第四章模擬調制系統(tǒng)第一頁，共141頁。引言1幅度調制的原理及抗噪聲性能2非線性調制的原理及抗噪聲性能3各種模擬調制系統(tǒng)的比較4本章內容:頻分復用(FDM)5復合調制及多級調制的概念62第二頁，共141頁。本章重點

模擬通信系統(tǒng)的原理，各種模擬調制方式及抗噪聲性能比較！模擬調制:線性調制:AM,DSB,SSB,VSB非線性調制:FM,PM3第三頁，共141頁。4.1引言

調制:把信號轉換成適合在信道中傳輸的形式的一種過程。廣義調制－－分為基帶調制和帶通調制（即載波調制）。

狹義調制－－僅指載波調制，在無線通信和其他大多數場合，調制均指狹義調制。4第四頁，共141頁。調制的一般框圖：載波表達式：c(t)=A(t)cos[wt

+θ(t)]調制信號f(t)（信息信號）調制器已調信號s(t)（傳輸信號）載波信號c(t)

用調制信號去控制載波某個參數(幅度、頻率、相位)。載波調制5第五頁，共141頁。調制的作用提高無線通信時天線輻射效率。把多個基帶信號分別搬移到不同的載頻處，實現信道的多路復用，提高信道利用率。擴展信號帶寬，提高系統(tǒng)抗干擾、抗衰落能力，還可實現傳輸帶寬與信噪比之間的互換。6第六頁，共141頁。調制的分類載波信號不同：調制信號不同：模擬調制：調制信號是連續(xù)變化的模擬信號√數字調制：調制信號是離散的數字信號連續(xù)波調制：載波信號是連續(xù)波形√脈沖調制：載波信號是脈沖波形7第七頁，共141頁。調制的分類被調制載波參數不同：幅度調制：載波幅度隨調制信號變化√頻率調制：載波頻率隨調制信號變化相位調制：載波相位隨調制信號變化頻譜的變化：已調信號與輸入信號頻譜之√間呈線性搬移已調信號與輸入信號頻譜之間呈非線性搬移線性調制：非線性調制：8第八頁，共141頁。4.2.1幅度調制的原理設正弦型載波為:式中，A—載波幅度；

c—載波角頻率；

0—載波初始相位。幅度調制信號(已調信號)可表示成:式中，m(t)—基帶調制信號。9第九頁，共141頁。假設m(t)<->M()，則已調信號的頻譜為:結論:已調信號的幅度隨基帶信號正比變化,頻譜是基帶信號頻譜的簡單搬移。由于這種搬移是線性的，因此幅度調制又稱為線性調制。

注意:“線性”并不意味著已調信號與調制信號之間符合線性變換關系。10第十頁，共141頁。幅度調制器的一般模型通過選擇不同的濾波器特性H(ω)，便可以得到各種幅度調制信號，如調幅、雙邊帶、單邊帶及殘留邊帶信號等。11第十一頁，共141頁。頻域表示式：（1）標準調幅AM時域表示式:若輸入基帶信號m'(t)＝A0＋m(t)，A0為直流分量，且A0≥|m(t)|max，則輸出AM調制信號。12第十二頁，共141頁。時域波形

當A0≥|m(t)|時已調信號包絡與調制信號波形相同，用包絡檢波法可以恢復出原始調制信號。 否則,出現“過調幅”現象，包絡檢波失效。AminAmax13第十三頁，共141頁。頻譜AM信號的頻譜包含:載頻分量上邊帶下邊帶上邊帶與原調制信號的頻譜結構相同，下邊帶是上邊帶的鏡像。載頻分量下邊帶上邊帶單音調制14第十四頁，共141頁。帶寬與功率分配調制信號功率：調制信號帶寬是基帶信號帶寬fH的兩倍：所以載波功率邊帶功率15第十五頁，共141頁。調制效率 有用功率（用于傳輸有用信息的邊帶功率）占信號總功率的比例稱為調制效率。AM調制方式調制效率低！確知信號調制：單音信號調制：16第十六頁，共141頁。（2）雙邊帶調制（DSB）時域表示式：無直流分量A0頻域表達式：無載頻分量17第十七頁，共141頁。時域與頻域波形：優(yōu)點:調制效率為100％,節(jié)省了載波功率;缺點:不能用包絡檢波，需用相干檢波，解調較復雜。18第十八頁，共141頁。（3）單邊帶調制（SSB）雙邊帶信號兩個邊帶中的任意一個都包含了調制信號頻譜M()的所有頻譜信息，因此可以只傳輸其中一個邊帶。既節(jié)省發(fā)送功率，還可節(jié)省一半傳輸頻帶，這種方式稱為單邊帶調制。

