PWM控制技術(shù)

重要內(nèi)容:PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法,PWM

逆變電路的諧波分析,PWM整流電路。

重點：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法。

難點：PWM波形的生成方法,PWM逆變電路的諧波分析。

基本規(guī)定：掌握PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，了

解PWM逆變電路的諧波分析?，了解跟蹤型PWM逆變電路，了解PWM整流電

路。

PWM(PulseWidthModulation)控制脈沖寬度調(diào)制技術(shù)，通過對一系列

脈沖的寬度進行調(diào)制，來等效地獲得所需要波形(含形狀和幅值)。第3、4章

已涉及這方面內(nèi)容：

第3章：直流斬波電路采用，第4章有兩處：4.1節(jié)斬控式交流調(diào)壓電路,4.4

節(jié)矩陣式變頻電路。

本章內(nèi)容

PWM控制技術(shù)在逆變電路中應(yīng)用最廣，應(yīng)用的逆變電路絕大部分是PWM

型,PWM控制技術(shù)正是有賴于在逆變電路中的應(yīng)用，才擬定了它在電力電子技

術(shù)中的重要地位。

本章重要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術(shù)，也介紹PWM整流電路

1PWM控制的基本原理

理論基礎(chǔ)：

沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時，其效果基本相同。沖量

指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。低頻段非

常接近，僅在高頻段略有差異。

面積等效原理：

分別將如圖6-1所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環(huán)節(jié)（R-L電路）上，如圖6-2a

所示。其輸出電流i⑴對不同窄脈沖時的響應(yīng)波形如圖6-2b所示。從波形可以看

出，在i⑴的上升段,i⑴的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越

窄，各i（t）響應(yīng)波形的差異也越小。假如周期性地施加上述脈沖，則響應(yīng)i（。也是

周期性的。用傅里葉級數(shù)分解后將可看出，各i⑴在低頻段的特性將非常接近，僅

在高頻段有所不同。

a)b)

Z

圖6-2沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形

用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波，正弦半波N等分，當作N

個相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中

點重合，面積（沖量）相等，寬度按正弦規(guī)律變化。

SPWM波形——脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形。

a)

\

l

z

圖6-3用PWM波代替正弦半波

要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。

等幅PWM波和不等幅PWM波：

由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斬波電路及本章重

要介紹的PWM逆變電路,6.4節(jié)的PWM整流電路。輸入電源是交流，得到不等

幅PWM波，如4.1節(jié)講述的斬控式交流調(diào)壓電路,4.4節(jié)的矩陣式變頻電路?；?/p>

于面積等效原理，本質(zhì)是相同的。

PWM電流波：

電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波。

PWM波形可等效的各種波形：

直流斬波電路：等效直流波形

SPWM波：等效正弦波形，還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流

波形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基于等效面積原理。

2PWM逆變電路及其控制方法

目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)。逆變電路是PWM控制技

術(shù)最為重要的應(yīng)用場合。本節(jié)內(nèi)容構(gòu)成了本章的主體

PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的幾乎都是電壓型。

(1)計算法和調(diào)制法

1.計算法

根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準確計算PWM波各脈沖寬度和間

隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形。

缺陷：繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結(jié)果都要變化

2.調(diào)制法

輸出波形作調(diào)制信號，進行調(diào)制得到盼望的PWM波；通常采用等腰三角波

或鋸齒波作為載波；等腰三角波應(yīng)用最多，其任一點水平寬度和高度成線性關(guān)系

且左右對稱；與任一平緩變化的調(diào)制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬

度正比于信號波幅值的脈沖，符合PWM的規(guī)定。

調(diào)制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波；調(diào)制信號不是正弦波，而是

