第6章振幅調(diào)制與解調(diào)器6.1概述6.2振幅調(diào)制信號(hào)6.3振幅調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生原理6.4振幅調(diào)制電路6.5振幅解調(diào)電路6.6-振幅調(diào)制解調(diào)電路設(shè)計(jì)應(yīng)用舉例

【應(yīng)用背景】

無線電通信、廣播、導(dǎo)航、雷達(dá)、遙控遙測(cè)等都是利用無線電技術(shù)傳輸各種不同信息的方式，都需要采用“調(diào)制解調(diào)”技術(shù)。在第1章緒論中介紹了一個(gè)典型的無線電廣播發(fā)射與接收機(jī)，其組成框圖如圖6-1所示。其中，陰影框圖所示的“調(diào)制器”就是把需要發(fā)送的音頻信號(hào)“裝載”到高頻振蕩器產(chǎn)生的高頻載波上去，最后通過高頻功率放大和天線將已調(diào)高頻信號(hào)發(fā)射出去；陰影框圖所示的“檢波器”在接收機(jī)端解調(diào)出音頻信號(hào)，送給耳機(jī)，或?qū)σ纛l信號(hào)再放大后送給揚(yáng)聲器。

圖6-1調(diào)制與解調(diào)應(yīng)用示例

6.1概述

調(diào)制是指在發(fā)送端將頻率較低的原始電信號(hào)去控制高頻振蕩信號(hào)某一參數(shù)的過程。其中，原始電信號(hào)稱為調(diào)制信號(hào)，高頻振蕩信號(hào)稱為載波，被調(diào)制的高頻信號(hào)稱為已調(diào)信號(hào)。所謂解調(diào)，是指在接收端將低頻的原始信號(hào)從高頻已調(diào)信號(hào)中取出的過程，又稱為反調(diào)制。

調(diào)制的方式有很多種，根據(jù)載波不同，可分為連續(xù)波調(diào)制與脈沖波調(diào)制。連續(xù)波調(diào)制是用調(diào)制信號(hào)去控制連續(xù)正弦波的振幅、頻率或相位。如果調(diào)制信號(hào)為模擬信號(hào)，則為模擬調(diào)制，包括調(diào)幅(AM)、調(diào)頻(FM)和調(diào)相(PM)；如果調(diào)制信號(hào)為數(shù)字信號(hào)，則為數(shù)字調(diào)制，包括幅度鍵控(ASK)、頻率鍵控(FSK)和相位鍵控(PSK)等基本調(diào)制方式。脈沖波調(diào)制則是用調(diào)制信號(hào)去控制脈沖載波的幅度、寬度、位置等，其分為脈幅、脈寬、脈位、脈沖編碼調(diào)制等多種形式。

6.2振幅調(diào)制信號(hào)

根據(jù)頻譜的不同結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，振幅調(diào)制分為普通調(diào)幅(簡(jiǎn)稱調(diào)幅)(AM，AmplitudeModulation)、抑制載波的雙邊帶調(diào)制(DSBSC，DoubleSidebandSurprisedCarrier)、抑制載波的單邊帶調(diào)制(SSBSC，SingleSidebandSurprisedCarrier)和抑制載波的殘留邊帶調(diào)制(VSBSC，VestigialSidebandSurprisedCarrier)等。

6.2.1普通調(diào)幅波

普通調(diào)幅就是用調(diào)制信號(hào)控制載波瞬時(shí)幅度的過程。

1.時(shí)域特性

設(shè)調(diào)制信號(hào)為uΩ(t)，高頻載波信號(hào)為

再根據(jù)普通調(diào)幅的定義得到其瞬時(shí)幅度為

式中，ka為比例系數(shù)。因此普通調(diào)幅波的一般表示式為

若調(diào)制信號(hào)是單音調(diào)制信號(hào)，即

式中，F(xiàn)?fc，將單音調(diào)制信號(hào)代入式(6-1)，則

單音調(diào)幅波的表示式為

式中，稱為調(diào)幅系數(shù)或調(diào)幅度；Ucm(1+macosΩt)是AM波的幅度，反映了調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律，稱為AM波的包絡(luò)函數(shù)。AM波的波形如圖6-2所示。

由式(6-2)可得到圖6-2所示的調(diào)幅波的瞬時(shí)最大值和瞬時(shí)最小值，分別為Umax=(1+ma)Ucm，Umin=(1-ma)Ucm。通過瞬時(shí)最大值和瞬時(shí)最小值，可以得到調(diào)幅度ma的求解方法，即