19第十九頁，共141頁。F+(w)/2F-(w)/2F+(w-wc)/4F-(w+wc)/4F+(w+wc)/4F-(w-wc)/4低通濾波器高通濾波器20第二十頁，共141頁。SSB信號的頻域表示式濾除下邊帶:濾除上邊帶:21第二十一頁，共141頁。以下邊帶為例：其中，22第二十二頁，共141頁。同理，上邊帶的時域表達式為：單邊帶信號的時域表示及相移法形成對上、下邊帶信號的頻譜函數做付氏反變換可得到其時域表達式兩式合并：下邊帶的時域表達式為：23第二十三頁，共141頁。SSB信號的時域表示SSB的時域表示式：上邊帶下邊帶24第二十四頁，共141頁。SSB時域波形一般情況：單音調制：25第二十五頁，共141頁。SSB調制小結

SSB信號DSB一樣，不能采用簡單的包絡檢波，因為它的包絡不能直接反映調制信號的變化，所以需采用相干解調。工程實現困難？26第二十六頁，共141頁。（4）殘留邊帶調制（VSB） 殘留邊帶調制是介于SSB與DSB之間的一種折中方式，它克服了DSB信號占用頻帶寬的缺點，又解決了SSB信號實現中的困難。損失部分殘留部分27第二十七頁，共141頁。濾波法實現殘留邊帶調制 濾波器的特性應按殘留邊帶調制的要求進行設計，不需要十分陡峭的截止特性，因而它比單邊帶濾波器容易設計。殘留邊帶信號的頻譜:

28第二十八頁，共141頁。殘留邊帶濾波器設計從接收端分析濾波器的設計條件!乘法器輸出:對應頻譜:搬移到2c的高頻分量,低通濾波后去除!29第二十九頁，共141頁。低通濾波器的輸出:若輸出無失真地恢復調制信號m(t)，則傳遞函數必須滿足：其中，H

調制信號的截止角頻率。30第三十頁，共141頁。殘留邊帶濾波器的特性H()在c處必須具有互補對稱（奇對稱）特性,相干解調時才能無失真地從殘留邊帶信號中恢復所需的調制信號。31第三十一頁，共141頁。殘留邊帶濾波器特性的兩種形式殘留“部分上邊帶”殘留“部分下邊帶”32第三十二頁，共141頁。VSB時域波形一般情況：單音調制：33第三十三頁，共141頁。（5）線性調制的實現模型1)濾波法模型:輸出信號時域表示式：輸出信號頻域表示式：適當選擇H()便可得到各種幅度調制信號!34第三十四頁，共141頁。sm(t)可等效為兩個互為正交調制分量的合成!2)移相法模型其中，35第三十五頁，共141頁。移相法模型36第三十六頁，共141頁。AMDSBSSBVSB2Wf時域表達式帶寬2WfWfWf~2Wf調制方式各種線性調制方式37第三十七頁，共141頁。(6)線性調制的解調原理：為了無失真地恢復基帶信號，接收端必須提供與發(fā)送端載波嚴格同步（同頻同相）的本地載波（稱為相干載波），它與接收信號相乘低通濾波后，可得到原始的調制信號。相干解調器的一般模型

I、相干解調

38第三十八頁，共141頁。相干解調器分析已調信號的表達式:與相干載波相乘:低通濾波: 各種線性調制方式sI(t)都包含了m(t)信息!39第三十九頁，共141頁。相干解調仿真

40第四十頁，共141頁。II、包絡檢波(非相干解調)適用條件：AM信號，且|m(t)|max

A0

由半波或全波整流器和低通濾波器組成.41第四十一頁，共141頁。在大信號檢波時（一般大于0.5V），二極管處于受控的開關狀態(tài)，檢波器的輸出為:包絡檢波分析輸入信號:

