓變頻調速的控制特性 恒轉矩調速UsU1nmnm恒功率調速mU1f1O第32頁/共308頁 如果電機在不同轉速時所帶的負載都能使電流達到額定值，即都能在允許溫升下長期運行，則轉矩基本上隨磁通變化

13、，按照電力拖動原理，在基頻以下，磁通恒定時轉矩也恒定，屬于“恒轉矩調速”性質，而在基頻以上，轉速升高時轉矩降低，基本上屬于“恒功率調速”。第33頁/共308頁 間接變頻裝置（交-直-交變頻裝置） 電壓源和電流源變頻器 直接變頻裝置（交-交變頻） 正弦波脈寬調制（SPWM）逆變器 電流跟蹤式PWM逆變器 磁鏈跟蹤式PWM逆變器 7.2 變頻器與逆變器本節(jié)提要第34頁/共308頁引 言 現有的交流供電電源都是恒壓恒頻的，必須通過變頻裝置，才能獲得變壓變頻的電源，這樣的裝置通稱為變壓變頻裝置（VVVF）。 分類：p 間接變頻裝置；p 直接變頻裝置。 第35頁/共308頁7.2.1間接變頻裝置（交-直

14、-交變頻裝置） 圖7-6 間接變頻器基本結構 變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻(CVCF)逆變DCACAC50Hz整流第36頁/共308頁 可控整流器變壓，逆變器變頻的 交-直-交變頻裝置 變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻(CVCF)逆變器DCACAC50Hz調頻可控整流調壓第37頁/共308頁逆變器DCACAC50Hz調頻不控整流調壓DCVVVF斬波器 不可控整流器整流，斬波器變壓，逆變 器變頻的交-直-交變頻裝置 第38頁/共308頁 不可控整流器整流，PWM逆變器同時變壓 變頻的交-直-交變頻裝置 變壓變頻(VVVF)中間直流環(huán)節(jié)恒壓恒頻(CVCF)PWM逆變器DCACA

15、C50Hz調壓調頻第39頁/共308頁7.2.2 電壓源和電流源變頻器 在交-直-交變壓變頻器中，按照中間直流環(huán)節(jié)直流電源性質的不同，逆變器可以分成p 電壓源型p 電流源型 兩種類型的主要區(qū)別在于用什么儲能元件來緩沖無功能量。如下示意圖。 第40頁/共308頁 兩種類型逆變器結構逆變器UdCd+-逆變器UdLd+-(a)電壓源變頻器(b)電流源變頻器第41頁/共308頁 兩種類型逆變器比較 變頻器類別比較項目電壓源電流源直流回路濾波環(huán)節(jié)(無功功率緩沖環(huán)節(jié))電容器電抗器輸出電壓波形矩形波決定于負載,對異步電機負載近似為正弦波輸出電流波形決定于負載的功率因數,有較大的諧波分量矩形波輸出阻抗小大回饋

16、制動須在電源側設置反并聯逆變器方便,主回路不需附加設備調速動態(tài)響應較慢快對晶閘管的要求關斷時間要短,對耐壓要求一般較低耐壓高,對關斷時間無特殊要求適用范圍多電機拖動,穩(wěn)頻穩(wěn)壓電源單電機拖動,可逆拖動第42頁/共308頁l晶閘管三相六拍式交-直-交變頻器 基于晶閘管的電壓源型三相六拍式交-直-交變頻器主電路原理圖如圖79所示它由相控整流電路A，濾波電容C和有源逆變電路B構成。 依晶閘管導通角的大小不同，逆變器有180導電型和120導電型兩種不同的工作方式。 第43頁/共308頁圖7-9 電壓源型六拍式晶閘管交-直-交變頻器主電路CV01V03V05V04V06 V02V4V6 V2V1V3V5U

17、VWZWZVuUVuUZUAB第44頁/共308頁 180導電型工作方式 p逆變器每只晶閘管的導通角均為180p 導通順序為V1V2V3V4V5V6 p 每一瞬間均有三只晶閘管處于導通狀態(tài) p 換流則按規(guī)定的順序在同一橋臂的上 、 下兩晶閘管之間進行六只晶閘管的導通情況如圖710所示。 第45頁/共308頁圖7-10 180導電方式下晶閘管的切換規(guī)律V1V2V3V4 V5V60/3/3/34/3t第46頁/共308頁p 變頻器輸出相電壓為階梯波，線電壓為 間斷式矩形波；p 波形的幅值取決于相控整流器輸出直流 平均電壓值Ud的大??；p 頻率則取決于換流頻率，即每60導電 角所代表的時間長短。p