其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。

結(jié)合IGBT單相橋武電壓型逆變電路對調(diào)制法進行說明：設(shè)負載為阻感負載,

工作時VI和V2通斷互補,V3和V4通斷也互補。

控制規(guī)律:

uo正半周,VI通,V2斷,V3和V4交替通斷，負載電流比電壓滯后，在電壓

正半周，電流有一段為正，一段為負，負載電流為正區(qū)間,VI和V4導通時,u。等

于Ud,V4關(guān)斷時，負載電流通過VI和VD3續(xù)沆,uo=0,負載電流為負區(qū)間,io

為負，事實上從VD1和VD4流過，仍有uo二Ud,V4斷,V3通后,io從V3和VD1

續(xù)流,uo=0,uo總可得到Ud和委兩種電平。

uo負半周，讓V2保持通,VI保持斷,V3和V4交替通斷,uo可得-Ud和零兩

圖6乂單相橋式PWM逆變電路

單極性PWM控制方式（單相橋逆變）：

在ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。ur正半周,VI保持通,V2保持斷，當

ur>uc時使V4通,V3斷,uo=Ud,當ur<uc時使V4斷,V3通,uo=0our負半周,VI

保持斷,V2保持通，當ur<uc時使V3通,V4斷,uo=-Ud,當ur>uc時使V3斷,V4

通,uo=0,虛線uof表達uo的基波分量。波形見圖6-5。

雙極性PWM控制方式(單相橋逆變)：

在ur半個周期內(nèi)，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負。在ur一

周期內(nèi)，

輸出PWM波只有土Ud兩種電平，仍在調(diào)制信號ur和載波信號uc的交點控制器

件通斷。ur正負半周，對各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同，當ur>uc時，給VI和V4

導通信號，給V2和V3關(guān)斷信號，如io>0,VI和V4通，如io<0,VD1和VD4通,

uo=Ud,當ur<uc時，給V2和V3導通信號，給VI和V4關(guān)斷信號，如io<0,V2

和V3通,如io>(),VD2和VD3通,uo=Ud。波形見圖6-6。

單相橋式電路既可采用單極性調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制。

Uiuu

圖6-6雙極性PWM控制方式波形

雙極性PWM控制方式(三相橋逆變)：見圖6-7。

三相PWM控制公用uc,三相的調(diào)制信號urL\urV和urW依次相差120°。

U相的控制規(guī)律：

當urUXic時，給VI導通信號，給V4關(guān)斷信號，uUN'=Ud/2,當urlKuc時，

給V4導通信號，給VI關(guān)斷信號,uUN^-Ud/2；當給VI(V4)加導通信號時,也

許是VI(V4)導通，也也許是VD1(VD4)導通。uUN'、圖6-7三

相橋式PWM型逆變電路

uVN'和uWN'的PWM波形只有土Ud/2兩種電平，uUV波形可由uUN'-uVN'得

出，當1和6通時,uUV=Ud,當3和4通時,uUV=-Ud,當1和3或4和6通時,

uUV=Oo波形見圖6-8。

輸出線電壓PWM波由士Ud和0三種電平構(gòu)成，負載相電壓PWM波由(土

2/3)Ud、(±l/3)Ud和()共5種電平組成。

防直通死區(qū)時間：

同一相上下兩臂的驅(qū)動信號互補，為防止上下臂直通導致短路，留一小段上

下臂都施加關(guān)斷信號的死區(qū)時間。死區(qū)時間的長短重要由器件關(guān)斷時間決定。死

區(qū)時間會給輸出PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。

特定諧波消去法(SelectedHarmonicEliminationPWM—SHEPWM):

計算法中一種較有代表性的方法，圖6-9。輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、析各

3次(不涉及。和n),共6個開關(guān)時刻可控。為減少諧波并簡化控制，要盡量

使波形對稱。

一方面，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即：

W(69/)=I7F)

(6-1)

圖6-9特定諧波消去法的輸出PWM波形

另一方面，為消除諧波中余弦項，使波形在半周期內(nèi)前后1/4周期以IT/2為軸線

對稱。

u(cot)=u{7v—aa)

(6-2)

四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數(shù)表達為：

OO

u(cot)=＞凡sinncDt

〃=1,3,5,…

(6-3)

式中，an為

圖6-9,能獨立控制aha2和a3共3個時刻。該波形的an為

4r?iUd.,a2U1

an=—[——sinncotacot+~(------sinncot)dcot+

乃Jo2i42

SU/-U.