且RC滿足如下關系:隔去直流:m(t)

42第四十二頁，共141頁。4.2.2線性調制系統(tǒng)的抗噪聲性能數學分析模型sm(t)已調信號n(t)信道加性高斯白噪聲ni(t)帶通濾波后的噪聲m(t)解調信號no(t)輸出噪聲43第四十三頁，共141頁。噪聲分析ni(t)為平穩(wěn)窄帶高斯噪聲:解調器輸入噪聲功率:帶通濾波器帶寬單邊功率譜密度44第四十四頁，共141頁。信噪比增益 用G便于比較同類調制系統(tǒng)采用不同解調器時的性能,也反映了調制制度的優(yōu)劣。信噪比增益定義:其中,45第四十五頁，共141頁。（1）DSB調制系統(tǒng)的性能由于相干解調器是線性系統(tǒng)，可以分別計算解調器輸出的信號功率和噪聲功率。46第四十六頁，共141頁。解調器輸出端的信號功率解調器輸入信號:相干載波相乘:低通濾波:解調器輸出信號功率:47第四十七頁，共141頁。解調器輸出端的噪聲功率解調器輸入噪聲:相干載波相乘:低通濾波:輸出噪聲功率:帶通濾波器帶寬2fH48第四十八頁，共141頁。信噪比計算解調器輸入信號平均功率為輸入信噪比:輸出信噪比:49第四十九頁，共141頁。DSB系統(tǒng)信噪比增益

DSB調制系統(tǒng)的信噪比增益為2,即解調器使信噪比改善一倍。

原因是采用相干解調，使輸入噪聲中的正交分量被抑制。50第五十頁，共141頁。（2）SSB調制系統(tǒng)的性能輸出噪聲功率:帶通濾波器帶寬fH解調器輸出信號:

平均功率:

輸出信噪比:51第五十一頁，共141頁。])(?21)(21[41]sin)(?cos)([41)(2222tmtmttmttmtsSccmi+===wwm輸入信號平均功率:輸入信噪比:52第五十二頁，共141頁。SSB系統(tǒng)信噪比增益

SSB系統(tǒng)中，信號和噪聲有相同表示形式，相干解調過程中，信號和噪聲中的正交分量均被抑制，故信噪比沒有改善。53第五十三頁，共141頁。（3）AM包絡檢波的性能檢波輸出電壓正比于輸入信號的包絡變化54第五十四頁，共141頁。解調器輸入信噪比計算輸入信號功率:輸入噪聲功率:輸入信噪比:帶通濾波器帶寬2fH55第五十五頁，共141頁。解調器輸入是信號加噪聲的混合波形:

當包絡檢波器的傳輸系數為1時，則檢波器的輸出就E(t)。輸出信號包絡的計算其中,56第五十六頁，共141頁。輸出信噪比計算大信噪比情況有用信號與噪聲獨立分成兩項57第五十七頁，共141頁。輸出信號功率:輸出噪聲功率:輸出信噪比:信噪比增益:58第五十八頁，共141頁。例如：對于100%的調制，且m(t)是單頻正弦信號，這時AM的最大信噪比增益為2/3。討論1.AM信號的調制制度增益GAM隨A0的減小而增加。2.GAM總是小于1，這說明包絡檢波器對輸入信噪比沒有改善，反而惡化了。3.AM調制系統(tǒng)，在大信噪比時，采用包絡檢波器解調時的性能與同步檢測器時幾乎一樣。59第五十九頁，共141頁。小信噪比情況小信噪比情況其中R(t)和(t)代表噪聲的包絡及相位：60第六十頁，共141頁。 輸出信噪比不隨著輸入信噪比按比例下降，而是急劇惡化，這種現象稱為解調器的門限效應,出現門限效應的輸入信噪比稱為門限值。因為輸出沒有單獨的信號項，有用信號被噪聲擾亂61第六十一頁，共141頁。AM信號解調小結