另外，從已調(diào)波形圖6-2可以看出，如果ma>1，則會(huì)出現(xiàn)如圖6-3所示的情況，載波振幅的包絡(luò)線不再按調(diào)制信號(hào)的波形變化，從而產(chǎn)生嚴(yán)重失真，此稱為過調(diào)幅失真。在接收端經(jīng)過解調(diào)以后，將無法還原出調(diào)制信號(hào)的波形，因此這種失真必須避免。

圖6-2單音調(diào)制時(shí)的AM波的波形

圖6-3過調(diào)幅失真(ma>1)

綜上所述，由AM波的時(shí)域特性可見，AM的包絡(luò)攜帶消息，即與調(diào)制信號(hào)變化規(guī)律一致；為了保證不失真調(diào)幅，調(diào)幅度ma必須滿足0<ma≤1。

2.頻域特性

普通調(diào)幅波是非正弦信號(hào)，將式(6-2)展開，可以得到單音調(diào)制的調(diào)幅波頻譜，即

由式(6-4)可見，單音調(diào)制的AM波包含有三個(gè)頻率成分，即載頻分量fc、上邊頻分量fc+F與下邊頻分量fc-F，其中兩個(gè)邊頻分量的幅度是載波幅度Ucm的ma/2倍。上、下邊頻分量是調(diào)制產(chǎn)生的新頻率分量。由式(6-4)可得到單音調(diào)制時(shí)的普通調(diào)幅波頻譜圖，如圖6-4所示。

圖6-4單音調(diào)制時(shí)的普通調(diào)幅波頻譜圖

圖6-5為普通調(diào)幅前后波形與其頻譜的對(duì)應(yīng)關(guān)系。自上而下分別為單音調(diào)制信號(hào)、高頻載波信號(hào)和AM調(diào)幅信號(hào)。圖6-5單音調(diào)制時(shí)的AM波的波形與頻譜的對(duì)應(yīng)關(guān)系

由調(diào)幅信號(hào)頻譜集中的頻率范圍fc-F~fc+F得到AM調(diào)幅信號(hào)的頻帶寬度為

式中，F(xiàn)為調(diào)制信號(hào)頻率，單位是Hz。

上面分析的是單音調(diào)制情況，實(shí)際上調(diào)制信號(hào)一般都是非正弦信號(hào)，其頻譜具有一定帶寬。例如，圖6-6所示的調(diào)制信號(hào)為多音頻信號(hào)，其頻率范圍為Fmin~Fmax，則對(duì)其振幅調(diào)制后的AM波頻譜包括三部分:載頻分量、上邊帶和下邊帶。AM波帶寬等于最高調(diào)頻制頻率Fmax的兩倍，即BAM=2Fmax。例如，我國(guó)廣播電臺(tái)調(diào)制信號(hào)最高頻率限為4.5kHz，因此規(guī)定每個(gè)電臺(tái)的帶寬為9kHz。另外，圖6-6所示的頻譜線性搬移現(xiàn)象更加明顯。

圖6-6-多音頻調(diào)制的AM波頻譜

3.功率特性

1)功率計(jì)算

根據(jù)帕塞瓦爾定理可知，周期性非正弦信號(hào)在單位電阻上的平均功率等于其分解后的各頻率分量平均功率之和。若設(shè)負(fù)載為RL，則單音調(diào)幅的平均功率PAM

為載頻、上邊頻和

下邊頻分量分別在負(fù)載RL上所消耗的功率和，即

式中，載波平均功率為PC為

邊帶平均功率為PSB為

可見，ma越大，邊帶功率PSB越大，調(diào)幅波總功率PAM越大。

2)效率計(jì)算

定義調(diào)幅波攜帶有用信息的效率ηAM為

則由式(6-7)和式(6-8)可以得到

6.2.2抑制載波的雙邊帶調(diào)制

1.時(shí)域表達(dá)式及波形

由AM波的一般數(shù)學(xué)表示式(6-1)可知，AM之所以產(chǎn)生載波分量，是因?yàn)榘j(luò)函數(shù)(Ucm+kauΩ)中存在常數(shù)量Ucm。如果令Ucm=0，就不會(huì)產(chǎn)生載波分量，因此雙邊帶調(diào)制表達(dá)式為