18、由于在每一個輸出電源周期內產生六次 切換動作，故稱此類變頻器為三相六拍 式變頻器。 輸出電壓波形分析第47頁/共308頁 120導電型工作方式 逆變器每只晶閘管的導通角均為120,六只晶閘管的導通情況如圖712所示。V1V2V3V4V50V633234352wt圖712 120導電方式下晶閘管的切換規(guī)律 第48頁/共308頁7.2.3 直接變頻裝置（交-交變頻） 交-交變壓變頻器的基本結構如下圖所示，它只有一個變換環(huán)節(jié)，把恒壓恒頻（CVCF）的交流電源直接變換成VVVF輸出，因此又稱直接式變壓變頻器。 有時為了突出其變頻功能，也稱作周波變換器（Cycloconveter）。 第49頁/共308

19、頁 變頻器的基本結構圖7-14 直接（交-交）變壓變頻器交交變頻AC50HzACCVCFVVVF第50頁/共308頁 常用的交-交變壓變頻器輸出的每一相都是一個由正、反兩組晶閘管可控整流裝置反并聯的可逆線路。 也就是說，每一相都相當于一套直流可逆調速系統(tǒng)的反并聯可逆線路（下圖a）。第51頁/共308頁+VRVFId-Id-負載50Hz50Hzu0(a) 電路原理圖交-交變頻裝置的基本電路結構圖7-15-a 交-交變頻裝置每一相的基本電路第52頁/共308頁 交-交變壓變頻器的控制方式1整半周控制方式 正、反兩組按一定周期相互切換； u0 的幅值決定于各組控制角 ； u0 的頻率決定于正、反兩組

20、的切換頻率； 如果控制角一直不變，則輸出平均電壓是 方波，如下圖 b 所示。第53頁/共308頁圖6-13 -b 方波型平均輸出電壓波形tu0正組通反組通正組通反組通輸出電壓波形第54頁/共308頁 交-交變壓變頻器的控制方式2 調制控制方式u 要獲得正弦波輸出，就必須在每一組整 流裝置導通期間不斷改變其控制角 。例如：在正向組導通的半個周期中: 控制角：0/2平均電壓U0：Umax0/20第55頁/共308頁2AO t 0 2 BCDEFu0圖6-14 交-交變壓變頻器的單相正弦波輸出電壓波形 輸出電壓波形第56頁/共308頁 三相交交變頻器的主電路M3TU相電路V相電路W相電路 圖7-17

21、三相交變變頻主電路第57頁/共308頁 電路特點： 省去了中間直流環(huán)節(jié)，但所用元件數量更多； 輸入功率因數較低，諧波電流含量大，頻譜復雜，因此須配置諧波濾波和無功補償設備。 應用： 主要用于大容量、低轉速的調速系統(tǒng)第58頁/共308頁7.2.4正弦波脈寬調制（SPWM）逆變器問題的提出 在基于晶閘管的交-直-交變頻器供電的變壓變頻調速系統(tǒng)中，為了獲得變頻調速所要求的電壓頻率協(xié)調控制，調速時須同時控制整流器和逆變器，這樣就帶來了一系列問題。 第59頁/共308頁 問題的提出（續(xù)）（1）主電路有兩個可控的功率環(huán)節(jié)，電路復雜；（2）存在大慣性元件（電容、電感），使系統(tǒng)的 動態(tài)響應緩慢； （3）由于整

22、流器是可控的，供電電源的功率因數 隨變頻裝置輸出頻率的降低而變差，并產生 高次諧波電流； （4）逆變器輸出為六拍階梯波交變電壓（電流） 在拖動電動機中形成較多的各次諧波，從而 產生較大的脈動轉矩，影響電動機的穩(wěn)定工 作。 第60頁/共308頁本小節(jié)提要 SPWM逆變器的工作原理 SPWM逆變器的同步調制和異步調制 SPWM波形的數字采樣法 第61頁/共308頁uSPWM逆變器的工作原理 把一個正弦半波分做N等分，如下圖（N7）； 然后把每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積都用一個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替； 矩形脈沖的中點與正弦波每一等分的中點重合。 這樣，由N個等幅而不等寬的矩形脈沖所

