一、同頻同時(shí)全雙工(CCFD)概 二、CCFD國內(nèi)外發(fā)展情況分 1、國內(nèi)研究現(xiàn) 2、國外研究現(xiàn) 三、CCFD應(yīng)用模 1、在移動(dòng)通信中的應(yīng)用模 2、低軌CCFD衛(wèi)星通 四、同頻自干擾技 1、系 2、環(huán)形 3、單天線CCFD終 4、雷達(dá)發(fā)射信號(hào)的消 5、全雙工系統(tǒng)與毫米波MIMO的結(jié) 五、技術(shù)應(yīng)用場(chǎng) 1、通感一體 2、集成接入回傳 3、同頻組 4、子帶全雙 5、移動(dòng)的星載平 六、產(chǎn)業(yè)發(fā)展現(xiàn) 七、國際標(biāo)準(zhǔn)制定及專 1、國際標(biāo)準(zhǔn)制 RAN1性能評(píng) 2、專 八、基礎(chǔ)理論及前沿技 1、全面分析CCFD帶來的系統(tǒng)自干擾及解決方 CCFD中的自干 2、全雙工天線技 3、先進(jìn)的自干擾消除及應(yīng) 4、時(shí)頻兩維演進(jìn)方 6、與MIMO的結(jié)合，包括毫米波、波 7、低軌衛(wèi)星應(yīng)用展 8、全雙工緩存方法和技 9、全雙工中繼技 10、RIS結(jié)合全雙 PAGEPAGE10/(CCFD)5G6G發(fā)展的動(dòng)力。CCFDCCFD以同頻同時(shí)通信的方式打破了傳統(tǒng)發(fā)射和接收頻點(diǎn)/時(shí)隙分割的方式，在不斷對(duì)稱的物聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)上，CCFD以其加倍的頻譜效率，無疑將會(huì)合并至少一部分上、下行頻段。CCFD模塊化的時(shí)期，更加精細(xì)的技術(shù)和系統(tǒng)設(shè)計(jì)將導(dǎo)致大量的芯片CCFD實(shí)現(xiàn)的主動(dòng)干擾和抗干擾也將出現(xiàn)新的應(yīng)用。CCFD2010IEEE15.4CCFD雙向通信演示系統(tǒng)[1]。盡管其2米，它仍然顯示了技術(shù)的可實(shí)現(xiàn)性。2008IMT-Advanced新型無線傳輸技術(shù)（2008ZX03003-004）35dB。隨后在華為公司的介入下，CCFD迅速在中國傳播開來，如何實(shí)際應(yīng)用CCFD的發(fā)展可以分為工業(yè)界和學(xué)術(shù)界兩部分。前者出于商業(yè)利益滯后于后者，特別是在歐洲經(jīng)濟(jì)不景氣，4G成本回收滯后的情況下，企業(yè)對(duì)推出新技術(shù)和新系統(tǒng)持保守態(tài)度，且各3GPPCCFD的公司有華為（北大參與、韓國三LG，并且以“靈活雙工(FlexibleDuplex)”的名義嘗試用于提升傳統(tǒng)基站的頻譜效率，但R185G-6G應(yīng)用研究進(jìn)程。CCFD存在的干擾問題，北京大學(xué)、電子科技大CCFD研究的基本情況如下。120069月，北京大學(xué)焦秉立教授和李建業(yè)（WilliamCYLEE）博士提交發(fā)明專利“其原理如如24所示，這一基站系統(tǒng)模型將發(fā)射信號(hào)和接收信號(hào)設(shè)置在同一頻點(diǎn)和同一時(shí)圖2-42008碼分雙工技術(shù)，2011年研發(fā)2135dB全雙工自干擾抑制。之10080dB[8]。2014500120dB以上。1T1R情況下，1.6GHz~4GHz頻率，20MHz帶寬下，91dB。[10]2T2R情況下，2.5GHz~2.7GHz頻率、20MHz23dBm，空域45dB40dB的抑制115dB的總自干擾抑制度。PNPN序IQ不平衡的自干擾抵消，在實(shí)驗(yàn)室自制設(shè)備上，20MHz122dB。2SachinCCFD系統(tǒng)，結(jié)合了射頻域干擾抑制技術(shù)和基帶干CCFD系統(tǒng)。文獻(xiàn)[2]80MHzWiFi信號(hào)進(jìn)行同時(shí)同頻全雙工實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)環(huán)境如29。射頻干擾抑制采用直接射頻耦合自干擾抑制，80MHz的WiFi15dB，63dB35dB，總體抑制效果為離度為15dB2.4GHz帶寬20MHzMIMO系統(tǒng)中急劇增加的抽頭數(shù)量，部分實(shí)驗(yàn)環(huán)境如2-10所示。Duarte2.4GHzWiFiCCFD系統(tǒng)中的傳輸MIMO系統(tǒng)基礎(chǔ)上，發(fā)射端增加一條新的發(fā)射鏈路，并根據(jù)同一節(jié)點(diǎn)發(fā)射信號(hào)已知80dB左右。9dB性能39dB78dB。萊斯大學(xué)在2.4GHz頻率、625kHzQPSK信號(hào)，在天線間隔分別為26dB81dB。8.5m的兩通信節(jié)點(diǎn)間距。實(shí)驗(yàn)采用空域天線、射頻域、數(shù)字域三種自干擾抑制技術(shù)：射頻域能如表2-1所示。文獻(xiàn)[6]以文獻(xiàn)[4]的測(cè)試平臺(tái)和參數(shù)設(shè)置為基礎(chǔ)，進(jìn)一步進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。針對(duì)帶寬為10MHz36dB。MIMI-OFDM系統(tǒng)中時(shí)域射頻信號(hào)在發(fā)射端進(jìn)行波束賦形的方法，相比傳50dB的衰減。2.4GHz頻率、30MHz47~50dB。文獻(xiàn)[7]擾抑制能力如表2-2所示。20dBLTE48dB/45dB/41dB。2.9GHz~3.4GHz頻率、500MHz80MHz30dB，射30dB20dB20dB，總的自100dB。MichaelEKnox并使用兩個(gè)90°正交網(wǎng)絡(luò)和兩個(gè)環(huán)形器組成的平衡網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)自干擾抑制，該方案在900~930MHz40dB的空間隔離。6m收發(fā)天線垂直間隔條件下，80MHz帶寬情況下，天線隔離達(dá)OFDM35dB。45dB。PAGEPAGE11/PAGEPAGE12/CCFDCCFDCCFD2MIMO技術(shù)以來，唯一具有高頻譜效3GHz圖315G信號(hào)強(qiáng)度不足的狀況，5G采用的高頻信號(hào)在空間衰減較快，5G使用體驗(yàn)常受信號(hào)弱和速率下降的影響。所呈現(xiàn)的圖示5G基站的信號(hào)并向室內(nèi)傳遞。然而，這一過程中CCFD自干擾消除難度越大。在技術(shù)尚未達(dá)到完美的情況下，選擇條件適合的時(shí))圖32CCFD組網(wǎng)具有極大的挑戰(zhàn)性,6B2B干擾的情況。B2B的干擾。提高接收增益，由此降CCFD移動(dòng)終端的發(fā)射功率，減輕自干擾消除負(fù)擔(dān)。77個(gè)基站，以消B2B干擾的同時(shí)，還可以利用其指向性提高接收移動(dòng)終端信號(hào)的增益[4]。NN-1個(gè)不同方向的干1920根天線陣元組成的陣列。2、低軌CCFD2004年美國CommercialOrbitalTransportationServices（COTS）推動(dòng)航天商業(yè)化。計(jì)NASA航天先進(jìn)技術(shù)進(jìn)行有組織的成果轉(zhuǎn)化，成為開啟美國航天事業(yè)發(fā)展的根本動(dòng)NASA資源。NASA在放下低端技術(shù)的包袱，以求以更快的速度重點(diǎn)攻關(guān)新技術(shù)和新的應(yīng)用。其中SpaceX是成功典范之一。20142022年，國務(wù)院、工信部和地方政府發(fā)布了一系列發(fā)展新一代通信技術(shù)等重80%區(qū)域，衛(wèi)星互聯(lián)網(wǎng)通信形成了CCFD衛(wèi)星具有兩顆傳統(tǒng)衛(wèi)星CCFD600公里為例，5.8GHz7.025GHzCCFD進(jìn)一步擴(kuò)展到在飛艇、飛機(jī)和無人機(jī)具有推動(dòng)作用。（1）（2）（4）1數(shù)據(jù)流數(shù)量。如表4-1所示。P2P4P4P3端口隔離定向耦合器也可以作為單天線的收發(fā)隔離器[6]，具體結(jié)構(gòu)如43所示。定向耦合器的P1~P4P1P2天P3接收端會(huì)收到P2的反射信號(hào)以及P1端因隔離度有限的耦合發(fā)射信號(hào)。P4P3端，實(shí)TxRx通道，如44所示。螺旋的對(duì)稱180°TxRx通道之間產(chǎn)生50dB的收發(fā)隔離度[8]。SI信號(hào)的估計(jì)誤差、SI效果，無法完美消除。,2倍，（如干擾信號(hào)的抑制，主要方法包括發(fā)射和接收（R）分離、電磁波隔離和天線模式分集。模擬數(shù)字域聯(lián)合的自干擾抑制技術(shù)路線，20Hz帶寬信號(hào)自干擾抑制能力超過了5B。一種典圖4-5所示。熱點(diǎn)之一，典型的全雙工中繼系統(tǒng)如46所示，自干擾消除仍是核心技術(shù)。LTE的幀結(jié)構(gòu)等。在過去對(duì)全雙工技術(shù)MAC層性來保證無線傳輸?shù)陌踩浴?975年，Wyner在[9]中引入竊聽信道作為物理層安全的基本框竊聽者(Eve)，AliceEveBob進(jìn)行通信。該方法通過多個(gè)發(fā)射天線或合作節(jié)點(diǎn)生成人工噪聲(ArtificialNoise,AN)，并注入到Bob的MIMOBobEve的信道。然而，該方案存在以下固有問題：(a)Bob的信道狀態(tài)信息(ChannelStateInformationCSI)，向發(fā)射CSI將占用一定的信道資源；(b)BobCSIAN很可能BobEveBobCSIAlice時(shí)，該問EveCSIAN。為克服上述問題，文獻(xiàn)[11]CCFD實(shí)現(xiàn)的新型人工噪聲輔助安全方案。與ANANBob產(chǎn)生，如47所示。BobAliceANAN信Bob已知，因此可以被抵消。該方法具有以下優(yōu)點(diǎn)：(a)AliceCSI，CSIAN泄露這一問題也得以解決，系統(tǒng)魯棒性提高；(b)AN既可以由多個(gè)天線產(chǎn)生，也可以由單天線產(chǎn)生，與現(xiàn)有的必須采用多天線發(fā)射機(jī)的方案相比更具有普適性；(c)EveBob，即EveEveEveCSI，所以AN仍然很難被完全消除；(d)該方法可與發(fā)射機(jī)波束賦形方案相結(jié)合，進(jìn)一步提高保密能力；(f)基于WynerBob的信噪比始終高于竊聽者Eve，0，那么就能實(shí)現(xiàn)絕對(duì)安全的保密通信。在無線通信系統(tǒng)中，由于無法保證在無線環(huán)境的任何位置，EveSNRBob，因此無法保證通信的絕對(duì)安全。