LCC-MMC混合輸電模型的LCC整流站與MMC逆變器系統(tǒng)基礎(chǔ)理論概述目錄TOC\o"1-3"\h\u30747LCC-MMC混合輸電模型的LCC整流站與MMC逆變器系統(tǒng)基礎(chǔ)理論概述 0285531.1LCC換流站的工作原理及數(shù)學(xué)模型 0211041.2MMC換流站的工作原理及數(shù)學(xué)模型 2210181.2.1MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 236301.2.2MMC的工作原理 3194991.3MMC的調(diào)制與電容電壓均衡控制策略 744061.3.1最近電平逼近調(diào)制結(jié)合排序均壓算法 810221.3.2載波移相正弦脈寬調(diào)制結(jié)合子模塊調(diào)制波縱向微調(diào)均壓法 9分析LCC-MMC混合輸電模型的LCC整流站與MMC逆變器，分別就其結(jié)構(gòu)、原理以及運(yùn)行方式加以說(shuō)明，其中著重分析MMC半橋子模塊的工作模式。另外，本章還會(huì)對(duì)MMC換流器的調(diào)制與均壓策略加以介紹。LCC換流站的工作原理及數(shù)學(xué)模型圖21LCC換流站基本結(jié)構(gòu)一個(gè)換流站要能夠獨(dú)立工作，換流器、換流變壓器、濾波器、直流電抗器的存在是必不可少的；其中換流變壓器的作用是實(shí)現(xiàn)電壓等級(jí)的改變，同時(shí)在一定程度上削弱交流系統(tǒng)的諧波。濾波器的作用是過(guò)濾電網(wǎng)中產(chǎn)生的低次諧波，防止低次諧波所引起的電氣設(shè)備過(guò)熱；整流側(cè)直流線路串接電抗器是為例減少直流線路上的高頻諧波含量、改善系統(tǒng)的功率因數(shù)以及抑制故障沖擊電流；換流器是換流站的核心，其作用是將交流量通過(guò)整流變換成直流量，實(shí)現(xiàn)整流作用?，F(xiàn)常見(jiàn)的LCC換流器有6脈動(dòng)換流器和12脈動(dòng)換流器，6脈動(dòng)換流器結(jié)構(gòu)如圖2-2，電路中開(kāi)關(guān)器件為晶閘管；12脈動(dòng)換流器由兩個(gè)相位差為30。的6脈動(dòng)換流器并聯(lián)而成。圖226脈沖換流器等效電路LCC換流站的基本結(jié)構(gòu)略去濾波器等可用一個(gè)三相全波橋式整流電路來(lái)代替，具體結(jié)構(gòu)如圖2-2所示。三相橋式全波整流電路正常工作時(shí)，在開(kāi)通觸發(fā)信號(hào)的作用下，晶閘管VT1、VT2、VT3、VT4、VT5、VT6依次導(dǎo)通，交流量經(jīng)過(guò)橋式電路最終變成一個(gè)波浪形類(lèi)直流波形，通過(guò)濾波器濾去其中的諧波便可將交流信號(hào)轉(zhuǎn)化為直流信號(hào)。其中，晶閘管的開(kāi)通通過(guò)延遲觸發(fā)角控制，當(dāng)觸發(fā)角變?yōu)?20°時(shí)，整流器輸出電壓Ud1變?yōu)?，最大導(dǎo)通角為120°，三相橋式全波整流電路的移相角范圍為0。~120。，12脈動(dòng)換流器與6脈動(dòng)換流器相比，在兩組6脈沖整流器的復(fù)合作用下，5次和7次諧波抵消為0，因而在未進(jìn)行濾波的情況下，其輸出波形比6脈沖更接近正弦波，但相應(yīng)的成本也會(huì)隨之增加。由于12脈動(dòng)換流器在實(shí)際工程中應(yīng)用更加廣泛，本文中LCC環(huán)流站采用12脈動(dòng)換流器。根據(jù)文獻(xiàn)[25]，通過(guò)分析6脈動(dòng)換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單的電路運(yùn)算，則可得出12脈動(dòng)換流器的數(shù)學(xué)模型：UI PQcos式中，U1為整流變壓器的線電壓有效值，Ud1和Ud2分別是整流器輸出端和逆變器輸入端的直流電壓，Idc為混合輸電系統(tǒng)直流線路上的電流，Pd1和Qd1分別為系統(tǒng)吸收有功功率和無(wú)功功率，Z為單條直流線路阻抗，XMMC換流站的工作原理及數(shù)學(xué)模型為了設(shè)計(jì)出合理的MMC控制策略，有必要了解MMC的工作原理，根據(jù)MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析MMC的數(shù)學(xué)模型。