23、組 成的波形就與正弦的半周等效。同樣，正弦波的負半周也可以用相同的方法來等效 。第62頁/共308頁與正弦波等效的等幅矩形脈沖序列波 第63頁/共308頁 在實際中，我們采用“調劑”的方法，以頻率比期望波高得多的等腰三角波作為載波(Carrier wave)，并用頻率和期望波相同的正弦波作為調制波(Modulation wave)，當調制波與載波相交時，由它們的交點確定逆變器開關器件的通斷時刻，從而獲得在正弦調制波的半個周期內呈兩邊窄中間寬的一系列等幅不等寬的矩形波。第64頁/共308頁SPWM變頻器電路原理框圖 M3參 考 信 號發(fā) 生 器三角 波 振蕩 器CUSVT1VT3VT4VT6VT

24、5VT2ABC驅動VT1VT6rburaurcudaudbudcutua)b)第65頁/共308頁 SPWM控制方式 單極性控制方式在正弦調制波的半個周期內，三角載波只在正或負的一種極性范圍內變化，所得到的SPWM波也只處于一個極性的范圍內。 雙極性控制方式在正弦調制波半個周期內，三角載波在正負極性之間連續(xù)變化則SPWM波也是在正負之間變化。第66頁/共308頁單極性控制方式第67頁/共308頁雙極性控制方式第68頁/共308頁uSPWM逆變器的同步調制和異步調制 定義：載波的頻率ft與調制波頻率fr之比為載波比N,即ftfrN = 視載波比N的變化與否分為：同步調制和異步調制第69頁/共30

25、8頁1.同步調制 同步調制N 等于常數，并在變頻時使載波和信號波保持同步?；就秸{制方式，fr 變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數固定；三相電路中公用一個三角波載波，且取 N 為3的整數倍，使三相輸出對稱；第70頁/共308頁 fr 很低時，ft 也很低，由調制帶來的諧波不易濾除； fr 很高時，ft會過高，使開關器件難以承受。同步調制（續(xù)）第71頁/共308頁2.異步調制異步調制在逆變器的整個變頻范圍內載波比N是不等于常數。優(yōu)點： 改變參考信號頻率fr時保持三角波載波頻率ft不變，因而提高低頻時的載波比 N。這樣逆變器輸出電壓半波內的矩形脈沖數可隨輸出頻率的降低而增加，相應的可減少負載

26、電機的轉矩脈動與噪聲，改善了低頻工作特性。 第72頁/共308頁異步調制（續(xù)） 缺點： 載波比N隨著輸出頻率的降低而連續(xù)變化時，勢必使逆變器輸出電壓波形及其相位都發(fā)生變化，很難保持三相輸出間的對稱關系，因而引起電動機工作的不平穩(wěn)。 第73頁/共308頁3.分段同步調制方式 把 fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N恒定，不同頻段N不同； 在 fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過高； 在 fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過低；第74頁/共308頁分段同步調制方式（續(xù)）第75頁/共308頁uSPWM波形的數字采樣法 自然采樣法按照正弦波與三角波的交點進行脈沖寬度與間隙時間的采樣，

27、從而生成SPWM波形 。（1） 自然采樣法第76頁/共308頁 脈寬時間：t2 間隙時間：t1+t3 周期時間： Tct1+t2+t3 DCAFBCBAEtFEtBDtt2t2t2t4t1t1t3t3Tct tA 圖722自然采樣法SPWM波形自然采樣法（續(xù)）第77頁/共308頁 定義：正弦調制波幅值urm和三角載波幅值utm之比M稱為“調制度”或“調制系數”。 則： 自然采樣法（續(xù)）M= urmutm由上圖得， CDEEAtA有DEEtCDAtAA（724）第78頁/共308頁自然采樣法（續(xù)）1MsinAAAtt1tmCDuC1T4At EtCT4DE 又 ,，,;AAtCDAt EDE將、