\——sinncotdcot-t-r12(-----—sinncot)d(ot]=

"22"32

2U.

-----(1—2cosn6Z1+2cos〃a,—2cos〃%)

n冗

(6-4)

式中n=l,3,5,...

擬定al的值，再令兩個不同的an=O,就可建三個方程，求得al.a2和a3.

消去兩種特定頻率的諧波：

在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次話波互相抵消，可考慮消去5次和7

次諧波，得如下聯(lián)立方程：

2U

=-(1—2COS6^1+2cos%—2cos%)

71

2U

——-(1-2cos5%+2cos5a,-2cos5a3)=0

5TT

2U

——-(1-2cos7%+2cos7cr-2cos7?)=0

7乃23

(6-5)

給定al,解方程可得al.a2和a30al變,al.a2和a3也相應(yīng)改變。

一般，在輸出電壓半周期內(nèi)器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期

對稱,k個開關(guān)時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去k—1個頻率的特定諧

波,k越大，開關(guān)時刻的計算越復(fù)雜。

除計算法和調(diào)制法外，尚有跟蹤控制方法，在6.3節(jié)介紹

(2)異步調(diào)制和同步調(diào)制

載波比一一載波頻率fc與調(diào)制信號頻率fr之比,N=fc/fro根據(jù)載波和信號

波是否同步及載波比的變化情況,PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制：

1.異步調(diào)制

異步調(diào)制——載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式。

通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的。在信號波的半周期

內(nèi)，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周

期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對稱。當fr較低時,N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，

脈沖不對稱的不利影響都較小，當fr增高時,N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，

PWM脈沖不對稱的影響就變大。因此，在采用異步調(diào)制方式時，希望采用較高

的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。

2.同步調(diào)制

同步調(diào)制一一N等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步。

基本同步調(diào)制方式,fr變化時N不變，信號波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。三

相，公用一個三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對稱。為使一用的

PWM波正負半周鏡對稱,N應(yīng)取奇數(shù)。當N=9時的同步調(diào)制三相PWM波形如

圖6-10所示。

fr很低時,fc也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除,fr很高時,fc會過高，使開

關(guān)器件難以承受。為了克服上述缺陷，可以采用分段同步調(diào)制的方法。

3.分段同步調(diào)制

把fr范圍劃提成若干個頻段，每個頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同。在fr

高的頻段采用較低的N,使載波頻率不致過高，在fr低的頻段采用較高的N,使

載波頻率不致過低。

圖6-11,分段同步調(diào)制一例。為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的

方法。同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機控制時容易實現(xiàn)?？稍诘皖l輸出時采

用異步調(diào)制方式，高頻輸出時切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點結(jié)合起來,

和分段同步方式效果接近。

"VN"1

0

圖6-10同步調(diào)制三相PWM波形

圖6-11分段同步調(diào)制方式舉例

（3）規(guī)則采樣法

按SPWM基本原理，自然采樣法中規(guī)定解復(fù)雜的超越方程，難以在實時控制

中在線計算，工程應(yīng)用不多。

規(guī)則采樣法特點:

工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多。

規(guī)則采樣法原理：

圖6-12,三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc。自然采樣法中，脈沖中點不

和三角波一周期中點（即負峰點）重合。規(guī)則采樣法使兩者重合，每個脈沖中點

為相應(yīng)三角波中點，計算大為簡化。三角波負峰時刻tD對信號波采樣得D點，過

D作水平線和三角波交于A、B點，在A點時刻tA和B點時刻IB控制器件的通

斷，脈沖寬度3和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。

圖6-12規(guī)則采樣法

規(guī)則采樣法計算公式推導：

正弦調(diào)制信號波公式中,a稱為調(diào)制度,0<a<l；3r為信號波角頻率。從圖

6-12因此可得：

（6-6）

三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度（6-7）

三相橋逆變電路的情況:

通常三相的三角波載波公用，三相調(diào)制波相位依次差120°,同一三角波周期內(nèi)

三相的脈寬分別為5U、6V和5W,脈沖兩邊的間隙寬度分別為5'u、5、和

6'w,同一時刻三相正弦調(diào)制波電壓之和為零，由式(6?6)得

6=—(1+asin69/)