本節(jié)將先給出目前所用的MMC系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，再推導(dǎo)三相MMC換流器輸出電壓的原理，并推導(dǎo)了三相MMC換流器的數(shù)學(xué)模型，最后分析了MMC的調(diào)制與均壓策略。MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖23模塊化多電平換流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與兩電平換流器類(lèi)似，MMC的拓?fù)淙鐖D結(jié)構(gòu)2-3所示，其相電路及上下橋臂對(duì)稱(chēng)，通過(guò)n個(gè)子模塊（SubMoudle，SM）、橋臂等效電阻和橋臂電抗串接而成。MMC子模塊是在兩電平換流器的子模塊結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上的一次改良，其子模塊結(jié)構(gòu)經(jīng)過(guò)更新?lián)Q代，現(xiàn)如今已有包括半橋、全橋等不同結(jié)構(gòu)的子模塊在實(shí)際工程中得到應(yīng)用。本文以最傳統(tǒng)的半橋結(jié)構(gòu)為例，如圖2-4，由一個(gè)儲(chǔ)能電容和兩個(gè)開(kāi)關(guān)型器件IGBT形成的半橋結(jié)構(gòu)組合而成。在系統(tǒng)運(yùn)行時(shí)，通過(guò)控制T1、T2的開(kāi)通和關(guān)斷而改變系統(tǒng)的運(yùn)行狀態(tài)，然后通過(guò)橋臂儲(chǔ)能電容作用輸出大小為UCMMC的電路具有模塊化的特征，我們可以通過(guò)控制子模塊的投切或增減子模塊的數(shù)目來(lái)控制MMC側(cè)交流系統(tǒng)的輸出電壓等級(jí)，相比于傳統(tǒng)多電平換流器，這種增加電平數(shù)的操作更易于實(shí)現(xiàn)，同時(shí)還會(huì)節(jié)約成本，并且對(duì)開(kāi)關(guān)器件的損耗小，能夠提高直流系統(tǒng)的穩(wěn)定性[36]。值得注意的是，MMC換流器是通過(guò)階梯波逼近正弦波的方式來(lái)進(jìn)行調(diào)制，相比于傳統(tǒng)的PWM調(diào)制方式，這種調(diào)制策略靈活多變，在不同場(chǎng)景下可通過(guò)對(duì)比分析選擇不同的調(diào)制策略。此外，MMC與傳統(tǒng)的多電平換流器不同，其橋臂上可串接限流電抗器，因此在直流線路發(fā)生故障時(shí)能夠抑制沖擊電流，具有一定的清除直流故障的能力；此外，由于運(yùn)行時(shí)電容電壓波動(dòng)導(dǎo)致能量分布不均，MMC橋臂內(nèi)部還會(huì)產(chǎn)生環(huán)流，橋臂上的串接電抗器能夠在一定程度上抑制相間交流環(huán)流分量。MMC的工作原理MMC子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理圖24子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)MMC的第n個(gè)子模塊的電路如圖2-4，iSM為該橋臂電流，C0為子模塊電容，U對(duì)開(kāi)關(guān)器件T1、T2均施加關(guān)斷信號(hào)時(shí)，T1、T2處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)子模塊SM電路中二極管提供通路，這種工作狀態(tài)記為子模塊的閉鎖狀態(tài)。當(dāng)iSM>0時(shí)，根據(jù)圖2-5(a)，二極管D1導(dǎo)通、D2截止，電流流過(guò)儲(chǔ)能電容C0，此時(shí)電容吸收能量，可輸出電壓，記為UC；當(dāng)iSM對(duì)T1施加開(kāi)通信號(hào)、T2施加關(guān)斷信號(hào)時(shí)，此時(shí)由于T2上的反向電壓，二極管D2也處于截止?fàn)顟B(tài)，這種工作狀態(tài)記為子模塊的投入狀態(tài)。