28、和數值代入式（724），則 C11CT4MsinT4Att整理得 C11T1-Msin4Att (725) 第79頁/共308頁CC211TT1+Msin24Attt仿式(723)、(724)、(725)、(726)可求得 (726) 自然采樣法（續(xù)）C31T1-Msin4Btt)sin1 (423 2BcctMTtTt (728) 根據式(726)和式(728)可得脈寬時間t2 )sin(sin222112 12BActtMTttt (729) (727) 第80頁/共308頁 原理在三角載波的每一個周期的固定時刻，找到正弦調制波上對應的電壓值，就用此值對三角波進行采樣，以決定功率開關元件的

29、導通和關斷時刻，而不管在采樣點上正弦波與三角載波是否相交。（2） 規(guī)則采樣法第81頁/共308頁規(guī)則采樣法（續(xù)）DCAFBCBAEtFEtBDtt2t2t2t4t1t1t3t3Tct tA 脈寬時間：)sin21 (2142FctMTtt間隙時間：)(21431tTttc第82頁/共308頁 根據上述采樣原理和計算公式，可以用計算機實時控制產生SPWM波形，具體實現方法有： 查表法可以先離線計算出相應的脈寬d等數據存放在內存中，然后在調速系統(tǒng)實時控制過程中通過查表和加、減運算求出各相脈寬時間和間隙時間。第83頁/共308頁 實時計算法事先在內存中存放正弦函數和Tc/2值，控制時先查出正弦值，與

30、調速系統(tǒng)所需的調制度M作乘法運算，再根據給定的載波頻率查出相應的Tc/2值，由計算公式計算脈寬時間和間隙時間。第84頁/共308頁7.2.5 電流跟蹤式PWM逆變器2hV1V4ALVD1VD4aEaiUs+_aiaii1圖723 電流滯環(huán)跟蹤控制的一相原理圖第85頁/共308頁電流滯環(huán)跟蹤控制時的電流波形與PWM電壓波形 第86頁/共308頁 電壓源型的三相電流跟蹤式PWM變頻器 原理圖VD4_.ACRACRACRM3PWMiaibic+_*ai*bi*ci圖725 電流跟蹤控制的脈寬調制變頻器第87頁/共308頁7.2.6 磁鏈跟蹤式PWM逆變器本節(jié)提要p 問題的提出p 空間矢量的定義p 電

31、壓與磁鏈空間矢量的關系p 六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉磁場p 電壓空間矢量的線性組合與SVPWM控制 第88頁/共308頁p 問題的提出 經典的SPWM控制主要著眼于使變壓變頻器 的輸出電壓盡量接近正弦波，并未顧及輸出 電流的波形。 電流滯環(huán)跟蹤控制則直接控制輸出電流，使 之在正弦波附近變化，這就比只要求正弦電 壓前進了一步。 異步電機需要輸入三相正弦電流的最終目的 是在空間產生圓形旋轉磁場，從而產生恒定 的電磁轉矩。 第89頁/共308頁p 問題的提出（續(xù)） 如果對準這一目標，把逆變器和交流電動機視為一體，按照跟蹤圓形旋轉磁場來控制逆變器的工作，其效果應該更好。這種控制方法稱作“磁鏈跟

32、蹤控制”，下面的討論將表明，磁鏈的軌跡是交替使用不同的電壓空間矢量得到的，所以又稱“電壓空間矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。第90頁/共308頁p 空間矢量的定義 a)定子繞組接線圖 b)空間磁勢矢量 第91頁/共308頁 定子磁勢空間矢量 定子磁勢空間矢量：FA 、 FB 、 FC的方向始終處于各相繞組的軸線上，而大小則隨時間按正弦規(guī)律脈動，時間相位互相錯開的角度也是120。 合成空間矢量：由三相定子電壓空間矢量相加合成的空間矢量 F1是一個旋轉的空間矢量，它的幅值不變。 F1 FA FB FC（7-32） 第92頁/共308頁 三相定子繞組電流與由它建立的