因此，文獻(xiàn)[12]介紹了一種在有線系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)絕對(duì)物理層安全的通信方案，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如48所示。EveBobANBob順利接收目標(biāo)信號(hào)()。200KHz，400KHz30Khz，設(shè)計(jì)原理圖見49。FPGA（IntelCycloneV5CEFA5）進(jìn)行處理。FPGA會(huì)生DA芯片（AD9767）轉(zhuǎn)保密電話實(shí)物圖如410Bob端的過程中，差分信號(hào)經(jīng)過AD芯片采集并傳輸給FPGAFPGA會(huì)對(duì)接收到的語音信號(hào)進(jìn)行低通濾波處理，DA芯片Bob端。Alice同時(shí)，AliceFPGA會(huì)對(duì)接收到的語音信號(hào)進(jìn)行高通濾波處理，以去除疊加的低頻噪40dB隔離度，實(shí)現(xiàn)安全保密語音通話。2專利[1]給出，示意圖如411所示。主要包括環(huán)形器、收發(fā)天線、地面干擾接收天線、對(duì)消CMOSCMOS工藝的非磁性環(huán)3CCFD（Circulator2->313CCFD系統(tǒng)中的應(yīng)用。CCFD無線電系統(tǒng)非常相似。5、全雙工系統(tǒng)與毫米波MIMO70dB的自干擾抑制。除了傳統(tǒng)微波系統(tǒng)下的直射路徑（LineofSight，LOS）自干擾以外，毫米波的高增益天線波60GHz下，毫米波系統(tǒng)的漏極效率2.4GHz25%。此外，由于毫米波系統(tǒng)的短波長(zhǎng)，其電路5G的發(fā)展以及對(duì)高傳輸速率需求的增加，毫米波通信已經(jīng)成為提升系統(tǒng)性能的IMO天線響應(yīng)向量的漸近正交性，對(duì)大規(guī)模IMOIMO案。PAGEPAGE30/PAGEPAGE31/CCFD技術(shù)作用、效率和實(shí)際應(yīng)用討論實(shí)際場(chǎng)景的突破，以描述其技術(shù)發(fā)1CCFD節(jié)點(diǎn)之間的同頻干擾，通感一體化(ISAC)是解決方案之一。目前業(yè)界關(guān)23GPPNRRelease16IABIABIAB節(jié)點(diǎn)都是IAB節(jié)點(diǎn)的回程鏈路和接入鏈路同時(shí)進(jìn)行傳輸，可以將345GNRRel-18正在進(jìn)行相關(guān)的研究，主要是基站側(cè)使用子帶全Rel-18Rel-193GPPFR2-1的室內(nèi)熱點(diǎn)場(chǎng)景和密集城市宏覆蓋場(chǎng)景。多5CCFD衛(wèi)星通信可以將頻譜效率提高一倍，這里衛(wèi)星位置垂直地面接收站處FDD（頻分雙工）TDD（時(shí)分雙工）3G5G的兩種主流的雙工方式。其中FDD采用兩個(gè)對(duì)稱的頻譜同時(shí)進(jìn)行發(fā)送和接收，中間通過保護(hù)頻段來隔離，但是在上下行業(yè)務(wù)量不對(duì)稱時(shí)，頻譜利用率偏低。TDD是在同一個(gè)頻譜上通過不同的時(shí)隙進(jìn)行發(fā)送和接及XR5G10ms，4msMbpsGbps[1]。TDD頻譜5G業(yè)務(wù)對(duì)極致低時(shí)延和超大上行的需求。6G系統(tǒng)的重要候選技術(shù)。6G系統(tǒng)在初期很可能部署在中高頻段，目前產(chǎn)業(yè)界對(duì)于全雙工的研究和實(shí)現(xiàn)主要集中在子帶不重疊（Subbandnon-overlapping不同的頻域資源上分開，終端側(cè)為半雙工。3GPPRel18Duplexenhancement研究項(xiàng)SBFDdynamicTDD的增強(qiáng)兩個(gè)部分，當(dāng)前正處于評(píng)估階段，對(duì)于子帶全DuplexTDDFDD的優(yōu)勢(shì)，無需 工 工工 工202212月，中國移動(dòng)聯(lián)合\h中興通訊和\h高通5G（SBFD）5GTDD測(cè)試終端（TUE）的射頻直連1.47Gbps3.9ms。20235月，\h中國移動(dòng)聯(lián)合\h中興通訊，在浙江億太諾氣動(dòng)工業(yè)有限公司的生產(chǎn)車間完TDD672Mbps5.3ms。\h\h\h\h5.1ms@99.999%，可充分保障同時(shí)存在上行大帶寬、低時(shí)延、高可靠的多業(yè)務(wù)2022成的射頻集成電路（RFIC）解決方案，被命名為“CamelotRFIC”，其具有非常小的占位面積mAmpMIMO無線電單元（RU）中；當(dāng)與波束歸零技術(shù)結(jié)合使用時(shí)，它可以在發(fā)射和接收天線單100dB的隔離。\h （CCFDIMT2030全雙工工作組的報(bào)告，電子科技大學(xué)、華為、中興、三星、北京大學(xué)都FDDTDD頻譜，無委還沒有分20252月份完【1】中國移動(dòng)，5G3GPP20228202312Rel-18SBFD（SubBanditem3GPPTR38.858，為后續(xù)的標(biāo)準(zhǔn)制定工作奠定基礎(chǔ)。13GPPR18SI（StudyItem）階段，理論和工程技術(shù)UDD（UnifiedDivisionDuplex，統(tǒng)一雙工）S-UDD（SinglecarrierUDDUDD）XDD（crossdivisionduplex，交叉雙工R18這是個(gè)循序漸進(jìn)的過程，整個(gè)路線如71所示。3GPPSI3SBFD網(wǎng)絡(luò)部署場(chǎng)景，如圖72所示，包括：1)非共存情況(non-coexistencecase)SBFDSBFD子帶配置相同；2)同信道共存情況(co-channelco-existencecase)SBFDTDD同頻共存部署，且宏站采用靜態(tài)TDD，室內(nèi)小站采用SBFD3鄰道共存情況(adjacent-channelco-existencecase)SBFDTDD鄰頻共存部署。 組網(wǎng)相比，SBFD組網(wǎng)會(huì)存在更加多樣的干擾類型，包括如7311種干擾， 間(gNB-gNB)CLI，主要是施擾基站(aggressorgNB)的下行傳輸對(duì)受擾基站(victimgNB)CLI頻子帶間CLI；⑥和⑨為終端間(UE-UE)CLI，主要是兩個(gè)終端距離較近，施擾終端CLICLI；⑩和?CLI。對(duì)上述問題，3GPPRel-18SBFDSI3GPP有史以來最復(fù)雜最精確的干擾建模工作，提出了自干擾(①)和子帶間非線性(⑦⑧⑨)3GPPSBFDTR38.858A.2節(jié)。圖天線隔離(antennaisolation)：主要用于消除來自DLsub-bandTxpowerlevelleakageTxRx陣列之間的隔離距離實(shí)現(xiàn)，此antennaisolation跟具體的部署環(huán)境有關(guān)，例如增加不同扇區(qū)間的隔離距離或weight,wind-load,weatherresistance等因素；beamnullingDLEIRPMIMO擾信號(hào)（DL-subbandsignalandleakage信號(hào)、反饋給接收側(cè)，并從接收信號(hào)couplingdistortion；-頻域隔離：發(fā)射機(jī)泄漏抑制(Suppressionoftransmitterleakage)OFDM符合頻譜擴(kuò)展（spectrumwidening）RFOFDM頻譜擴(kuò)展CFR以及DPD RAN4分析了不同基站類型的自干擾抑制能力(RSICresidualself-interferencecalculation)，主要分析結(jié)論見表71~表73，例如，F(xiàn)R16dB，使得靈敏1dB gNBTxpower(dBm)RSICbudget整體RSIC gNBTxpower(dBm)RSICbudget公司上報(bào)的整體RSIC gNBTxpowerrequiredRSICbudgetRSICcapability112128(Realistic3GPPRel-18SBFDSI階段，RAN1研究并評(píng)估了多種基站間(gNB-gNB)和終端間-空間域方法(Spatialdomainbasedschemes)，包括：波束迫零(Beamnulling)和波束配對(duì)(Beampairing)。如75所示，波束迫零指的是施擾基站(aggressorgNB)在決定其下行用戶的下行波束權(quán)值時(shí)額外考慮受擾基站(victimgNB)的影響，避免-時(shí)域和或頻域協(xié)調(diào)調(diào)度(Coordinatedschedulingfortime/frequencyresourcesbetweengNBs)-功率域方法(Powercontrolbasedschemes)，如基站降低下行信號(hào)發(fā)射功率，或-基站間CLI測(cè)量和信道測(cè)量(Inter-gNBco-channelCLImeasurementchannel-空間域方法(Spatialdomainbasedschemes)CLI測(cè)量-時(shí)域和或頻域協(xié)調(diào)調(diào)度(Coordinatedschedulingfortime/frequencyresourcesbetweenUEs)-功率域方法(Powercontrolbasedschemes)，如基站提高下行信號(hào)發(fā)射功率，或CLI測(cè)量(UE-to-UEco-channelCLImeasurement)1或?qū)覵BFD小區(qū)(基站采用SBFD操作)TDD終端和SBFD新終端(簡(jiǎn)稱SBFD感知終端，SBFDawareUE)能夠在共存。SBFDTDD幀結(jié)構(gòu)的下行符號(hào)或靈活邊(DU模式,如圖75(c)所示)或中間(DUD模式,如圖75(b)所示)。上下行SBFD符號(hào)上具有相同的SBFD子帶頻域資源。SBFDSBFDTDD上行/下行配置中最多只2SBFD/SBFD符號(hào)類型轉(zhuǎn)化點(diǎn)(transitionpoint)。(b)DUD(c)DU式 SBFDSBFDRAN1考慮SBFDSBFD符號(hào)分配不同的資源、調(diào)頻參數(shù)、上行功控參數(shù)、空間關(guān)系等。RAN1TDDUPT(UserPerceivedThroughput)和包時(shí)延(packet-latency)等在713SBFD4TDDSBFD時(shí)隙配置和上-Alt-1:TDDDDDSU20%；SBFD-Alt-2:TDDDDDSU20%；SBFD-Alt-3:TDDDDDUU40%；SBFD-Alt-4:TDDDDDSU20%；SBFDULAlt-3Alt-4，SBFDTDD的上下行SBFDTDD的性能“凈”收益。TR38.858AB.1。