會計學1Chap高頻開關整流器上課用解析實用第五章高頻開關整流器5.1高頻開關整流器的組成

5.3三相網(wǎng)側整流及三相預調(diào)級5.2單相高功率因數(shù)預調(diào)級

5.4大功率DC－DC變換級

5.5整流模塊并聯(lián)運行

5.6開關型整流器的部分性能第1頁/共52頁第五章高頻開關整流器5.1高頻開關整流器的組成

5.3三相網(wǎng)側整流及三相預調(diào)級5.2單相高功率因數(shù)預調(diào)級

5.4大功率DC－DC變換級

5.5整流模塊并聯(lián)運行

5.6開關型整流器的部分性能第2頁/共52頁5．1．1影響主電路方案的因數(shù)

影響大功率串通信用整流器主電路方案的主要因素如下：

(1)輸入輸出電壓、電流范圍與半導體器件規(guī)格的配合，

(2)電路的可靠性，工作范圍的適應性。

(3)減小體積、重量和提高效率：減小損耗可減小散熱器尺寸和重量。例如，采用軟開關技術，減小開關損耗、采用低導通壓降的器件(如同步整流器)，減小輸出低電壓的電源的損耗等。

(4)減小對電網(wǎng)的污染。提出整流器要有高的輸入功率因數(shù)，小的倒灌(設備影響電網(wǎng)的)噪聲電壓。為此，許多電路設置了高頻開關工作的功率因數(shù)校正電路*第3頁/共52頁5．1．2高頻開關整流器常用電路的組成第4頁/共52頁圖5.2單相開關整流器主電路一例第5頁/共52頁5.1.3研究和發(fā)展方向

1．交流輸入功率因數(shù)校正2．功率因數(shù)校正DC-DC單級變換器第6頁/共52頁3．功率因數(shù)校正AC-DC單級變換器圖5.3發(fā)展中的電路框圖a)交流輸入功率因數(shù)校正b)功率因數(shù)校正DC－DC單級變換器c)功率目數(shù)校正AC－DC單級變換器第7頁/共52頁第五章高頻開關整流器5.1高頻開關整流器的組成

5.3三相網(wǎng)側整流及三相預調(diào)級5.2單相高功率因數(shù)預調(diào)級

5.4大功率DC－DC變換級

5.5整流模塊并聯(lián)運行

5.6開關型整流器的部分性能第8頁/共52頁WHY

PFC？第9頁/共52頁

感容濾波的二極管整流電路常常加入小電感成為感容濾波電路；ud波形更平直，電流i2的上升段平緩了許多，這對于電路的工作是有利的。二極管的導通時間也相應地延長。圖2-29感容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形a）電路圖b）波形

電容濾波的不可控整流電路

第10頁/共52頁

整流電路的諧波和功率因數(shù)

〔概述〕：許多電力電子裝置要消耗無功功率，會對公用電網(wǎng)帶來不利影響：電力電子裝置還會產(chǎn)生諧波，對公用電網(wǎng)產(chǎn)生危害；許多國家都發(fā)布了限制電網(wǎng)諧波的國家標準，或由權威機構制定限制諧波的規(guī)定。國家標準（GB/T14549-93）《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波》從1994年3月1日起開始實施。第11頁/共52頁無功功率（reactionpower）對電網(wǎng)的影響：無功功率會導致電流增大和視在功率增加，導致設備容量增加；無功功率增加，會使總電流增加，從而使得設備和線路的損耗增加；無功功率使線路壓降增大，沖擊性無功負載還會使電壓劇烈波動。第12頁/共52頁諧波（harmonics）對電網(wǎng)的危害：諧波使電網(wǎng)中的元件產(chǎn)生附加的諧波損耗，降低發(fā)電、輸電及用電效率，大量的3次諧波流過中性線會使線路過熱甚至發(fā)生火災。諧波影響各種電氣設備的正常工作，使電機發(fā)生機械振動、噪聲和過熱，使變壓器局部嚴重過熱，使電容器、電纜等設備過熱、使絕緣老化、壽命縮短以致?lián)p壞；諧波會引起電網(wǎng)中局部的并聯(lián)諧振和串聯(lián)諧振，從而使諧波放大，會使上述1）和2）兩項的危害大大增加，甚至引起嚴重事故；諧波會導致繼電保護和自動裝置的誤動作，并使電氣測量儀表計量不準確；諧波會對鄰近的通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾，輕者產(chǎn)生噪聲，降低通信質(zhì)量，重者導致信息丟失，使通信系統(tǒng)無法正常工作。第13頁/共52頁