33、磁勢之間僅存在簡單的倍比關系，因而在一定的比例系數下可將FA、 FB、 FC視為三相定子電流的空間矢量表示，分別記做 iA、iB、 iC。合成定子繞組電流矢量 為 i1 iA iB iC 定子電流空間矢量（7-33） 第93頁/共308頁 定子電壓空間矢量c)空間電壓矢量 第94頁/共308頁 當電源頻率不變時，合成空間矢量 u1 以電源角頻率1 為電氣角速度作恒速旋轉。當某一相電壓為最大值時，合成電壓矢量u1就落在該相的軸線上。用公式表示，則有 CBA1uuuu（7-34） 定子電壓空間矢量(續(xù))第95頁/共308頁p 電壓與磁鏈空間矢量的關系 三相的電壓平衡方程式相加，即得用合成空間矢量表

34、示的定子電壓方程式為tRdd1111iu式中 u1 定子三相電壓合成空間矢量； i1 定子三相電流合成空間矢量；1 定子三相磁鏈合成空間矢量。 （7-36） 第96頁/共308頁 近似關系 當電動機轉速不是很低時，定子電阻壓降很小，可忽略不計，則定子合成電壓與合成磁鏈空間矢量的近似關系為 t dd11u （7-37） t d11u（7-38） 或 第97頁/共308頁 磁鏈軌跡 當電動機由三相平衡正弦電壓供電時，電動機定子磁鏈幅值恒定，其空間矢量以恒速旋轉，磁鏈矢量頂端的運動軌跡呈圓形（一般簡稱為磁鏈圓）。這樣的定子磁鏈旋轉矢量可用下式表示。tj1em1（7-39） 其中 m是磁鏈1的幅值，1

35、為其旋轉角速度。第98頁/共308頁由式（7-37）和式（7-39）可得)2(m1m1m1111ee)e(ddtjtjtjjtu（7-40） 上式表明，當磁鏈幅值一定時，的大小與（或供電電壓頻率）成正比，其方向則與磁鏈矢量正交，即磁鏈圓的切線方向。 第99頁/共308頁 磁場軌跡與電壓空間矢量運動軌跡的關系 如圖所示，當磁鏈矢量在空間旋轉一周時，電壓矢量也連續(xù)地按磁鏈圓的切線方向運動2弧度，其軌跡與磁鏈圓重合。 這樣，電動機旋轉磁場的軌跡問題就可轉化為電壓空間矢量的運動軌跡問題。 圖7-27 旋轉磁場與電壓空間矢量的運動軌跡第100頁/共308頁p 六拍階梯波逆變器與正六邊形空間 旋轉磁場（1

36、）電壓空間矢量運動軌跡 在常規(guī)的 PWM 變壓變頻調速系統(tǒng)中，異步電動機由六拍階梯波逆變器供電，這時的電壓空間矢量運動軌跡是怎樣的呢？ 為了討論方便起見，再把三相逆變器-異步電動機調速系統(tǒng)主電路的原理圖繪出，圖7-28中六個功率開關器件都用開關符號代替，可以代表任意一種開關器件。 第101頁/共308頁 主電路原理圖圖7-28 三相PWM逆變器異步電動機原理圖 第102頁/共308頁 開關工作狀態(tài) 如果，圖中的逆變器采用180導通型，功率 開關器件共有8種工作狀態(tài)（見附表），其中 6 種有效開關狀態(tài)； 2 種無效狀態(tài)（因為逆變器這時并沒有輸出電 壓）： 上橋臂開關 VT1、VT3、VT5 全部

37、導通 下橋臂開關 VT2、VT4、VT6 全部導通第103頁/共308頁開關狀態(tài)表第104頁/共308頁 開關控制模式 對于六拍階梯波的逆變器，在其輸出的每個周期中6 種有效的工作狀態(tài)各出現一次。逆變器每隔 /3 時刻就切換一次工作狀態(tài)（即換相），而在這 /3 時刻內則保持不變。 第105頁/共308頁 （a）開關模式分析 設工作周期從100狀態(tài)開始，這時VT6、VT1、VT2導通，其等效電路如圖所示。各相對直流電源中點的電壓都是幅值為 UAO = Ud / 2 UBO = UCO = - Ud /2O+-iCUdiAiBidVT1VT6VT2第106頁/共308頁（b）工作狀態(tài)100的合成電