圖7- SBFDRAN1SBFD74所示，TDD相比，SBFD采用公平的資源配置(Alt-4:SBFD{XXXXX}vs.TDD{DDDSU}時(shí)，在低頻室內(nèi)(FR1Indoor)和高頻室內(nèi)(FR2-1Indoor)(低、中、高)，SBFDUPT都存在性能增益；而對(duì)于其他的部署場(chǎng)景，SBFD的SBFDUPT性能增益至少來自于更多的上下行傳輸機(jī)會(huì)；SBFD采用非公平的資源配置(Alt-2SBFD{XXXXU}vs.TDD{DDDSU}時(shí)，在所有部署場(chǎng)景下，SBFD都具有顯著的上行性能增益，但存在一定的下行性能損失。經(jīng)分析，SBFDUPT性能增益至少來自于更多的上行資源和更多的上行UPT性能損失則至少來自于更少的下行資源；TR38.8587.3.1節(jié)、7.4B.2B.3 Alt-4Alt-2所有負(fù)載：DL/ULUL增益(79%~150%)DL損失(-0.35%~-54%)FR1所有負(fù)載-(4Kbyte,上行1KBbyte)UL增益低負(fù)載-(0.5Mbyte,上行0.125MBbyte)UL增益ULDL(-3%~-FR1Dense所有負(fù)載-UL增益ULDL(-27%~-所有負(fù)載：DL/ULULDL(-4%~-低負(fù)載-DL增益ULDL(-21%~-FR所有負(fù)載：ULDL損ULDL(0.43%~-(0%gridSBFD運(yùn)營商所有負(fù)載：ULDL損TDD運(yùn)營商DL/ULSBFD運(yùn)營商:ULDL(-23%~-TDD運(yùn)營商所有負(fù)載：存在有限的5%)DL/ULgridSBFD運(yùn)營商低/中負(fù)載：UL增益所有負(fù)載：DL損失TDD運(yùn)營商:DL/ULSBFD運(yùn)營商:ULDL(-21%~-TDD運(yùn)營商所有負(fù)載：存在有限的4%)DL/ULRAN1還開展了鏈路級(jí)LLS(LinkLevelSimulation評(píng)估工作，評(píng)估SBFD(幀結(jié)構(gòu)XXXXU)TDD(DDDSU)1dB降敏的自干擾抑制能力假設(shè)，RAN1SBFDPUSCHA(PUSCHrepetitiontypeA)時(shí)，F(xiàn)R1UMa場(chǎng)景FR2-1DenseUMa5.41dB6.92dBSBFD采TBoMS(transportblockprocessingovermultipleslot)技術(shù)時(shí)，F(xiàn)R1UMaFR2-1DenseUMa場(chǎng)景可分別提供5.09dB和5.72dBTR38.8587.3.2D。RAN4TR38.85811E。sor->Victim)CaseCaseCaseCaseUrbanMacro->UrbanTDDDLTDD存在ULSBFDDLSBFDULSBFDDL&ULUrbanHotspot->UrbanTDD僅在DLTDDULSBFDDLSBFD存在ULSBFDDL&UL損Indoor->TDDDLTDDULSBFDSBFDDL&ULUrbanMacro->UrbanTDDDLTDDULUrbanMicro->UrbanTDDDLTDDULSBFDDL損失，TDD發(fā)射功46dBmSBFDULSBFDDL&UL損Rel-18SISBFD技術(shù)可行性和標(biāo)準(zhǔn)可行性，并且通過item，202412025Rel-18研究項(xiàng)目的基礎(chǔ)上進(jìn)行SBFD的標(biāo)準(zhǔn)制定工作，包括：1)SBFD全流程系統(tǒng)設(shè)計(jì)體系，研究并規(guī)范：SBFD子帶的時(shí)頻域配置、跨子帶的頻域資源分配、跨符號(hào)類型的傳輸行為、SBFD符號(hào)的上行和下行傳輸沖突解決等；2)SBFDSBFD技術(shù)能力邊界；3)SBFD組網(wǎng)干擾，支2三星、LG、諾基亞，Docomo，ZTER18協(xié)議立項(xiàng)的子帶全雙工來初步判定，該方從發(fā)明專利官網(wǎng)查詢關(guān)鍵詞“全雙工&通信”，2013/01~2023/06間申請(qǐng)數(shù)量統(tǒng)計(jì)結(jié)果如下圖，2818329個(gè)。\h1、全面分析CCFDCCFDCCFD技術(shù)使得無線終端能夠在相同的頻帶上同時(shí)發(fā)送和接收。以每移動(dòng)通信系統(tǒng)提高頻譜效率的重要途徑[1]CCFD工作時(shí)其發(fā)射天線的部分傳輸能量（SI20dBm和?90dBm110dBCCFD系統(tǒng)自干擾消除是全雙工通信的核心問題。在全雙工模式下,現(xiàn)有研究結(jié)果表明,如果自干擾信號(hào)的強(qiáng)度能夠得到成功抑制3dB以上,則剩余CCFD基站發(fā)射的，因此可以由接收天線接收的信號(hào)中減去發(fā)射的信CCFD如81所示，CCFD通常自干擾信號(hào)由兩個(gè)主要成分組成：LOSLOS成分來CCFD衛(wèi)星通信系統(tǒng)，衛(wèi)星終端的信號(hào)信道只有視距分量，因?yàn)長(zhǎng)OSC波段頻率的固定終SI信道幾乎不存在多徑分量(SILOS分量)UHFFIR濾波器。CCFD的核心技術(shù),現(xiàn)有技術(shù)可以分為被動(dòng)自干擾抑制與主動(dòng)自被動(dòng)自干擾抑制技術(shù)的原理是:通過調(diào)整全雙工設(shè)備發(fā)送天線與接收天線之間的距離，擾信號(hào)能夠在其達(dá)到接收天線之前被有效地衰減,25-40dB的干擾抑制比[5]方向[6],從而造成收發(fā)信號(hào)的物理隔離。線和極化去耦合天線技術(shù)可以有效減小全雙工設(shè)備中的天線互耦合,循環(huán)隔離技術(shù)可以實(shí)4050dB的性能增益；模擬消除與數(shù)字消除技術(shù)的聯(lián)合使用,能夠達(dá)到更高的自干擾消除能力。方法只能抑制視線(LOS)LOS的擾，一個(gè)基站與其他小區(qū)中的基站（Basestationtobasestation，B2B）之間的干擾抑制也很B2B干擾功率比期望的移動(dòng)終端強(qiáng)得多，信干擾功率比可達(dá)-30dB。文獻(xiàn)[13]提出在每個(gè)小區(qū)中心分配一個(gè)RAA和周圍基站發(fā)射機(jī)之間的路徑上，在這種情況下，由于波束成形機(jī)制，RAA無法接收到來自目標(biāo)移動(dòng)終端的信號(hào)。這種偶發(fā)情況可以采用調(diào)度方法RAA來接收從目標(biāo)移動(dòng)終端發(fā)射的信號(hào)。mobilesM2MM2M情況下，CCFDMIMO系統(tǒng)中安全和高效傳輸?shù)膯栴}。從信息論角度提出的信息安6mi場(chǎng)景下可以抵消50dB左右的自干擾，在動(dòng)態(tài)衰落信道場(chǎng)景下可以抵消約40dB的自干擾。然而，主動(dòng)自干擾抑制會(huì)受到相位噪聲等限制，干擾抑制能力有限[10][]。在數(shù)字域中要考慮量化誤差對(duì)D系統(tǒng)性能的影響，雖然在數(shù)字域可以進(jìn)行更高精度的幅度和相位調(diào)CCFD系統(tǒng)相近性能的同時(shí)有效抑制自干擾信號(hào)。2CCFD通信系統(tǒng)面臨的挑戰(zhàn)主要是發(fā)射端（Tx）和接收端（Rx）間的高隔離度。舉例Tx0dBmTxRx100dB才能滿足傳Wi-Fi收發(fā)器的需求。隨著輸出功率的提高，自干擾消除（SIC）的指標(biāo)將進(jìn)一步提升。SIC技術(shù)包括三方面：天線/SIC的第一層，其隔離種。從解耦角度出發(fā)，實(shí)現(xiàn)全雙工天線的技術(shù)路徑分為三種：極化、空間和對(duì)消，如圖83RxTx采用正交的線極化或者圓極化時(shí)，能天線系統(tǒng)，如84所示。在共用天線且激勵(lì)位置相近背景下，正交極化的天然隔離特性仍40dB以上的端口間隔離度。70dB的端口隔離性能。但是，差分激勵(lì)所TxRxE面和HRxH面放置有益于實(shí)現(xiàn)更高的隔離特性。TxRx的遠(yuǎn)場(chǎng)輻射性能。置于天線間的吸收器通過吸收表面波或者EBG和金屬壁通過構(gòu)建強(qiáng)邊界條件，阻擋表面波或者空間波的傳輸，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)天線間的高60dB以上的天線間隔離度，但設(shè)計(jì)時(shí)需系統(tǒng)，而大尺度指采用陣列形式的天線系統(tǒng)。如86所示，小尺度背景下，可以通過天線180°。該方法直觀、簡(jiǎn)單易行，并40dB以上。但是，能量和相位所需滿足的條件限制了解耦帶TxRx共用輻射口面，場(chǎng)對(duì)消通常是饋電位置的局部對(duì)消。并且，TxRx對(duì)應(yīng)的輻射口面相位不一致，存在輻射方向圖傾斜等現(xiàn)實(shí)問題。反2×2S參S參數(shù)矩陣的對(duì)角化過程。因此，解耦電路構(gòu)建的在大尺度下，TxRx天線中有一個(gè)或者均為陣列天線。場(chǎng)相消的實(shí)現(xiàn)主要是通過將Tx（Rx）Rx（Tx）Rx（或者Tx）所在位置的場(chǎng)對(duì)消，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)高隔離特性。如87所示，旋轉(zhuǎn)對(duì)稱放置且梯度相位TxRx處為場(chǎng)零點(diǎn)，天線系統(tǒng)固有地具有高隔離性能。基于多50dBTxRx天線形式的不同，兩者的TxRx輻射特性的差異。如87所示，TxRx共用SIC性能有助于降低模擬域和數(shù)字域的設(shè)計(jì)難度，進(jìn)而促成全雙工系統(tǒng)SIC技術(shù)路徑可以分為極化、空間和對(duì)消三以及頻率資源的緊張會(huì)持續(xù)促進(jìn)全雙工天線技術(shù)的發(fā)展。未來，射頻集成、MIMO全雙工正交極化自干擾隔離方法的缺陷是,當(dāng)環(huán)境偏離理想設(shè)計(jì)條件時(shí),天線無法用信號(hào)處zxy軸方向的電磁波，它們的相位差為β。其數(shù)學(xué)表達(dá)式為和分別表示電場(chǎng)振動(dòng)圓頻率和空間波數(shù)，表示兩個(gè)電磁波相位差式中為一個(gè)旋轉(zhuǎn)電場(chǎng)。其中當(dāng)β=0°，所疊加的電場(chǎng)為線性極化；當(dāng)β=90°加的電場(chǎng)為右旋圓極化；當(dāng)β90°，所疊加的電場(chǎng)為左旋圓極化；當(dāng)β≠0°90°，所SI.CCFD接收機(jī)具有較高的接收靈敏度，我們固定SI的正交配對(duì)。橢圓極化電路設(shè)計(jì)見如88。圖88xy方向路兩路，分別進(jìn)行星座映射、幅度/相位調(diào)整、D/A變換、載波調(diào)制和功率放大多步操 y幅度/相位調(diào)整的操作顯示在88xy yIQ、I Ex0* QEx0