5.2.1功率因數(shù)及校正的概要

諧波在供電系統(tǒng)中，我們總是希望電壓和電流一直保持正弦波形。當正弦波電壓施加在線性無源器件電阻、電感和電容上時，其電流和電壓分別為比例、積分和微分關系，但仍為同頻的正弦波。如果正弦波電壓施加在非線性電路上時，電流就成為非正弦波，非正弦波電流在電網(wǎng)阻抗上產(chǎn)生壓降，會使電壓波形也變?yōu)榉钦也ā．斎?，非正弦波電壓施加在線性電路上時，電流也是非正弦的。第14頁/共52頁1）非正弦電壓一般滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級數(shù)基波（fundamental）——在傅里葉級數(shù)中，頻率與工頻相同的分量諧波——頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量，即2,3,4,…N次諧波諧波次數(shù)——諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示）電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）定義為

5.2.1.1功率因數(shù)的定義及參數(shù)注：Ih為總諧波電流有效值。狄里赫利條件：周期函數(shù)在一個周期內(nèi)連續(xù)或只有有限個第一類間斷點，并且至多只有有限個極值點。第15頁/共52頁2.功率因數(shù)1)正弦電路中的情況

電路的有功功率P就是其平均功率：

視在功率S為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI

無功功率Q定義為：Q=UIsinφ

功率因數(shù)λ

定義為有功功率P和視在功率S的比值：

此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關系：

功率因數(shù)λ是由電壓和電流的相位差φ

決定的：λ=cosφ

第16頁/共52頁非正弦電路中的情況有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)λ

仍由正弦情況的公式定義。公用電網(wǎng)中，通常電壓的波形畸變很小，而電流波形的畸變可能很大。因此，不考慮電壓畸變，研究電壓波形為正弦波、電流波形為非正弦波的情況有很大的實際意義。設正弦波電壓有效值為U，畸變電流有效值為I，基波電流有效值及與電壓的相位差分別為I1和φ

1。這時有功功率為：P=UI1cosφ1功率因數(shù)為：

第17頁/共52頁基波因數(shù)——ν=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）——cosφ

1非正弦電路的無功功率定義很多，但尚無被廣泛接受的科學而權威的定義一種簡單的定義是仿照式（2-63）給出的：

這樣定義的無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接受，但該定義對無功功率的描述很粗糙。第18頁/共52頁也可仿照式（2-61）定義無功功率，為和式（2-67）區(qū)別，采用符號Qf，忽略電壓中的諧波時有：Qf=UI1sinφ

1

在非正弦情況下，，因此引入畸變功率D，使得：

比較上面兩式，可得：

忽略電壓諧波時

這種情況下，Qf為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率，D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。第19頁/共52頁1.單相橋式全控整流電路忽略換相過程和電流脈動，帶阻感負載，直流電感L為足夠大。將電流i2分解為傅里葉級數(shù)，可得：

變壓器二次側電流諧波分析：基波和各次諧波有效值為：

n=1,3,5,…電流中僅含奇次諧波；各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)。帶阻感負載時可控整流電路交流側諧波和功率因數(shù)分析

第20頁/共52頁圖2-6單相全控橋帶電感性負載時的電路及波形

第21頁/共52頁

功率因數(shù)計算基波電流有效值為

i2的有效值I=Id，結合上式可得基波因數(shù)為

電流基波與電壓的相位差就等于控制角，故位移因數(shù)為

所以，功率因數(shù)為

帶阻感負載時可控整流電路交流側諧波和功率因數(shù)分析

第22頁/共52頁5.2.1.2電容濾波整流器的功率因數(shù)1．電容濾波整流器功率因數(shù)低的原因圖4電容濾波整流器輸入尖峰電流的形成a)電容濾波整流器電路一例b)電容濾波整流器波形第23頁/共52頁1)峰值因數(shù)(CF，CrestFact。r)為峰值與有效值之比，對圖5－4b中i波形有(5-6)Ip——瞬時電流峰值。2)功率因數(shù)(PF)與導電角的關系(推導從略)近似為(5-7)例如，時，求得CF＝3.16。電源阻抗越小，也越小，CF越大例如，

時，求得PF＝0.689；時，求得PF＝0.622?？梢奝F甚小。第24頁/共52頁

2．低功率因數(shù)的危害性

(1)大的尖峰電流使電網(wǎng)內(nèi)阻抗電壓降增大，使電壓波形出現(xiàn)平頂波趨勢，污染電網(wǎng)

(2)諧波電流產(chǎn)生電磁干擾，于擾通信、計算機、電視機、收音機等設備的正常運行

(3)輸入電流有效值大，要求更大容量的斷路器、傳輸線及配電變壓器等供電設備。

(4)波形系致(即，有效值／平均值)明顯大于正弦波的1.11，使功率損耗增大。

(5)若由開關型交流電源設備[如交流不間斷電源(UPS)，后述]供電時，峰值電流大意味著瞬時過載倍數(shù)大，影響設備可靠性，故峰值因數(shù)(CF)要加以限制。第25頁/共52頁5.2.1.3有源功率因數(shù)校正原理功率因數(shù)校正(PFC)分為有源和無源兩類。無源功率因數(shù)校正用大容量電容或Lc濾波器，其重量和體積相對很大，且無法實現(xiàn)單位功率因數(shù)(UPF)，從略。有源功率因致校正(APFC)又稱為開關型補償法。常用的高頻有源功率因數(shù)校正(預調(diào)節(jié))由升壓型(BOOST)電路組成.第26頁/共52頁