38、壓空間矢量 由圖可知，三相的合成空間矢量為 u1，其幅值等于Ud，方向沿A軸（即X軸）。 u1uAO-uCO-uBOABC第107頁/共308頁（c）工作狀態(tài)110的合成電壓空間矢量 u1 存在的時間為/3，在這段時間以后，工作狀態(tài)轉為110，和上面的分析相似，合成空間矢量變成圖中的 u2 ，它在空間上滯后于u1 的相位為 /3 弧度，存在的時間也是 /3 。 u2uAO-uCOuBOABC第108頁/共308頁（d）每個周期的六邊形合成電壓空間矢量 u1u2u3u4u5u6u7 u8 依此類推，隨著逆變器工作狀態(tài)的切換，電壓空間矢量的幅值不變，而相位每次旋轉 /3 ，直到一個周期結束。 這樣

39、，在一個周期中 6 個電壓空間矢量共轉過 2 弧度，形成一個封閉的正六邊形，如圖所示。 第109頁/共308頁（2）定子磁鏈矢量端點的運動軌跡 電壓空間矢量與磁鏈矢量的關系 一個由電壓空間矢量運動所形成的正六邊形軌跡也可以看作是異步電動機定子磁鏈矢量端點的運動軌跡。對于這個關系，進一步說明如下： 第110頁/共308頁 在逆變器工作的第一個/3期間，電機定子的電壓空間矢量為1右圖中的u1，此時定子磁鏈為，逆變器進入第二個 /3期間，電壓空間矢量為u2。u4u5u3u2u1u61 01 2 圖730 六拍逆變器供電時電機電壓空間矢量與磁鏈矢量的關系第111頁/共308頁按式（737），可寫成 1

40、1 ut 也就是說，在t /3期間，在u1u2的作用下， 1產生增量1 ，其幅值為|u| t，方向與u2一致。最后得到圖7-30所示的新的磁鏈2，而 （7-41） 112第112頁/共308頁 依此類推，可知磁鏈矢量的頂端運動軌跡也是一個正六邊形，這說明異步電動機在六拍階梯波逆變器供電時所產生的是正六邊形旋轉磁場，而不是圓形旋轉磁場。 第113頁/共308頁 磁鏈矢量增量與電壓矢量、時間增量的關系 如果 u1 的作用時間t 小于 /3 ，則 1 的幅值也按比例地減小，如圖中的矢量 ?？梢?，在任何時刻，所產生的磁鏈增量的方向決定于所施加的電壓，其幅值則正比于施加電壓的時間。AB第114頁/共30

41、8頁p 電壓空間矢量的線性組合與SVPWM 控制 如前分析，我們可以得到的結論是： 如果交流電動機僅由常規(guī)的六拍階梯波逆變器供電，磁鏈軌跡便是六邊形的旋轉磁場，這顯然不象在正弦波供電時所產生的圓形旋轉磁場那樣能使電動機獲得勻速運行。 如果想獲得更多邊形或逼近圓形的旋轉磁場，就必須在每一個期間內出現多個工作狀態(tài)，以形成更多的相位不同的電壓空間矢量。第115頁/共308頁 圓形旋轉磁場逼近方法 可以利用u1u8它們的線性組合，以獲 得更多的與它們相位不同的新的電壓空 間矢量，最終構成一組等幅不同相的電 壓空間矢量，從而形成盡可能逼近圓形 的旋轉磁場 逆變器的輸出電壓將不是六拍階梯波， 而是一系列等

42、幅不等寬的脈沖波，這就 形成了電壓空間矢量控制的PWM逆變器 第116頁/共308頁7.3 轉速開環(huán)恒壓頻比控制的變頻 調速系統(tǒng) 采用電壓頻率協(xié)調控制時，異步電機在不同的頻率下（基頻以下）都能獲得較硬的機械特性線性段。如果生產機械對調速系統(tǒng)的靜、動態(tài)性能要求不高，可以采用轉速開環(huán)恒壓頻比帶低頻電壓補償的控制方案，即前面介紹過的Eg/1常數的控制方案 。第117頁/共308頁7.3.1 電壓源型晶閘管變頻器異步電機 調速系統(tǒng)圖731 轉速開環(huán)的交-直-交電壓源型變頻器-異步電機調速系統(tǒng)原理圖第118頁/共308頁 調速系統(tǒng)分析 UR是可控整流器，用電壓控制環(huán)節(jié)控制 它的輸出直流電壓。 VSI(V