DAC、功率分配、旋轉(zhuǎn)變換、載波調(diào)制的關(guān)系，其仿真結(jié)果見如89。 圖8-105.8GHz天線實(shí)物圖5.8G高增益雙極化平板定向天線實(shí)物圖如圖810(a)和(b)所示。該天線為正交雙極化天線，對(duì)于每個(gè)陣子均包含水平（H方向）極化和垂直（V方向）極化VH路信號(hào)傳輸線分別控制所有陣子的水平（H方向）極化和垂直（V方向）極化的陣元的感應(yīng)電流，從而獲取信號(hào)。CCFD可以成功地500kmCCFD7.050GHzCCFD天線-地通信系統(tǒng)如811所CCFD的設(shè)計(jì)、仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果以及自干擾分析測(cè)量方法的介紹。-(SlantRange)CCFDCCFDCCFD星載天線由兩個(gè)相同的微帶天線陣列組成，V極化4V4H37.5mm×37.5mm,陣列尺寸75mm×75mm,12dB。CCFD自干擾抑制性能，進(jìn)一步實(shí)驗(yàn)在微波暗室中展開，實(shí)際測(cè)試立方星星QPSK、BPSKLDPC1~128隨機(jī)碼片10千克。8157.050GHz頻點(diǎn)的天線輻射方向圖，其中方向圖在垂直于太陽能帆12dBi。110dB。75dB的自干擾消除能力。聲）DSP模塊來調(diào)整仿制信號(hào)的權(quán)重來實(shí)現(xiàn)自干擾信號(hào)的第8-17第二級(jí)濾波：再次引入發(fā)射信號(hào)作為參考信號(hào)，將其進(jìn)行多級(jí)時(shí)延來估計(jì)多徑文獻(xiàn)[17]RF對(duì)消器在射頻域NtNrSISI信號(hào)再經(jīng)過低噪聲放大器，相移等操作得到有SITxSITx信號(hào)相結(jié)合來抵消它。SISISI信號(hào)特性在饋通電路中準(zhǔn)確地調(diào)整參Tx信號(hào)的以下參數(shù)：(a)延遲和相位、(b)振幅、(c)頻率特性。VFEVFESI信VFE補(bǔ)償了每個(gè)延遲分量的頻率特性。SITx/Rx天線的頻率特性。此外，它們的SI信號(hào)的頻率特性。820VFE的簡(jiǎn)要電路圖。均衡器電路是通過使用分立元件來設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)的，Tx信號(hào)提供頻率特性。這里，可以通過改變諧振電路中基于鈦酸鍶鋇（BST）的可變電容器（STMicroelectronics，STPTIC-15C4）的電容來改變頻率特VGA，以補(bǔ)償均衡器的插入損耗，并作為緩沖器圖8-196T/KB/KK個(gè)不同時(shí)間段內(nèi)的窄帶線性調(diào)頻信分段自干擾對(duì)消（SIC）方法，該方法使用相同的射頻消除器消除不同時(shí)間段中的時(shí)域分(TSI)圖8-21所示。2將離散參考信號(hào)和接收信號(hào)分別送入?yún)?shù)控制模塊，計(jì)算出幅值參數(shù)?k?k?k sT(tsT(t),,sT(t)由收發(fā)陣元間的物理距離和實(shí)際的信?k?k?k rk(t5：krk(t6：2～5kK，則當(dāng)前掃頻重復(fù)間隔內(nèi)的自干擾對(duì)消完成，并1～6。DPD提取算法。經(jīng)驗(yàn)證，該算法可以在基本不損失性能的情況下，將信號(hào)的采樣率600MSPS25MSPS，降低了反饋支路高采樣率的指標(biāo)要求。（RKHS立的基函數(shù)才被附加到字典中。隨著新元素G(n1)的出現(xiàn)，計(jì)算了它在子空間Vn上的正交投影。當(dāng)元素到其投影的距離大于一個(gè)正的閾值時(shí)，它可以進(jìn)入字典。需要強(qiáng)調(diào)的?SI信道建模。該算法得益于在凸集上的度量投影，這可以并行執(zhí)行。由于其適應(yīng)性，它Rx信號(hào)的線性部分，同時(shí)將非線性部分文獻(xiàn)[22]MIMO無線電集成數(shù)字自干擾消除技術(shù)。如824所示，對(duì)于2×2MIMO系統(tǒng)，數(shù)據(jù)包被分成兩路信息進(jìn)行傳輸，分別從兩個(gè)收發(fā)器板的全雙干擾信號(hào)示意圖如824(a)所示，此外，824(b)2×2MIMO系統(tǒng)中提出的線yAxA*hAAxB*hBAwyBxA*hABxB*hBBxAAyAA天線處收到的干擾信號(hào)，包括自干擾信xBByBB，w