1.門限效應是由包絡檢波器的非線性解調作用引起的。相干解調不存在門限效應,因為信號與噪聲分別進行解調，解調器輸出端總是存在單獨的信號項。

2.大信噪比情況下，AM信號包絡檢波器的性能與相干解調基本相同。當輸入信噪比低于門限值時，包絡檢波將會出現門限效應，輸出信噪比急劇惡化，系統(tǒng)無法正常工作。62第六十二頁，共141頁。4.3非線性調制的原理及抗噪聲性能用調制信號控制載波的相位角，產生具有恒定振幅和瞬時相角θ(t)的正弦波，稱之為角度調制。相位調制PM頻率調制FM角度調制方式調制前后頻率分量不是線性對應關系，經調制后將原來的頻譜擴展到非常寬的頻率范圍之內傳輸，所以屬于非線性調制。角度調制時間域上的特點：幅度始終不變；角度（頻率、相位）在變化。63第六十三頁，共141頁。

A

－載波的恒定振幅；[ct+(t)]=(t)

－瞬時相位

(t)－瞬時相位偏移 角度調制信號的一般表達式:d[ct+(t)]/dt=(t)－瞬時角頻率

d(t)/dt

－瞬時頻偏4.3.1非線性調制的原理64第六十四頁，共141頁。相位調制(PM)定義:瞬時相位偏移隨調制信號作線性變化，即式中Kp--調相靈敏度，單位是rad/V。

時域表達式:65第六十五頁，共141頁。定義:瞬時頻率偏移隨調制信號成比例變化，頻率調制(FM)相位偏移:時域表達式:式中Kf--調頻靈敏度，單位是rad/sV。66第六十六頁，共141頁。PM與FM的區(qū)別1.PM的相位偏移隨調制信號m(t)線性變化，FM的相位偏移隨m(t)的積分呈線性變化。

2.如果不知道調制信號m(t)，則無法從已調信號判斷是調相信號還是調頻信號。67第六十七頁，共141頁。瞬時頻率：最大頻偏：最大相偏：調相指數一、單音調相瞬時相位：單音FM和單音PM68第六十八頁，共141頁。調頻指數最大相偏：瞬時頻率：最大頻偏：瞬時相位：二、單音調頻69第六十九頁，共141頁。PM和FM信號波形70第七十頁，共141頁。FM與PM之間的聯系由于頻率和相位之間存在微分與積分的關系，所以FM與PM之間可以相互轉換.71第七十一頁，共141頁。FM與PM之間的聯系

（a）直接調頻

（b）間接調頻(c)直接調相(d)間接調相72第七十二頁，共141頁。4.3.2窄帶調頻（NBFM）

鑒于FM用的較多，下文將主要討論頻率調制方式。頻率調制屬于非線性調制，一般情況其頻譜結構非常復雜，難于表述。NBFM:

WBFM:

73第七十三頁，共141頁。時域表示時域表示式:1可以簡化為:74第七十四頁，共141頁。頻域表示頻域表示式:利用傅里葉變換對:c-cSNBFM()BNBPM=2Bf75第七十五頁，共141頁。NBFM和AM頻譜比較相同點:有一個載波和兩個邊帶，帶寬相同;不同點:NBFM的兩個邊帶分別乘因子[1/(-c)]和[1/(+c)],一個邊帶和AM反相

。由于因子是頻率的函數，所以調制信號頻譜會失真。76第七十六頁，共141頁。單音調制時NBFM和AM比較NBFM信號:AM信號:77第七十七頁，共141頁。AM和NBFM頻譜比較78第七十八頁，共141頁。 AM:兩個邊頻的合成矢量與載波同相，所以只有幅度的變化，無相位的變化；NBFM:下邊頻為負，兩個邊頻的合成矢量與載波則是正交相加，不僅有相位的變化，幅度也有很小的變化。

(a)AM(b)NBFM79第七十九頁，共141頁。窄帶調頻由于最大相位偏移小，使得調頻制式抗干擾性能強的優(yōu)點不能充分發(fā)揮。因此，只用于抗干擾要求不高的短距通信，并多用于寬帶調頻的前置級，再通過倍頻成為寬帶調頻。窄帶角調倍頻器BPFf(t)cosw0tφNBFM(t)移頻網絡80第八十頁，共141頁。4.3.3寬帶調頻(僅單音情況)Jn(mf)第一類n階貝塞爾函數1.單音WBFM時域表達式:傅里葉級數:81第八十一頁，共141頁。Jn(mf)曲線82第八十二頁，共141頁。利用貝塞爾函數的性質:WBFM的時域表達式：83第八十三頁，共141頁。由載波分量c和無數邊頻(cnm)組成;n=0,載波分量,幅度為AJ0(mf);n0,對稱分布在載頻兩側的邊頻分量(cnm),幅度為AJn(mf)，相鄰邊頻之間的間隔為m；