當(dāng)iSM>0時(shí)，根據(jù)圖2-5(b)，二極管D1導(dǎo)通，此時(shí)D1兩端產(chǎn)生開(kāi)關(guān)器件T1的反向電壓，故哪怕對(duì)T1施加開(kāi)通信號(hào)，T1也處于關(guān)斷狀態(tài)，電流經(jīng)過(guò)D1流過(guò)儲(chǔ)能電容C0，此時(shí)電容吸收能量，可輸出電壓，記為UC；當(dāng)iSM對(duì)T2施加開(kāi)通信號(hào)、T1施加關(guān)斷信號(hào)時(shí)，由于T1上的反向電壓使D1截止，這種工作狀態(tài)記為子模塊的切除狀態(tài)。當(dāng)iSM>0時(shí)，如圖2-5(c)所示，由于電流從開(kāi)關(guān)器件T2通過(guò)，T2兩端會(huì)產(chǎn)生反向電壓使D2處于關(guān)斷狀態(tài)，電容器C0沒(méi)有電流流過(guò)，被短路，輸出電壓為0；當(dāng)i圖25子模塊運(yùn)行狀態(tài)對(duì)上述分析進(jìn)行總結(jié)，我們以“1”表示器件開(kāi)通，以“0”表示器件關(guān)斷，可以得到表格2-1。表21子模塊工作狀態(tài)匯總?cè)郙MC的數(shù)學(xué)模型根據(jù)MMC換流器的運(yùn)行特點(diǎn)，MMC橋臂產(chǎn)生逆變輸出電壓，三相MMC可等效為圖2-6電路結(jié)構(gòu)，圖26三相MMC等效電路其中，由于各相及上下橋臂電路對(duì)稱(chēng)，即個(gè)元件參數(shù)相等，我們單獨(dú)分析計(jì)算一相電路，如圖2-7，便可得到MMC三相電路的數(shù)學(xué)模型，其具體計(jì)算過(guò)程如下，圖27MMC單項(xiàng)等值電路其中LT和RT分別為MMC換流變的等效漏抗和等效電阻，Larm和Rarm分別為橋臂限流電抗和橋臂等效電阻，usj和ij分別為MMC交流側(cè)的電壓和電流（其中ju式中L=LT+f其中fdqtT將ij，uj，iiuuuu可以看到，各電路量從abc三相靜止坐標(biāo)系轉(zhuǎn)化到dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系上。以（2.9）式為例，兩邊同時(shí)對(duì)t求導(dǎo)，注意，式中θ是關(guān)于w的函數(shù)，θ=θ0+wtd?注意到?（2.15）式兩邊同時(shí)乘以L，可得L+將(2.6)式帶入(2.15)式，可得等式（2.17）L22結(jié)合(2.9)~(2.14)，可得L同理L式（2.18）和式（2.19）表示MMC系統(tǒng)的在dq坐標(biāo)系下的耦合關(guān)系。橋臂電容疊加電流在采取某種調(diào)制手段的情形下使輸出階梯波型逼近正弦波，以此提供MMC換流器輸出電壓。MMC子模塊數(shù)量越多，MMC的輸出電壓的靈活性就越強(qiáng)。MMC的調(diào)制與電容電壓均衡控制策略要使MMC換流器能夠通過(guò)逆變作用得到良好的正弦波形，選擇一個(gè)有效合理的調(diào)制與電壓均衡策略能夠大大的減輕濾波的壓力。調(diào)制的作用是根據(jù)運(yùn)行時(shí)的目標(biāo)輸出電壓來(lái)計(jì)算MMC各橋臂所需的輸出電壓，在此基礎(chǔ)上選擇子模塊的投切數(shù)目，其本質(zhì)為MMC子模塊的開(kāi)通與關(guān)斷控制方式。均壓的作用是來(lái)維持子模塊電容電壓均衡，當(dāng)電容電壓相差較大時(shí)，通過(guò)控制子模塊的投切狀態(tài)來(lái)進(jìn)行調(diào)整。由于調(diào)制和均壓策略實(shí)質(zhì)都是通過(guò)控制子模塊的投切進(jìn)行作用，故兩種控制方式往往結(jié)合在一起討論，其中較為常見(jiàn)的有兩種組合方式：最近電平逼近控制（NLC）結(jié)合排序均壓算法和載波移相正弦脈寬調(diào)制（CPS-SPWM）結(jié)合子模塊調(diào)制波縱向微調(diào)均壓法[37,38]。