'A*?'A*?'BA'A*?'*?'B

rAyA?ArByB?Br[n]r[n]ax[np]|x[np]k0m1akp

rr?w res,rr?w LMS22MIMORFF-LMSAB~RFFA~RFF,B

n, n,AB

n,B

n,BB其中，~是觀測(cè)矩陣 的行向量，gT為對(duì)應(yīng)的估計(jì)向量。最后，將LMS實(shí)部 rr?w res,rr?w 圖8-2422MIMOSIDSIC反饋支路以及接收鏈路中的欠采樣捕獲通道由一個(gè)低通濾波器以及欠采樣率的ADC組1CCFD發(fā)射信號(hào)與接收信號(hào)設(shè)置在同一頻率和同一時(shí)間上，節(jié)點(diǎn)的帶寬效率提升一倍,

=(1+ ==log2(1+（1）CCFD節(jié)點(diǎn)而言，到達(dá)接收機(jī)發(fā)的射機(jī)信號(hào)稱為自干擾。在發(fā)天線與=∑?''+??+ ?上式中是混合信號(hào)，'發(fā)射機(jī)信號(hào)（即SI?' 代表多徑自干擾信道響應(yīng)參數(shù)

=∑ ?^''+

+

上式表示消除自干擾后的接收信號(hào)^' =^'

=∑??+2（1）（2）（3）

=

^其中，?2表示F-范數(shù)(Frobeniusnorm)。對(duì)上述的信道估計(jì)值求一階導(dǎo)數(shù)可 ^^ ^^ ??^'

??^'

2X'X'^'^'=X'X'?1X'=h'+X'X'?1X'x+n=2=1∑

2=2TrXX 表示矩陣的跡。隨著符號(hào)序列長(zhǎng)度的增加，上式中的TrXX?1

=

+

?' ' ∑() ∑(+)?'= =?'+=1 ??'+Δ? '?