n為奇數時上下邊頻極性相反,n為偶數時極性相同。

討論:2.WBFM的頻域表達式WBFM的頻域表達式：84第八十四頁，共141頁。2)同階邊頻分量幅度大小相等，當n為奇數時上下邊頻符號相反，n為偶數時符號相同。1)寬帶調頻由載頻和無窮多個邊頻組成且對稱分布，間隔wf；ww0J0(β)J2(β)J-1(β)J1(β)J3(β)J-2(β)J-3(β)J-4(β)J4(β)W0+WfW0+3WfW0-2WfW0-WfW0-4Wf85第八十五頁，共141頁。3.調頻信號的帶寬也稱為卡森（Carson）公式。理論上調頻信號的頻帶寬度為無限寬!由于邊頻幅度隨n增大而減小，近似認為頻譜有限。通常信號頻帶寬度應包括幅度大于未調載波10%以上的邊頻分量。當mf1時,n>mf+1以上的邊頻幅度均小于0.1。有效帶寬:86第八十六頁，共141頁。當mf<<1,窄帶調頻的帶寬:當mf>>1,寬帶調頻的帶寬:

當任意限帶信號調制時，fm是調制信號的最高頻率，mf為調制指數，是最大頻偏f與fm之比。87第八十七頁，共141頁?；鶐盘枺d波為，請寫出調頻及調相信號表示式，并求調制指數。解：在調相系統(tǒng)中在調頻系統(tǒng)中已調信號為88第八十八頁，共141頁。調頻信號的平均功率等于未調載波的平均功率，即調制前后總的功率不變，只是將原來載波功率中的一部分分配給每個邊頻分量。4.調頻信號的功率分配調頻信號平均功率:貝塞爾函數的性質89第八十九頁，共141頁。4.3.4調頻信號的產生與解調直接調頻法：用調制信號直接去控制載波振蕩器的頻率，使其按調制信號的規(guī)律線性地變化。壓控振蕩器/LC振蕩器90第九十頁，共141頁。優(yōu)點：可以獲得較大的頻偏。缺點：頻率穩(wěn)定度不高。直接調頻法優(yōu)缺點改進途徑：采用鎖相環(huán)（PLL）調制器91第九十一頁，共141頁。間接法調頻[阿姆斯特朗Armstrong法]原理:先將調制信號積分，然后對載波進行調相，即可產生一個窄帶調頻(NBFM)信號，再經n次倍頻得到寬帶調頻(WBFM)信。92第九十二頁，共141頁。NBFM信號的瞬時頻率

'(t)=0'

+kFMf(t)經N次倍頻后的頻率

'

'(t)=N

'(t)=N0'+NkFMf(t)倍頻利用非線性器件來實現，這樣會產生一些不需要的頻率分量，載頻也不一定為合適的頻率。倍頻器之后通常有移頻網絡以保證獲得正確載頻的WBFM信號。經移頻網絡

'

''(t)=0''+NkFMf(t)93第九十三頁，共141頁。相干解調：只適用于NBFM、NBPM信號非相干解調：適用于所有FM和PM信號窄帶調頻信號可以分解成為正交分量和同相分量，而相干解調則是抑制一種分量提取一種分量。帶通濾波器低通濾波器微分器SNBFM(t)si(t)sp(t)sd(t)so(t)c(t)=-sin0t一、相干解調4.3.5角度調制信號的解調94第九十四頁，共141頁。注意：相干解調僅適用于窄帶角度調制信號的解調調制信號存在于正交分量中相干解調：帶通濾波器低通濾波器SNBPM(t)si(t)sp(t)so(t)c(t)=-sin0t窄帶調相信號相干解調原理框圖窄帶調相與窄帶調頻類似，只是不需要微分器。95第九十五頁，共141頁。例：證明單音NBPM本地載波為-sin0t。LPFS(t)Sp(t)So(t)c(t)96第九十六頁，共141頁。二、非相干解調(適用于所有調角信號)三種方法：鑒頻器解調、環(huán)路解調器、頻率反饋解調器