本節(jié)將會(huì)對(duì)兩種組合方式分別進(jìn)行介紹，通過(guò)對(duì)比其在不同條件下的工況，得出適合本次課題仿真的調(diào)制策略。最近電平逼近調(diào)制結(jié)合排序均壓算法圖28基于NLC的MMC電容電壓平衡控制算法的原理圖圖2-8為基于最近NLC的MMC電容電壓均衡策略的基本原理圖，最近電平逼近調(diào)制選用最鄰近電平觸發(fā)信號(hào)時(shí)，有如下關(guān)系式N其中，Nt為通過(guò)取整函數(shù)作用后的實(shí)時(shí)所需的投切子模塊數(shù)目，uarm_ref為單相橋臂電壓控制量，UCAV電容電壓排序模塊有兩種觸發(fā)方式，其一為當(dāng)Nt發(fā)生變化時(shí)觸發(fā)，即實(shí)時(shí)觸發(fā)，其二為按照固定頻率觸發(fā)，即等間隔觸發(fā)。電容電壓排序模塊對(duì)子模塊電容電壓（UC1，UC2，?，UCN）的排序可通過(guò)橋臂電流iarm的流動(dòng)方向來(lái)進(jìn)行子模塊的投切，其具體原理為：當(dāng)iarm>0時(shí)，導(dǎo)通的子模塊電容會(huì)被充電，此時(shí)通過(guò)選擇電容電壓較低的Nt個(gè)子模塊切入，其余被切出；相反，經(jīng)過(guò)最近電平逼近調(diào)制與均壓后的MMC輸出電壓波形如下，圖29MMC的NLC調(diào)制其中，f(t)表示最近電平逼近調(diào)制波形，g(t)表示正弦調(diào)制波。通過(guò)MMC換流器的輸出波形可知，MMC的最近電平逼近調(diào)制通過(guò)子模塊電容電壓排序而合成的階梯波來(lái)逼近正弦調(diào)制波形，這種方法雖然容易實(shí)現(xiàn)，但當(dāng)MMC子模塊數(shù)量較少時(shí)，由于其輸出電平數(shù)較少，階梯波不能很好的逼近調(diào)制正弦波，此時(shí)輸出正弦波形中含有較多的諧波分量，極其考驗(yàn)輸電系統(tǒng)的濾波性能，造成系統(tǒng)損耗大、經(jīng)濟(jì)性差。在實(shí)際工程中，MMC模塊中子模塊數(shù)目往往較大，一般為數(shù)百個(gè)，此時(shí)采用NLC調(diào)制較為合理，能夠輸出質(zhì)量較高的波形。載波移相正弦脈寬調(diào)制結(jié)合子模塊調(diào)制波縱向微調(diào)均壓法載波移相正弦脈寬調(diào)制策略的實(shí)質(zhì)是MMC的N個(gè)子模塊的載波信號(hào)經(jīng)過(guò)移相，移相角為2π/N，在SPWM正弦調(diào)制波的作用下分別產(chǎn)生各子模塊開(kāi)關(guān)器件的觸發(fā)信號(hào)，以此決定各子模塊的工作狀態(tài)[39]。若不考慮MMC子模塊電容電壓均衡的問(wèn)題，假設(shè)子模塊電容電壓均衡，設(shè)N=4，此時(shí)根據(jù)MMC的工作原理，子模塊的載波信號(hào)（以?xún)蓚€(gè)相鄰子模塊為例）與MMC的參考電壓信號(hào)如圖2-10(a)所示。根據(jù)SPWM調(diào)制的特點(diǎn)，由載波信號(hào)和正弦參考信號(hào)波形相交截取可形成子模塊開(kāi)關(guān)器件的觸發(fā)信號(hào)，如圖2-10(b)和(c)所示。將通過(guò)SPWM調(diào)制而產(chǎn)生的4個(gè)子模塊的觸發(fā)信號(hào)疊加可得圖2-10(d)，其表示5電平的MMC橋臂調(diào)制波，值得注意的是，若子模塊電容電壓均衡，其正比于橋臂子模塊串聯(lián)的輸出電壓之和，由此產(chǎn)生類(lèi)正弦波的階梯輸出波形。當(dāng)子模塊開(kāi)關(guān)頻率較低時(shí)，采取CPS-SPWM調(diào)制策略的MMC換流器能夠有效地削弱諧波，具有較好的諧波特性，因此當(dāng)MMC子模塊數(shù)量較少時(shí)，其優(yōu)勢(shì)更加明顯。圖210CPS-SPWM調(diào)制原理圖(a)表示正弦調(diào)制波和載波(b)表示第一個(gè)子模塊的觸發(fā)信號(hào)(c)表示第二個(gè)子模塊的觸發(fā)信號(hào)