∑()其中，為自干擾數(shù)字基帶符號(hào)能量。從上式中可以推斷，隨著序列長(zhǎng)度增加??的方差減小。當(dāng)趨于無窮大時(shí)，??0仿真結(jié)果表示在828SI10dB，遠(yuǎn)程20dB20。可以看出，殘余自干擾功率隨序2000時(shí)，殘余自干擾可被抑制到熱噪聲以下。圖8-28二、多徑自干擾的處理方法圖8-29表示自干擾信道響應(yīng)。在上述情況下，CCFD接收機(jī)接收信號(hào)為y(m)x(m)*f其中()

f(n)圖8-30圖8-31

SI

|x(m)y(m)|x(m)4TDDFDD系統(tǒng)，TDD系統(tǒng)在時(shí)域上將資源劃分上下行，F(xiàn)DD系統(tǒng)則在頻域上將資源劃分上下行。為了進(jìn)一步提高時(shí)頻資源使用的靈活性和利用TDDTDD頻段上劃分互不重疊的上下行子帶，從而讓的上下行傳輸方式，雙工模式可以分為圖8324種情況。8-32TD-LTE5GNR的主要頻譜分配方式。時(shí)分雙5GAdavanced方面是自干擾消除技術(shù)的發(fā)展，支持基站具備同時(shí)收發(fā)的能力；另一方面，5GAdaanced的業(yè)務(wù)需求持續(xù)增長(zhǎng)，特別是eB和垂直業(yè)務(wù)，如視頻直播、增強(qiáng)現(xiàn)實(shí)、數(shù)字工廠、遠(yuǎn)FDDTDD提升一倍。子帶重疊全雙工對(duì)于提升網(wǎng)絡(luò)能力具有很高價(jià)值，路、或者上行/34通過時(shí)分或子帶頻分進(jìn)行下行和上行傳輸?？梢钥吹剑瑱C(jī)構(gòu)和企業(yè)的參與。3GPPRelease18成立了“EvolutionofNRduplexoperation”研究課題[23]5G基站側(cè)實(shí)現(xiàn)子帶全雙工的可行性和增益等。這個(gè)研究課題會(huì)持續(xù)20233GPP5G基站側(cè)子帶全雙工的標(biāo)準(zhǔn)化工作。2Pattern#1DLUL時(shí)隙，將中間部分時(shí)隙變?yōu)椤癉UD”子帶結(jié)構(gòu)。Pattern#3將所有時(shí)隙變?yōu)椤癉UD”Pattern#1類似，DUD”子帶結(jié)構(gòu)能Pattern#4將所有時(shí)隙變?yōu)椤癉U”Pattern#2類似，DU”子帶結(jié)構(gòu)能夠存的場(chǎng)景下，Pattern#4會(huì)對(duì)先前部署的基站的上行接收造成跨鏈路干擾。3GPP為例，UEBWPBWPBWP都包含整個(gè)帶BWPBWP分別包含上行子帶和下行子帶。PatternTDDTDD幀結(jié)構(gòu)的周期。Pattern存在兩種不同的下行傳輸時(shí)機(jī)，即下行子帶符號(hào)和下行符號(hào)，下行信道/信號(hào)（PDSCH重復(fù)傳輸?shù)龋┰跁r(shí)域可橫跨兩種不同的下行傳輸時(shí)機(jī)，從Pattern存在兩種PUCCH重復(fù)傳輸?shù)龋┰跁r(shí)域可橫跨兩種不同的上行傳輸時(shí)機(jī)，從而增強(qiáng)上行傳輸?shù)母采w、頻域間距會(huì)影響跨鏈路干擾（CLI,CrossLinkInterference）的強(qiáng)度。一般來說，隨著頻Pattern#2為例，在中間時(shí)隙的下行子UL#1配置密度高的參考信號(hào)，以便更加精準(zhǔn)地測(cè)量干擾強(qiáng)度；UL#2受到的干擾強(qiáng)度次之，可采用密度適中的參考信號(hào)測(cè)量干擾情況；UL#3受到的干擾強(qiáng)度最小，可不同的區(qū)域內(nèi)的上行傳輸也可配置不同的功控參數(shù)來匹配不同干擾強(qiáng)度。UL#1受到的干擾強(qiáng)度大，可配置對(duì)應(yīng)發(fā)射功率較大的功控參數(shù)，以保證上行傳輸?shù)慕邮招阅?；UL#2受到的干擾強(qiáng)適中，可配置對(duì)應(yīng)發(fā)射功率適中的功控參數(shù)；UL#3受到的干擾強(qiáng)度最小，可配（UL/DLtransmissionmuting）CLI測(cè)量參考信號(hào)或資源，受擾基CLI測(cè)此，有必要定義上行傳輸靜默機(jī)制。也就是說，UE可以被配置一些需要靜默的資源，并且UE應(yīng)該假定資源所占用的符號(hào)不可用于上行傳輸。另外，也可以考慮基于現(xiàn)有系統(tǒng)中的上CLI或信道測(cè)量資源上執(zhí)行下行傳輸，顯然測(cè)CLI或信道NRCSI測(cè)量的影響。例如，ZPCSI-RSSSB執(zhí)行速率匹配。這里可以使用類似的機(jī)制。也就是CLISSBCSI-RS域資源上的下行/RB上傳輸?shù)男孤?，DL/UL速率匹配的資源。TDDUL時(shí)隙的影響，例ULRACHROTDD系統(tǒng)的隨DLslot里，SSB/PDCCHRACHROSSBULROULBWPROPattern#1DLUL時(shí)隙，將中間部分時(shí)隙變?yōu)橥l同時(shí)全雙工結(jié)SSB，PRACH，PUCCH等。Pattern#2DLUL時(shí)隙，將中間部分時(shí)隙變?yōu)橥l同時(shí)全雙工結(jié)DL時(shí)隙、UL時(shí)隙以及保留的上Pattern#3DLUL時(shí)隙，將中間部分時(shí)隙變?yōu)橥l同時(shí)全雙工結(jié)DL時(shí)隙、UL時(shí)隙以及保留的下Pattern#5將所有時(shí)隙變?yōu)橥l同時(shí)全雙工結(jié)構(gòu)，充分挖掘頻譜使用的靈活性和頻subbandBWP來實(shí)現(xiàn)。TDD幀結(jié)構(gòu)。通過在時(shí)域配置上下行重疊時(shí)頻資源PatternTDDTDD幀結(jié)構(gòu)的周期。Pattern#2為例，在中間時(shí)隙，時(shí)頻重疊部分受到的干擾強(qiáng)度大，而Pattern存在兩種不同的下行傳輸時(shí)機(jī)，即下行子帶符號(hào)Pattern存在兩種不同的上行傳輸對(duì)于同頻同時(shí)全雙工，如圖839UE之間的上下行傳輸將可能CLI由不同基站間的相同時(shí)頻資源上的干擾變?yōu)橥换鞠嗤瑫r(shí)頻資源發(fā)送接840所示?；局g會(huì)形成多點(diǎn)對(duì)多點(diǎn)的復(fù)雜干擾網(wǎng)絡(luò)，包括基站自干擾、基站間交叉干TDD配置、先進(jìn)接收機(jī)、協(xié)調(diào)調(diào)度等；UE間干擾測(cè)量和抑制，包括先進(jìn)接D2D等場(chǎng)景。未來具備子帶全雙5G會(huì)進(jìn)一步s速增長(zhǎng)，促使各類軟件，尤其是視頻軟件的商業(yè)化應(yīng)用。根據(jù)最202880%[24]。與此同時(shí)，網(wǎng)絡(luò)資源受限的情況仍2028年，固定無線接QoS要求和特性，如高數(shù)據(jù)率、無縫移動(dòng)性、低延遲、高可靠性、高安QoS保障。2.雙工模式以實(shí)現(xiàn)次級(jí)用戶的吞吐量與主要用戶的沖突率的權(quán)衡。針對(duì)無蜂窩大規(guī)模MIMO算法。為實(shí)現(xiàn)干擾管理，文獻(xiàn)[30]D2D網(wǎng)絡(luò)中的節(jié)點(diǎn)設(shè)計(jì)了雙工模式選擇方案，在由一個(gè)全雙工基站以及N個(gè)子載波、M個(gè)上行用戶、N個(gè)下行用戶組成的全雙工OFDMA[38]已經(jīng)能夠?yàn)橐苿?dòng)用戶提供多樣化的多媒體應(yīng)用，但是這些運(yùn)營商仍然受限于700MHz2.6GHz的移動(dòng)寬帶載波頻譜。事實(shí)上，對(duì)于所有分配給運(yùn)營商的頻帶來說，所有移動(dòng)寬帶780MHz。分配給移動(dòng)運(yùn)營商的頻譜被分割成不同的頻段，每個(gè)頻段都擁系統(tǒng)中，如何將可用頻譜最優(yōu)地分配給特定的層（即宏蜂窩、小蜂窩、D2D網(wǎng)絡(luò)等）仍然是需要考慮的一大問題。最近，5G系統(tǒng)的重要技術(shù)，如毫米波回傳、大規(guī)模MIMO、超密200720205G無線接入系統(tǒng)中逐步增長(zhǎng)的設(shè)備數(shù)以及不斷擴(kuò)張的網(wǎng)絡(luò)規(guī)60%。無論是從利潤還是從經(jīng)濟(jì)環(huán)境的角營商已經(jīng)開始探索構(gòu)成5G5G系統(tǒng)中，仍然存在如下的能效挑戰(zhàn)。1)5GQoS需求的能量QoS需求本身的能量效率增益之間的平衡尚未解決。2)小區(qū)大小設(shè)計(jì)對(duì)異QoS性能的影響尚未得到充分解決。3)盡管提供了不同基站類型（純宏蜂窩基站，以及宏蜂窩基站和微蜂窩基站的混合）5G系統(tǒng)仍然存在更多干擾和更頻繁的FD-MIMOFD無線電和多根天線，每根天線都可用于控制方案；類似地，文獻(xiàn)[41]NOMA系統(tǒng)提出了自適應(yīng)的功率控制方線半雙工上行和下行用戶組成。上行和下行用戶可以形成一對(duì)發(fā)射-FD基站通FDOFDM子載波優(yōu)化配對(duì)上行FD無線電。與傳統(tǒng)的異構(gòu)蜂窩系FD異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)中，用戶和宏基站或微接入節(jié)點(diǎn)之間的同時(shí)上行和下行通信會(huì)導(dǎo)致FAP之間的強(qiáng)烈干擾[46][47][48]。文獻(xiàn)[46]GHzD2D鏈路子載波分配的優(yōu)化問題，以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)傳輸100100/6MIMOMIMOMIMO和全雙工技術(shù)都具有高頻譜效率MIMO還具有高能量效率和高可靠性特點(diǎn)，二者的結(jié)合可以很好的滿足未來通信的要MIMO的結(jié)合是一個(gè)重要的研究方向。MIMO全雙工系統(tǒng)中自干擾問題，按照是否在發(fā)射端對(duì)自干擾信號(hào)進(jìn)行預(yù)處定向天線和極化天線。普林斯頓大學(xué)[49]2012年提出了MIMO全雙工(MIMO-Duplex,MIDU)系統(tǒng)，MIDU使用移相器來進(jìn)行信號(hào)的反相，可以適用于更大的信號(hào)帶寬。MIDU系合并作為第二階段的干涉相消。MIDUMIMO系統(tǒng)天線消除提供了一種思路，但MIDUMIDU4倍于半雙工的天線數(shù)量，天線的使用效率不高。、PAGEPAGE101/被動(dòng)式的自干擾抑制中的模擬域消除是在接收信號(hào)進(jìn)入模數(shù)轉(zhuǎn)換器之前進(jìn)行的，203[5016IR利用802.1系統(tǒng)的訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)，調(diào)整抽頭系數(shù)模擬自干擾信號(hào)的傳播，然后從接收端減去模擬出來的自干擾信號(hào)，如84342dB的模擬域自干擾抑制。2014年，該實(shí)驗(yàn)組再次發(fā)表研究成果[51]MIMO系統(tǒng)。統(tǒng)框圖如圖844所示。成系統(tǒng)如845所示，證明了毫米波頻段能夠支持幾百米半徑的室外和室內(nèi)覆蓋，為后續(xù)文獻(xiàn)中基于光纖的多抽頭模擬抵消器見圖846，抵消帶寬大性能優(yōu)，但器件不成熟、體積毫米波模擬波束賦形的全雙工系統(tǒng)框圖如圖847所示，發(fā)射信號(hào)的部分能量從發(fā)射陣列天線到達(dá)接收陣列天線形成自干擾，以HNt