BPF限幅器d/dt包絡檢波LPFsFM(t)si(t)sd(t)so(t)原理：將頻率變化轉化為幅度變化之后檢出幅度變化；組成：由微分器和包絡檢波器組成。鑒頻器KD1、FM信號非相干解調97第九十七頁，共141頁。si(t)=dsFM(t)/dt=-A0[0+kFMf(t)]·sin[0t+kFMf(t)dt]調幅調頻SFM(t)=A0cos[0t+kFMf(t)dt]輸入信號：微分包絡檢波sd(t)=-A0KD

[0+kFMf(t)]低通、隔直so(t)=KDkFMA0f(t)f(t)98第九十八頁，共141頁。SPM(t)=A0cos[0t+kPMf(t)]si(t)=dsPM(t)/dt=-A0[0+kPMdf(t)/dt]·sin[0t+kPMf(t)]sd(t)=KDkPMA0df(t)/dtso(t)=sd(t)dt=

KDKPMA0f(t)f(t)帶通濾波器限幅器鑒頻器LPFsPM(t)si(t)sd(t)so(t)積分器sP(t)增加一個積分器各點信號表示：2、PM信號非相干解調99第九十九頁，共141頁。So(t)4.3.6非線性調制系統(tǒng)的抗噪聲性能ni(t)=nc(t)cos0t-ns(t)sin0tSNBFM(t)帶通濾波器低通濾波器微分器n(t)2WfSi(t)ni(t)Sd(t)nd(t)Sp(t)nd(t)no(t)-sinw0t相干解調器一、NBFM相干解調的抗噪聲性能so(t)=kFMA0f(t)/2n0(t)=？解調器輸入端：解調器輸出端：求GNBFM？si(t)=SNBFM(t)=A0cos0t–[A0kFMf(t)dt]sin0t100第一百頁，共141頁。信噪比增益：GNBFM=(So/No)NBFM/(Si/Ni)NBFM

由于FM=kFM|f(t)|max，將kFM=FM/|f(t)|max代入上式，得=6(FM/f)2?

f2(t)/|f(t)|2maxGNBFM=[62FM/|f(t)|2max]?f2(t)/W2f

=6k2FMf2(t)/W2f輸出信噪比：(So/No)NBFM=3A20K2FMf2(t)/n0W3f=[3A20K2FMf2(t)/n0W3f]/[A20/2n0Wf]輸入信噪比：(Si/Ni)NBFM=A20/2n0Wf101第一百零一頁，共141頁。|f(t)|max=Af，

f2(t)=A2f/2，FM=FM/f單音調制：f(t)=Afcosft窄帶調制時，FM很小，所以調制增益G很低。GNBFM=6(FM/f)2?

f2(t)/|f(t)|2max=32FM相干解調同理NBPM的調制增益：102第一百零二頁，共141頁。FM信號非相干解調解調器帶通濾波器低通濾波器微分器n(t)Si(t)ni(t)Sd(t)nd(t)Sp(t)nd(t)So(t)no(t)包絡檢波器SFM(t)帶通濾波器的帶寬WFM≈2FM。由于非相干解調不再是線性疊加的處理過程，因此必須討論信號和噪聲的合成信號及其輸出。Si=si2(t)=A02/2

Ni=n0B=

n0FM

/(Si/Ni)FM=A20/2n0FM二、WBFM非相干解調的抗噪聲性能103第一百零三頁，共141頁。

si(t)+ni(t)=A0cos[0t+kFMf(t)dt]+r(t)cos[0t+(t)] =A0cos[0t+(t)]+r(t)cos[0t+(t)] =(t)cos[0t+(t)]鑒頻器輸出應是(t)的微分，即頻率的瞬時增量。(t)為合成波形的瞬時幅度(t)為合成波形的瞬時相位增量104第一百零四頁，共141頁。A0cos[0t+(t)]=A0cos1信號矢量r(t)cos[0t+(t)]=r(t)cos2噪聲矢量(t)cos[0t+(t)]=(t)cos3合成矢量設：矢量合成圖2-12313-1A0r(t)參考線信號噪聲(t)噪聲105第一百零五頁，共141頁。(t)(t)+r(t)sin[(t)-(t)]/A02-12313-1A0r(t)參考線信號噪聲(t)合成矢量的瞬時相位增量：(t)=kFMf(t)dt1、大信噪比情況106第一百零六頁，共141頁。即：