2、「run，

(6-8)

1T

由式(6-7)得：/=萬(7；-S)=才(1一asincottD)

(6-9)

故由式(6-8)可得：(6-10)

故由式(6-9)可得：(6-11)

運用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算

(4)PWM逆變電路的諧波分析

使用載波對正弦信號波調(diào)制，產(chǎn)生了和載波有關(guān)的諧波分量。諧波頻率和幅

值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。

分析雙極性SPWM波形：

同步調(diào)制可當作異步調(diào)制的特殊情況，只分析異步調(diào)制方式。

分析方法：

不同信號波周期的PWM波不同，無法直接以信號波周期為基準分析?，以載

波周期為基礎(chǔ)，再運用貝塞爾函數(shù)推導出PWM波的傅里葉級數(shù)表達式，分析過

程相稱復(fù)雜，結(jié)論卻簡樸而直觀。

1、單相的分析結(jié)昊：

不同調(diào)制度a時的單相橋式PWM逆變電路在雙極性調(diào)制方式下輸出電壓的

頻譜圖如圖6-13所示。其中所包含的諧波角頻率為±kcor

式中，n=l,3,5,…時，k=0,2,4,…；n=2,4,6,…時，k=l,3,5,…。

可以看出，PWM波中不含低次諧波，只具有角頻率為3c,及其附近的諧波，以

及23c、33c等及其附近的諧波。在上述諧波中，幅值最高影響最大的是角頻

率為3c的諧波分量。

1.4

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

k

n

角頻率(加々+尢嗎)

圖6-13單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖

2.三相的分析結(jié)果：

三相橋式PWM逆變電路采用公用載波信號時不同調(diào)制度a時的三相橋式PWM

逆變電路輸出線電壓的頻譜圖如圖6-14所示。在輸出線電壓中，所包含的諧波角

頻率為

〃叫V±kcoIr

式中,n=l,3,5,…時,k=3(2m-l)±1,m=l,2,…；

6m+1,m=0,1,…;

n=2,4,6,…時,k=6m-1,m=1,2,…。

和單相比較，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區(qū)別是載波角頻率3c整

數(shù)倍的諧波被消去了，諧波中幅值較高的是3c±23「和23c±3「。

12

1

.0

o.85

o4

o2

O

角頻率5%+及

圖6-14三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖

SPWM波中諧波重要是角頻率為3c、23c及其附近的諧波，很容易濾除。當調(diào)

制信號波不是正弦波時，諧波由兩部分組成：一部分是對信號波自身進行諧波分

析所得的結(jié)果，另一部分是由于信號波對載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波

分布情況和SPWM波的諧波分析一致。

(5)提高直流電壓運用率和減少開關(guān)次數(shù)