圖8-47構(gòu)。令fCNt1wCNr1為接收合成向量。來自全雙工系統(tǒng)的發(fā)射符號(hào)s將通過其發(fā)射波束f和發(fā)射增益P注入自干擾信道H，然后再通過其接收波束wy

GwHf

7傳統(tǒng)衛(wèi)星通信系統(tǒng)采用的雙工方式有頻分雙工（FrequencyDivisionDuplexFDD）和時(shí)分雙工（TimeDivisionDuplexTDD）兩種，它們分別利用頻率和時(shí)間資源來實(shí)現(xiàn)上行（發(fā)FDD技術(shù)在兩個(gè)獨(dú)立的頻帶上分別進(jìn)行上行和下行數(shù)據(jù)的傳輸。也就是說，一個(gè)特定TDD在一個(gè)單一的頻率信道上交替進(jìn)行上行和下行數(shù)據(jù)的傳輸。這意味著在同一頻率隙內(nèi)只進(jìn)行發(fā)送或接收操作，避免了上下行信號(hào)之間的沖突。TDD系統(tǒng)通常包括一個(gè)幀結(jié)G60星座等也都規(guī)劃了上千萬顆衛(wèi)星，并陸續(xù)開啟了星座建設(shè)，近2種典型結(jié)構(gòu)。2種結(jié)構(gòu)中都存在嚴(yán)重的自干擾：收發(fā)天線共用結(jié)構(gòu)中，由于環(huán)形器的隔離item3GPPTR38.858，為itemSBFD的標(biāo)準(zhǔn)制定工作。（1）（2）（3）（4）（1）傳遞延遲;（2）在基站緩存以減輕其吞吐量有限的回程鏈路的擁塞;（3）在移動(dòng)設(shè)備上緩考慮用戶設(shè)備側(cè)的緩存，是通過將用戶終端緩存（devicecaching）（device-to-device,D2D）D2D緩存。D2DD2D網(wǎng)絡(luò)中的流量業(yè)務(wù)[54][55][56]D2D緩存系統(tǒng)里，多個(gè)用戶設(shè)備形成可以存儲(chǔ)大量文件的公D2D網(wǎng)絡(luò)中用戶數(shù)量增長(zhǎng)，在流量卸載方面極具前景。然而，由于用戶終端存在功率受限的特性，D2D緩存中一個(gè)不容忽視的問題是用戶終端的通信范圍有限，由此影響了內(nèi)容共享的兩個(gè)基本過程，即內(nèi)容感知（contentsensing）和內(nèi)delivery,D2D緩存系統(tǒng)內(nèi)請(qǐng)求某個(gè)文件時(shí)，其發(fā)現(xiàn)預(yù)存了請(qǐng)求文件的緩存節(jié)點(diǎn)的過程被稱為內(nèi)容感（proximitydiscovery）D2D緩存系統(tǒng)聚合的存儲(chǔ)空間巨大，也只有在以單個(gè)用戶設(shè)備為中求時(shí)，此時(shí)用戶設(shè)備扮演內(nèi)容提供者（contentprovider,CP）的角色，向內(nèi)容請(qǐng)求者傳輸文單跳傳輸易受大尺度衰落的影響而導(dǎo)致接收速率過低。從本質(zhì)上而言，D2D用戶設(shè)備通信D2D緩存系統(tǒng)卸載性能提升的根本原因之一。和頻率資源上接收和發(fā)送信號(hào)，有望成倍提升頻譜效率。近些年來，自干擾消除D2D節(jié)點(diǎn)應(yīng)用全雙工通信后，相比于具備相等自干擾消除水平的高發(fā)射功率節(jié)點(diǎn)，D2D節(jié)點(diǎn)的殘余自干擾功率更小。其次，在全雙工協(xié)作通信的輔助下，D2D設(shè)備臨近發(fā)現(xiàn)過程[60]。已有研究探討了采用全雙工通信從多個(gè)緩存內(nèi)容提D2D用戶對(duì)的互相傳輸，當(dāng)彼此的請(qǐng)求內(nèi)容預(yù)存在對(duì)方節(jié)點(diǎn)時(shí)[63]。以上這些工849D2D緩存內(nèi)容接入技術(shù)[64]D2D緩存系統(tǒng)中，考慮理范圍內(nèi)的文件分布情況，這個(gè)地理范圍稱做內(nèi)容感知范圍(ContentSensingRange,CSR)。CSR范圍內(nèi)的所有用戶設(shè)備進(jìn)行協(xié)作感知。收到請(qǐng)求協(xié)作消息后的用戶設(shè)備將在其CSR內(nèi)幫助尋找請(qǐng)求文件。一旦找到文件，由其中某個(gè)用戶設(shè)備作為中繼，通過全D2D鏈路從內(nèi)容提供者處協(xié)助將文件取回給原內(nèi)容請(qǐng)求者。92009年，eihonen在文獻(xiàn)[67]中分析了AF和DF協(xié)議下的全雙工中繼傳輸與半201eihonen[68依據(jù)自干擾抑制門限來決定中繼的雙工工作模式，使整體系統(tǒng)能夠獲得最優(yōu)的傳輸性能。Honuui等人在其2014年發(fā)表的論文[69]中對(duì)全雙工雙向中繼系統(tǒng)的中繼選擇方案及其[70]中斷概率等性能要優(yōu)于半雙工雙向中繼系統(tǒng)，且全雙工中繼系統(tǒng)也可實(shí)現(xiàn)分集增益。207年，nshengJn和Xan-GenXa在文獻(xiàn)[71]分析了單向全雙工中繼傳輸模型下的功率分1倍，但是，[73[73~[78])，繼協(xié)議分為：放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)議(Aplfyandorward,A)、譯碼轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)議(Decodeandorward,D)信號(hào)并向下轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，然后向上轉(zhuǎn)換回原頻段。全雙工中繼節(jié)點(diǎn)可以在AF[75][77]以及DF[73][74[76]是如此。實(shí)際上，研究表明，剩余自干擾對(duì)DR網(wǎng)絡(luò)中DTC的性能有顯著影響[74]。如DTC擾信道“等效多徑模型”O(jiān)FDM[79]和單載波頻域均衡（SC-FDE）的全雙工中繼傳輸方案[80]OFDMSC-FDE的循環(huán)前綴降低殘余環(huán)路自干擾的影響MIMO中繼系統(tǒng)的自干擾消除方案，證明了采用波束成形技術(shù)可以極大程度地消全雙工中繼技術(shù)和網(wǎng)絡(luò)編碼的結(jié)合可以通過在中繼節(jié)點(diǎn)進(jìn)行網(wǎng)絡(luò)編碼來提高數(shù)據(jù)傳輸針對(duì)850所繪的全雙工雙向中繼網(wǎng)絡(luò)，文獻(xiàn)[84]為解決在高噪聲環(huán)境下誤碼率較高A、BR組成，兩個(gè)信源在全雙工模式下進(jìn)行通信，中繼在半雙工模式的自然疊加消息信號(hào)，生成物理層網(wǎng)絡(luò)編碼消息信號(hào)xR并向兩個(gè)信源進(jìn)行廣播。文獻(xiàn)[84], h ( (l)( h AR BR R ( (l) AB B h ( (l) h BA A