sd(t)=KDKFMf(t)nd(t)=(KD/A0)d{r(t)sin[(t)-(t)]}/dt

v(t)=KDd(t)/dt=KDKFMf(t)+(KD/A0)d{r(t)sin[(t)-(t)]}/dt信號項噪聲項鑒頻器輸出nd(t)=(KD/A0)d[r(t)sin(t)]/dt=(KD/A0)dns(t)/dt0～2內均勻分布，記為(t)107第一百零七頁，共141頁。輸出信號功率：低通濾波：s0(t)=sd(t)=KDKFMf(t) n0(t)=nd(t)=(KD/A0)dns(t)/dt輸出噪聲功率：

φn0()=(KD/A0)22φns()||Wfφns()FM-FMWf-Wfφ

n0()φns()=n0||FMn0輸出信噪比：108第一百零八頁，共141頁。單音調制：大信噪比條件下，WBFM非相干解調可以得到很大的信噪比增益，明顯地改善系統(tǒng)的抗噪聲性能。GFM=3(FM/f)3=33FM信噪比增益：109第一百零九頁，共141頁。調頻系統(tǒng)與調幅系統(tǒng)比較例：設調頻與調幅信號均為單音調制，調制信號頻率為fm，調幅信號為100%調制。當兩者的接收功率Si相等，信道噪聲功率譜密度n0相同時，比較調頻系統(tǒng)與調幅系統(tǒng)的抗噪聲性能。兩者輸出信噪比的比值：解：調頻波的輸出信噪比為110第一百一十頁，共141頁。將這些關系式帶入上式，得

1、在高調頻指數時，調頻系統(tǒng)的輸出信噪比遠大于調幅系統(tǒng)。如mf=5時，寬帶調頻的So/No是調幅時的112.5倍。若兩者輸出信噪比相等，則調頻信號的發(fā)射功率可減小到調幅信號的1/112.5。

2、調頻系統(tǒng)的這一優(yōu)越性是以增加傳輸帶寬來換取的。111第一百一十一頁，共141頁。2、小信噪比情況1-21323-2A0r(t)矢量合成圖(t)(t)(t)+[A0/

r(t)]sin[(t)-(t)]噪聲項噪聲與信號的混合由于混合信號中不存在獨立的信號，輸出信噪比迅速惡化，此現象稱之門限效應。Si/NiSo/No(Si/Ni)THβFM噪聲信號112第一百一十二頁，共141頁。單音調制時在不同調制指數下，調頻解調器的輸出信噪比與輸入信噪比的關系曲線。1、門限值與調制指數mf有關，mf越大，門限值越高。一般認為門限值為10dB左右。2、在門限值以上時，(So/No)FM與(Si/Ni)FM呈線性關系，且mf越大，輸出信噪比的改善越明顯。113第一百一十三頁，共141頁。門限效應是FM系統(tǒng)存在的一個實際問題,尤其在遠距離通信和衛(wèi)星通信等領域中。實際中降低門限值（門限擴展）有兩類方法：1、采用鎖相環(huán)解調器和負反饋解調器，門限比一般鑒頻器的門限電平低6～10dB。

2、采用“預加重”和“去加重”技術改善調頻解調器的輸出信噪比，相當于改善了門限。114第一百一十四頁，共141頁。預加重和去加重鑒頻器輸出噪聲功率譜隨頻率呈拋物線形狀增大，但在調頻廣播中所傳送的語音信號能量卻主要分布在低頻端，所以高頻端輸出信噪比明顯較小。去加重：在解調器輸出端接一個傳輸特性隨頻率增加而滾降的線性網絡Hd(f)，將調制頻率高頻端的噪聲衰減，使總的噪聲功率減小。預加重：在調制器前加入一個預加重網絡Hp(f)，人為地提升調制信號的高頻分量，以抵消去加重網絡的影響。115第一百一十五頁，共141頁。引入比較基準——基帶傳輸系統(tǒng)4.4各種模擬調制系統(tǒng)的比較信號功率也相同輸入輸出信號相同低通濾波器