直流電壓運用率——逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值Uhn和直流電壓

Ud之比。

提高直流電壓運用率可提高逆變器的輸出能刀；減少器件的開關(guān)次數(shù)可以減

少開關(guān)損耗；正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時，輸出相電壓

的基波幅值為Ud/2,輸出線電壓的基波幅值為，即直流電壓運用率僅為

0.866。這個值是比較低的，其因素是正弦調(diào)制信號的幅值不能超過三角波幅值，

實際電路工作時，考慮到功率器件的開通和關(guān)斷都需要時間，如不采用其他措施,

調(diào)制度不也許達成io采用這種調(diào)制方法實際能得到的直流電壓運用率比().866

還要低。

1.梯形波調(diào)制方法的思緒

采用梯形波作為調(diào)制信號，可有效提高直流電壓運用率。當梯形波幅值和三

角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。

梯形波調(diào)制方法的原理及波形，見圖6-15。梯形波的形狀用三角化率s

=Ut/Uto描述,Ut為以橫軸為底時梯形波的高,Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延

長后相交所形成的三角形的高。s=0時梯形波變?yōu)榫匦尾?s=l時梯形波變?yōu)槿?/p>

角波。梯形波含低次諧波,PWM波含同樣的低次諧波，低次諧波（不涉及由載波

引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為3。

圖6-16,6和Ulm/Ud隨s變化的情況。

圖6-17,s變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值Ulm之比。

s=0.4時，諧波含量也較少，8約為3.6%,直流電壓運用率為1.03,綜合效果較

好。

圖6-15梯形波為調(diào)制信號的PWM控制

梯形波調(diào)制的缺陷：輸出波形中含5次、7次等低次諧波。

實際使用時，可以考慮當輸出電壓較低時用正弦波作為調(diào)制信號，使輸出電玉不

含低次諧波；當正弦波調(diào)制不能滿足輸出電壓的規(guī)定期，改用梯形波調(diào)制，以提

a

圖6-16s變化時的d和直流電壓運用率圖6-17s變化時的各次諧

波含量

2.線電壓控制方式（疊加3次諧波）

對兩個線電壓進行控制，適本地運用多余的一個自由度來改善控制性能。

目的一一使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡也許提高直流電壓運用率，并

盡量減少器件開關(guān)次數(shù)。

直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目的卻是線電壓。

相對線電壓控制方式，控制目的為相電壓時稱為相電壓控制方式。

在相電壓調(diào)制信號中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧

波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時,3次諧波互相抵消，線電壓為正

弦波。如圖6-18所示。鞍形波的基波分量幅值大。

除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影

3.線電壓控制方式(疊加3倍次諧波和直流分量)：

疊加up,既包含3倍次諧波，也包含直流分量,up大小隨正弦信號的大小而變化。

設(shè)三角波載波幅值為1,三相調(diào)制信號的正弦分別為urUhurVl和urWl,尹令:

“P=-min(wrUI,wrVPwlW1)-l

(6-12)

則三相的調(diào)制信號分別為

/U=〃rUl+〃p

WrV=〃rV|+〃p

(6-13)

圖6-19線電壓控制方式舉例

不管urUl.urVl和urWl幅值的大小，urU、urV、urW總有1/3周期的值和三

角波負峰值相等。在這1/3周期中，不對調(diào)制信號值為的相進行控制，只對其

他兩相進行控制，因此，這種控制方式也稱為兩相控制方式。

優(yōu)點：

(1)在1/3周期內(nèi)器件不動作，開關(guān)損耗減少1/3

(2)最大輸出線電壓基波幅值為Ud,直流電壓運用率提高

(3)輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)于梯形波調(diào)制方式

(6)PWM逆變電路的多重化

和一般逆變電路同樣，大容量PWM逆變電路也可采用多重化技術(shù)。采用SPWM

技術(shù)理論上可以不產(chǎn)生低次諧波，因此，在構(gòu)成PWM多重化逆變電路時，一般

不再以減少低次諧波為目的，而是為了提高等效開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗，減少

和載波有關(guān)的諧波分量。

PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式，運用電抗器聯(lián)

接實現(xiàn)二重PWM逆變電路的例子如圖6-20所示。電路的輸出從電抗器中心抽

頭處引出，圖中兩個逆變電路單元的載波信號互相錯開180°,所得到的輸巴電

壓波形如圖6-21所示。圖中，輸出端相對于直流電源中點的電壓，己變?yōu)閱?/p>

極性PWM波了。輸出線電壓共有()、±(1/2)Ud、土Ud五個電平，比非多重

化時諧波有所減少。

一般多重化逆變電路中電抗器所加電壓頻率為輸出頻率，因而需要的電抗

器較大。而在多重PWM型逆變電路中，電抗器上所加電壓的頻率為載波頻率，

比輸出頻率高得多，因此只要很小的電抗器就可以了。

二重化后，輸出電壓中所含諧波的角頻率仍可表達為，但其中當n奇數(shù)時的諧

波已所有被除去，諧波的最低頻率在附近，相稱于電路的等效載波頻率提高了

一倍。

4芯

2TI_____________=L

u

v

w

5=!-------=L

LVLw|^

%MM2]