其中，上角標(biāo)l表示一個(gè)信號(hào)向量中的第l個(gè)元素；IAIB是全雙工節(jié)點(diǎn)的自干擾抵消yRR解碼得到對(duì)uR=uAuB的估計(jì)值?R。在第二個(gè)時(shí)隙中，?RcRxR。然后，xRAB h h RA

y(?)h(?)x(?)z(?) RB By)、y)y( RB B 原始消息uB、uA。該算法通過計(jì)算概率值和利用反饋回路來減少譯碼誤差，實(shí)現(xiàn)更可靠的A作，同時(shí)進(jìn)行傳輸和接收，所有節(jié)點(diǎn)都采用模擬和數(shù)字混合預(yù)編碼天線結(jié)構(gòu)?；趫D851（BS（MS和由中繼服務(wù)的用戶（MS2NBSNRS組發(fā)NRSr組接收天線。MS1從中繼接收到的信號(hào)被視為干擾。中繼的工作模式為全雙

y=HBS +HRS + 1y=HRS + = + +z RS RS y

HRS

z 1 y BSzR RS Ry HRSRS z2 2 2sBSsRS可以進(jìn)一步分解為：

x12BSW2

RS MS2x2MS2x2的解碼估計(jì)值。針對(duì)圖852所繪系統(tǒng)模型，文獻(xiàn)[86提出了一種基于自干擾消除的（Signal-to-Leakage-and-NoiseRatio）預(yù)編碼設(shè)計(jì)的解決方案。為了抑制自干擾和中繼站干（DoFs8dB時(shí)，SLNR預(yù)編碼方案比與塊對(duì)角化（BD）預(yù)編SLNRSLNRSLNR預(yù)編碼的性能有很大的BDZF預(yù)編碼差。對(duì)于有限數(shù)量的發(fā)射天線，SLNR預(yù)編碼可以支SLNR預(yù)編碼方案提供了更多的用戶文獻(xiàn)[87]852所示，Assistance現(xiàn)的下行吞吐量的閉式表達(dá)式。仿真結(jié)果表明，在低/中信噪比情況下，NC-RLA方案可以顯著提升吞吐量。當(dāng)信噪比介于?10dB5dB之間時(shí)，可以獲得最大增益，且下行鏈路吞文獻(xiàn)[88]主要分析了圖853描繪的全雙工雙向中繼網(wǎng)絡(luò)中物理層網(wǎng)絡(luò)編碼的吞吐量。ANCABR完成信息交換所需的41個(gè)。文獻(xiàn)[88]研究表明，全FD-PNCFD-ANC方案可以實(shí)現(xiàn)接近一倍的吞吐量性能增益。在低信干噪比區(qū)域，F(xiàn)D-PNCFD-ANC的吞吐量性能取決于自干擾信號(hào)的抵消程度。其中，F(xiàn)D-PNC針對(duì)圖853所示全雙工雙向中繼網(wǎng)絡(luò)模型，文獻(xiàn)[89]研究了有限塊長(zhǎng)物理層網(wǎng)絡(luò)編碼RLNCRLNC時(shí)信宿端只需接RLNC對(duì)于數(shù)據(jù)包丟失具有較好的魯棒性。此外，RLNC相比其他網(wǎng)絡(luò)編碼方案具有以RLNCRLNC技術(shù)可以有效增強(qiáng)系統(tǒng)的可靠性，通過在中繼節(jié)點(diǎn)如圖854所示的全雙工中繼網(wǎng)絡(luò)中，文獻(xiàn)[91]Pm1,m2,…,mPp1、p2p3。在中繼處設(shè)有緩存功能，且默認(rèn)緩存大B=∞，中繼將接收到的數(shù)據(jù)包均存入緩存中。文獻(xiàn)[91]RLNC方案：在傳P個(gè)原始數(shù)據(jù)包。在傳輸?shù)牡诙A段，信源生成編碼數(shù)據(jù)包j

P個(gè)線性獨(dú)立的數(shù)據(jù)包時(shí)，傳輸過程結(jié)束。針對(duì)如854所示的全雙工中繼網(wǎng)絡(luò)，文中首R(shí)LNC方案的完成時(shí)延性能的遞歸表達(dá)式。此外，RLNC方案的譯碼復(fù)雜為((PU)3)+(U(PU))U代表信源文獻(xiàn)[92]-[96]在如855所示的全雙工中繼廣播網(wǎng)絡(luò)場(chǎng)景中展開了全雙工中繼技術(shù)與P個(gè)原始數(shù)r1p01pr1rR。文獻(xiàn)[92]FBPF（FewestBroadcastPacketFirst）RLNC調(diào)度方案，該方案假設(shè)RLNC方案。文獻(xiàn)[92]論證了該方案具有比自動(dòng)重復(fù)請(qǐng)求（ARQ）p0=0.6，R=3，1?pr服從(0.45,0.55)間FBPFRLNC方案的完成時(shí)延性能較ARQ35%。文獻(xiàn)[9