規(guī)定落入信號帶寬Wf內的噪聲功率作為接收機輸入端的噪聲功率，而接收機輸出端的噪聲功率應是低通濾波器帶寬(即信號帶寬)內的噪聲功率。116第一百一十六頁，共141頁。輸入輸出噪聲功率相同輸入輸出端的信噪比也相同其它調制方式以此作為在輸入信噪比相同的條件下，輸出信噪比比較基準！117第一百一十七頁，共141頁。

DSB系統(tǒng)：AM系統(tǒng)：單音且100%調制時，118第一百一十八頁，共141頁。

SSB系統(tǒng)：

FM系統(tǒng)：單音調制時，119第一百一十九頁，共141頁。WBFM抗噪聲性能最好，DSB、SSB、VSB抗噪聲性能次之，AM抗噪聲性能最差。120第一百二十頁，共141頁。頻帶利用率1）SSB系統(tǒng)和基帶系統(tǒng)頻帶利用率最高；

2）FM系統(tǒng)頻帶利用率最低。121第一百二十一頁，共141頁。AM：優(yōu)點：接收設備簡單；缺點：頻帶利用率低，功率利用率低，抗干擾能力差；應用：通信質量要求不高的場合，目前主要用在中波和短波的調幅廣播中。DSB：優(yōu)點：功率利用率高；缺點：接收要求同步解調，設備較復雜；應用：只用于點對點的專用通信，運用不太廣泛。

各種調制方式小結122第一百二十二頁，共141頁。SSB：優(yōu)點：功率利用率和頻帶利用率都較高

；缺點：發(fā)送和接收設備都復雜

；應用：頻帶比較擁擠的場合，如短波波段的的無線電廣播和頻分多路復用系統(tǒng)中。VSB：在VSB系統(tǒng)中，附加一個足夠大的載波，用包絡檢波法解調合成信號（VSB+C）。優(yōu)點：綜合了AM、SSB和DSB三者的優(yōu)點；應用：商用電視廣播系統(tǒng)。123第一百二十三頁，共141頁。WBFM：優(yōu)點：幅度恒定不變，對非線性器件不甚敏感，抗干擾能力強；缺點：頻帶利用率低，存在門限效應；應用：長距離高質量的通信系統(tǒng)中，如空間和衛(wèi)星通信、調頻立體聲廣播、超短波電臺等。NBFM：優(yōu)點：相干解調時不存在門限效應；應用：小型通信機。124第一百二十四頁，共141頁。4.5頻分復用(FDM)

頻分多路傳輸是指利用不同頻率的副載波作為分路信號，以便在同一個信道上同時傳輸多個信息的技術。1、若相鄰信號之間產生相互干擾，將會使輸出信號產生失真，所以應合理選擇載波頻率。2、可用于傳輸模擬信號，也可用于傳輸數字信號。充分利用信道的頻帶資源，提高信道利用率125第一百二十五頁，共141頁。WWWWWfWfWfWfFN()F1()F2()F3()f1(t)tf2(t)tf3(t)tfN(t)t1、FDM基本原理126第一百二十六頁，共141頁。各路基帶信號首先通過低通濾波器(LPF)限制基帶信號的帶寬，避免它們的頻譜出現相互混疊。127第一百二十七頁，共141頁。

各路都有一個副載波振蕩器，以產生頻率為01，02……，0N的正弦波，將信號f1(t)，f2(t)，……，fN(t)分別為它們進行調制而實現頻譜搬移。這種調制稱為第一次調制或副載波調制。將各路已調制副載波相加，形成多路信號或綜合信號128第一百二十八頁，共141頁。多路信號仍屬于基帶信號，可以直接通過電纜或專用導線傳輸到接收端。為了實現無線傳輸，還需將多路信號對射頻載波再作一次調制，我們稱為這種調制為第二次調制或主載波調制。129第一百二十九頁，共141頁。為防止各路信號間的相互串擾，在相鄰兩路之間留有一定的保護間隔Wg。W01W02W03W0NWWWWW0NWW03W02W01……SN()S1()S2()S3()Ss()WWWWWfWfWfWf