APFC的原理框圖第27頁/共52頁

APFC開關電源雙級電路原理框圖第28頁/共52頁

電流控制技術

電流控制技術是APFC技術中最關鍵的技術。實現(xiàn)APFC的方法最常用的有三種，即電流峰值控制，電流滯環(huán)控制，以及平均電流控制。本節(jié)以Boost功率因數(shù)校正器的控制為例，說明這三種方法的基本原理，假設工作模式為CCM。表給出了這三種方法的基本特點?？刂品椒z測電流開關頻率工作模式對噪聲適用拓撲注峰值電流開關電流恒定CCM敏感Boost需斜率補償電流滯環(huán)電感電流變頻CCM敏感Boost需邏輯控制

平均電流電感電流恒定任意不敏感任意需電流補償表

常用的三種PFC電流控制方法

第29頁/共52頁電流峰值控制的boost功率因數(shù)校正器電路原理圖第30頁/共52頁電流峰值控制的電感電流波形圖第31頁/共52頁

由上圖可見，當電感電流峰值按工頻變化，從零變化到最大值時，占空比d逐漸由大到小。即半個工頻周期內(nèi)，占空比有時大于0.5，有時小于0.5；因此有可能產(chǎn)生次諧波振蕩，為了防止次諧波振蕩的出現(xiàn)，必須在比較器的輸入端加一個斜率補償函數(shù)或稱斜坡補償函數(shù)，以便在占空比廣泛變化范圍內(nèi)，電流能穩(wěn)定工作。第32頁/共52頁2、電流滯環(huán)控制技術

用電流滯環(huán)控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖如下圖所示。

比較圖可以看出電流滯環(huán)控制方法與電流峰值控制方法的差別：電流滯環(huán)檢測的電流是電感電流，并且多了一個滯環(huán)邏輯控制器。第33頁/共52頁

電流滯環(huán)控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖第34頁/共52頁

滯環(huán)法控制的電感電流波形第35頁/共52頁3、平均電流控制技術圖5-6是用平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖。它的主要特點是用電流誤差放大器CA代替圖2-5和圖2-7中的電流比較器COMP。平均電流控制原來是用在開關電源中形成電流內(nèi)環(huán)，以調(diào)節(jié)輸出電流的，并且僅以輸出電壓誤差放大信號為基準電流。現(xiàn)在將平均電流法應用于功率因數(shù)校正，它是以輸入整流電壓和輸出電壓放大信號的乘積為電流基準，并且電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使之與輸入電壓同相位并接近正弦波。第36頁/共52頁

輸入電流信號被檢測，與基準電流比較后，其高頻分量(例如50kHz)的變化，通過電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均誤差電壓與鋸齒波斜坡比較后，給開關驅(qū)動信號，并決定了其應有的占空比。于是電流誤差被迅速而精確地校正。由于電流環(huán)有較高的增益帶寬積，使跟蹤誤差產(chǎn)生的總諧波畸變THD小于1％，容易實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。第37頁/共52頁圖5-6平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正器電路原理圖

第38頁/共52頁圖5-7平均電流控制的電感電流形圖

第39頁/共52頁圖5-8UC3854控制的BoostPFC第40頁/共52頁5.2.3單相零電壓開通高功率因數(shù)預調(diào)級零電壓開通升壓型變換路第41頁/共52頁(1)(t0-t1)期間，驅(qū)動輔助開關管VT2開通，等效電路見下圖，Uo加在Lr上，使電流iLr從零線性增長，iVD1的電流線性減小，到t1瞬時iLr=Ii,iVD1電流減小到零．實現(xiàn)軟關斷。T1-t0的時間間隔:t0以前，正是上一個開關周期的電感Lf升壓，整流二極管VD1導通，輸出電流的時期，此時UDS(VT1)=Uo第42頁/共52頁(2)t1一t2期間，cr諧振放電，icr為負的正弦波形，等效電路見圖見下圖：iLr=Ii+︱icr︱在Ii的基礎上按正弦波形增長，Cr電壓按余弦波形下降，t2瞬時的電壓Ucr為零，t1-t2諧振時間間隔T1-2為輔助電路諧振周期的l／4．即:第43頁/共52頁（3）t2-t3期間，VTl的反并聯(lián)二極管開通，iVT1為負，電壓保持為“零”，滿足ZVS條件，見下圖：t3瞬時，VTl的驅(qū)動電壓脈沖為高電平。VT2和VT1的門驅(qū)動電壓脈沖前沿之間的延