圖6-20二重PWM型逆變電路

ciinnnnn...........nn一

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圖6-21二重PWM型逆變電路輸出波形

電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，很小。輸出電壓所

含諧波角頻率仍可表達為nwc+kwr,但其中n為奇數(shù)時的諧波已全被除去，諧波

最低頻率在2wc附近，相稱于電路的等效載波頻率提高一倍。

3PWM跟蹤控制技術(shù)

PWM波形生成的第三種方法一跟蹤控制方法。

把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬

時值比較來決定逆變電路各器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化，常用

的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。

（1）滯環(huán)比較方式

1.電流跟蹤控制

基本原理：

把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入，比較器

輸出控制器件VI和V2的通斷。VI（或VD1）通時,i增大,V2（或VD2）通時,

i減小。通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制,i就在i*+DI和i*-DI的范圍內(nèi)，呈

鋸齒狀地跟蹤指令電流i*。

滯環(huán)環(huán)寬對跟蹤性能的影響：環(huán)寬過寬時，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄

時，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過高。

電抗器L的作用：L大時,i的變化率小，跟蹤慢。L小時,i的變化率大，開關(guān)頻

率過高。

圖6-22滯環(huán)比較方式電流跟蹤控制舉例

圖6-23滯環(huán)比較方式的指令電流和輸出電流

圖6-24三相電流跟蹤型PWM逆變電路

圖6-25三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形

采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點

（1）硬件電路簡樸

（2）實時控制，電流響應(yīng)快

（3）不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧波

（4）和計算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時輸出電流中高次諧波含量多

（5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點

2.電壓跟蹤控制

采用滯環(huán)比較方式實現(xiàn)電壓跟蹤控制。如圖6-26所示。把指令電壓u木和輸出電

壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較

器輸出控制開關(guān)通斷，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。和電流跟蹤控制電路相比，只是

把指令和反饋從電流變?yōu)殡妷骸］敵鲭妷篜WM波形中含大量高次諧波，必須用

適當?shù)臑V波器濾除。

圖6?26電壓跟蹤控制電路舉例

u*=0時，輸出u為頻率較高的矩形波，相稱于一個自勵振蕩電路。

u*為直流時,u產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎撁}沖寬度不等，正寬負窄或正窄負寬的

矩形波。

u*為交流信號時，只要其頻率遠低于上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷

產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和u*相同，從而實現(xiàn)電壓跟蹤控制。

（2）三角波比較方式

基本原理：

不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是閉環(huán)控制。把指令電流i*U、i*V

和i*W和實際輸出電流iU、iV、iW進行比較，求出偏差，放大器A放大后，再

和三角波進行比較，產(chǎn)生PWM波形。

放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。

圖6-27三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路

特點：

開關(guān)頻率固定，等于載波頻率，高頻濾波器設(shè)計方便；為改善輸出電壓波形,

三角波載波常用三相；和滯環(huán)比較控制方式相比，這種控制方式輸出電流諧波

少。

定期比較方式：

不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)立一個固定的時鐘。以固定采樣周期對指令信號和

被控量采樣，按偏差的極性來控制開關(guān)器件通斷。在時鐘信號到來時刻，如i<i*,

令VI通,V2斷，使i增大；如i>i*,令VI斷,V2通，使i減小。每個采樣時刻

的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。

采用定期比較方式時，器件最高開關(guān)頻率為時鐘頻率的1/2,和滯環(huán)比較方式相

比，電

流誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。

4PWM整流電路及其控制方法

實用的整流電路兒乎都是晶閘管整流或二極管整流。

晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后丁電壓，且諧波分量大，因此功率因數(shù)

很低。

二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1,但輸入電流諧波很大，所以功率因數(shù)