43、oltage Souce Inverter)是電壓 源型逆變器，用頻率控制環(huán)節(jié)控制它的 輸出頻率。 電壓和頻率控制采用同一個控制信號Uabs， 以保證二者之間的協(xié)調。 第119頁/共308頁 設置了積分器GI將階躍信號轉變成按設定的斜率逐漸變化的斜坡信號，從而使電壓和轉速都能平穩(wěn)升高或降低。 由于Ugi是可逆的，而電機的旋轉方向只能取決于變頻電壓的相序，并不需要在電壓和頻率的控制信號上反映極性。因此設置絕對值變換器GAB 。 調速系統(tǒng)分析（續(xù)）第120頁/共308頁 電壓控制環(huán)節(jié) AVRACRGFUabsUvUi自 電流 檢測自 電壓檢測至U RvUiU圖7-32電壓源型變頻器調速系統(tǒng)的電壓控

44、制環(huán)節(jié) ACR-電流調節(jié)器 AVR-電壓調節(jié)器 GF-函數發(fā)生器第121頁/共308頁 電壓調節(jié)器AVR用以控制變頻器的 輸出電壓。 電流調節(jié)器ACR用以限制動態(tài)電流 兼起保護作用。 函數發(fā)生器GF把電壓給定信號相對 的提高一些，以補償定子阻抗壓降，改善系統(tǒng)調速時（特別是低速時）的機械 特性，提高帶負載能力。 電壓控制環(huán)節(jié)（續(xù)）第122頁/共308頁 頻率控制環(huán)節(jié) APDRCGVFGFCDPIVT1VT2VT3VT4VT5VT6正 反 向信 號giUabsU 圖733 晶閘管逆變器的頻率控制環(huán)節(jié)GVF壓頻轉換器 DRC環(huán)形分配器 AP脈沖放大環(huán)節(jié) DPI-極性鑒別器 GFC頻率給定動態(tài)校正器第

45、123頁/共308頁 動態(tài)校正器GFC一階慣性環(huán)節(jié)，用以延緩頻率的變化，希望頻率和電壓的變化一致起來。 壓頻變換器GVF電壓控制的振蕩器，將電壓信號轉變成一系列脈沖信號，脈沖列的頻率與控制電壓的大小成正比，從而得到恒壓頻比的控制作用。 環(huán)形分配器DRC（具有6分頻作用的環(huán)形計數器），將脈沖分成6個一組相互間隔60的具有適當寬度的脈沖觸發(fā)信號。 頻率控制環(huán)節(jié)（續(xù)） 第124頁/共308頁7.3.2 電流源型晶閘管變頻器異步電機 調速系統(tǒng)AVRACRDRCGVFAPGFCM3+UuiGIgiUGABabsU電壓控制GFvUvUiUiUTA50HzURDPI頻率控 制正 、反 向信 號LdCSITV

46、第125頁/共308頁 與電壓源型的區(qū)別 電流源型變頻器的電壓反饋不能從直流 電壓引出，而改從CSI的輸出端引出。 用電流微分信號通過GFC來加快頻率控 制，使它趕上電壓變化的步調，GFC中 一般采用微分校正。 第126頁/共308頁7.4 轉速閉環(huán)轉差頻率控制的變頻 調速系統(tǒng)本節(jié)提要p 問題提出p 基本概念p 控制規(guī)律p 轉差頻率控制的變壓變頻調速系統(tǒng)第127頁/共308頁p 問題提出 轉速開環(huán)變頻調速系統(tǒng)可以滿足一般平滑調速的要求，但靜、動態(tài)性能都有限，怎樣才能提高系統(tǒng)的靜，動態(tài)性能呢？ 第128頁/共308頁p 問題提出（續(xù)） 我們知道，任何電力拖動自動控制系統(tǒng)都服從于基本運動方程式 提高調速系統(tǒng)動態(tài)性能主要依靠控制轉速的變化率 d