也很低。

把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了PWM整流電路。

可使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1,

也稱單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。

(1)PWM整流電路的工作原理

PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多

1.單相PWM整流電路

圖6-28a和b分別為單相半橋和全橋PWM整流電路。半橋電路直流側(cè)電容必須

由兩個電容串聯(lián)，其中點和交流電源連接。全橋電路直流側(cè)電容只要一個就可

以。交流側(cè)電感Ls涉及外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工

作所必須的。

b）

圖6-28單相PWM整流電路

a）單相半橋電路b）單相全橋電路

單相全橋PWM整流電路的工作原理：

正弦信號波和三角波相比較的方法對VI?V4進行SPWM控制，就可在交流

輸入端AB產(chǎn)生SPWM波uABouAB中具有和信號波同頻率且幅值成比例的基

波、和載波有關(guān)的高頻諧波，不含低次諧波。由于Ls的濾波作用，諧波電壓只使

is產(chǎn)生很小的脈動。蘭信號波頻率和電源頻率相同時,is也為與電源頻率相同的

正弦波。US一定期,is幅值和相位僅由uAB中基波uABf的幅值及其與US的相位

差決定。改變uABf的幅值和相位,可使is和us同相或反相,is比us超前90°,或

is與us相位差為所需角度。

相量圖（圖6-29）

a:滯后相角6,Is和Us同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1,PWM整流電路最基

本的工作狀態(tài)

b:超前相角6,Is和Us反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實現(xiàn)能量正

反兩方向流動，這一特點對于需再生制動的交流電動機調(diào)速系統(tǒng)很重要。

。：滯后相角"1:5超前口$9()。，電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無

功功率發(fā)送器(StaticVarGenerator-SVG)

d：通過對幅值和相位的控制，可以使Is比Us超前或滯后任一角度<1)。

圖6-29PWM整流電路的運營方式相量圖

a)整流運營b)逆變運營c)無功補償運管d)超前角力(p

對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明

整流狀態(tài)下,us>0時，(V2.VD4.VDl.Ls)和(V3.VDl.VD4.Ls)分別組成

兩個升壓斬波電路，以(V2.VD4.VD1.Ls)為例。V2通時,us通過V2.VD4向Ls

儲能。V2關(guān)斷時,Ls中的儲能通過VDI.VD4向C充電.us<0時，

(Vl.VD3.VD2.Ls)和(V4.VD2.VD3.Ls)分別組成兩個升壓斬波電路。由于是

按升壓斬波電路工作，如控制不妥，直流側(cè)電容電壓也許比交流電壓峰值高出許

多倍，對器件形成威脅。

另一方面，如直流側(cè)電壓過低，例如低于US的峰值，則uAB中就得不到圖

6-29a中所需的足夠高的基波電壓幅值，或uAB中具有較大的低次諧波，這樣就

不能按需要控制is,is波形會畸變。

可見，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓可從交流

電源電壓峰值附近向高調(diào)節(jié)，如要向低調(diào)節(jié)就會使性能惡化，以至不能工作。

2.三相PWM整流電路

圖6-30,三相橋式PWM整流電路

最基本的PWM整流電路之一，應(yīng)用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似,

只是從單相擴展到三相進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM

電壓，按圖6?29a的相量圖控制,可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因

數(shù)近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運營狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài)。

(2)PWM整流電路的控制方法

有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋可分為兩種：沒有引入交流旦流

反饋的一一間接電流控制；引入交流電流反饋的一一直接電流控制。

1.間接電流控制

間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a(逆變時為圖6-29b)的相

量關(guān)系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功

率因數(shù)為1的控制效果。

圖6-31,間接電流控制的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。

圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路?？刂葡到y(tǒng)的閉環(huán)是整流器

直流側(cè)電壓控制環(huán)。

控制原理:

和實際直流電壓ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器,PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信

號id,id的大小和交流輸入電流幅值成正比。穩(wěn)態(tài)時,ud=,PI調(diào)節(jié)器輸入為零,PI

調(diào)節(jié)器的輸出id和負載電流大小相應(yīng)，也和交流輸入電流幅值相應(yīng)。負載電流增

大時,C放電而使ud下降,PI的輸入端正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸

入電流增大，也使ud回升。達成新的穩(wěn)態(tài)時，ud和相等,id為新的較大的值，與

較大的負載電流和較大的交流輸入電流相應(yīng)。負載電流減小時，調(diào)節(jié)過程和上述

過程相反。

從整流運營向逆變運營轉(zhuǎn)換

一方面負載電流反向而向C充電,ud抬高,P1調(diào)節(jié)器負偏差,id減小后變?yōu)樨?/p>

值