式中，k為乘法系數(shù)。雙邊帶調(diào)制波形如圖6-7所示。

圖6-7雙邊帶調(diào)制波形

可見，當(dāng)調(diào)制信號(hào)過零時(shí)，即在uΩ=0處，已調(diào)高頻信號(hào)的相位發(fā)生180°突變，即在調(diào)制信號(hào)正半周，已調(diào)高頻信號(hào)的相位與載波同相；在調(diào)制信號(hào)負(fù)半周，已調(diào)高頻信號(hào)的相位與載波反相；雙邊帶調(diào)制波形在正電壓區(qū)或負(fù)電壓區(qū)合成包絡(luò)與調(diào)制信號(hào)規(guī)律不同，因此抑制載波雙邊帶的包絡(luò)不再攜帶信息。

2.頻譜及帶寬

若設(shè)單音調(diào)制信號(hào)為

則將式(6-10)展開，可以得到雙邊帶調(diào)制的頻譜，即

雙邊帶調(diào)制信號(hào)頻譜如圖6-8所示。

可見，雙邊帶調(diào)制的頻譜不含載頻分量，只有兩個(gè)邊頻分量；雙邊帶調(diào)制依然是頻譜線性搬移。雙邊帶調(diào)制波的帶寬與AM波一樣，即

式中，F(xiàn)為調(diào)制信號(hào)頻率，單位是Hz。

圖6-8雙邊帶調(diào)制信號(hào)頻譜

通過上述分析可見，AM信號(hào)與DSB－SC信號(hào)的頻譜均是雙邊譜，上邊頻(帶)與下邊頻(帶)頻譜均反映了調(diào)制信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)，區(qū)別就在于下邊帶是調(diào)制信號(hào)頻譜的倒置。從傳輸信道利用率來看，這兩種已調(diào)信號(hào)無疑是不經(jīng)濟(jì)的。試想如果只發(fā)射一個(gè)邊頻(帶)，調(diào)制信號(hào)譜依然是完整的，而已調(diào)信號(hào)的帶寬卻被壓縮了一倍，這樣做不但進(jìn)一步節(jié)省了發(fā)射功率，而且提高了信道的頻帶利用率，這就是抑制載波的單邊帶調(diào)制。

6.2.3抑制載波的單邊帶調(diào)制

單邊帶調(diào)制是一種只傳輸一個(gè)邊頻(帶)的傳輸方式。將只傳輸上邊帶(USB)信號(hào)稱為上邊帶調(diào)制，只傳輸下邊帶(LSB)信號(hào)稱為下邊帶調(diào)制。實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制方式有兩種，分別是濾波法和相移法。

1.濾波法

1)組成框圖

單邊帶濾波法調(diào)制器的組成框圖如圖6-9所示。首先將調(diào)制信號(hào)uΩ(t)與載波uc(t)相乘，產(chǎn)生抑制載波的雙邊帶信號(hào)，然后用單邊帶濾波器取出一個(gè)邊帶，濾除另一個(gè)邊帶。圖6-9單邊帶濾波法調(diào)制器的組成框圖

以單音調(diào)制為例，濾波法的工作過程如圖6-10所示，其中，雙邊帶信號(hào)頻譜(如圖6-10(a)所示)分別經(jīng)過低通(如圖6-10(b)所示)或高通(如圖6-10(c)所示)的單邊帶濾波(其截止頻率均為載頻fc)后，則分別得到下邊頻(帶)頻譜圖(如圖6-10(d)所示)和上邊頻(帶)頻譜圖(如圖6-10(e)所示)。

圖6-10單邊帶濾波法的頻域工作過程

圖6-11單邊帶時(shí)域波形

綜上所述，抑制載波的單邊帶信號(hào)具有的特點(diǎn)是:

①包絡(luò)不含有調(diào)制信息；

②頻譜只含一個(gè)邊帶，仍是頻譜線性搬移；

③單邊帶信號(hào)傳輸帶寬等于調(diào)制信號(hào)帶寬，即BSSB=F；

④傳輸帶寬比AM、DSB壓縮一半，信道頻帶利用率提高一倍。SSB已經(jīng)成為頻道特別擁擠的短波通信中最主要的一種方式。

2)濾波法存在的問題

當(dāng)調(diào)制信號(hào)低頻分量越低時(shí)，要求濾波器過渡帶越窄，濾波特性實(shí)現(xiàn)越困難。若調(diào)制信號(hào)含有零頻成分，就無法用濾波法實(shí)現(xiàn)SSB調(diào)制。因此對(duì)于這些信號(hào)需要采用另一種方

法實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制，即相移法。

2.相移法

將單音調(diào)制的單邊帶信號(hào)，即式(6-13)和式(6-14)進(jìn)一步展開、合并，可得

由式(6-16)得到單邊帶相移法產(chǎn)生框圖如圖6-12所示。圖6-12單邊帶相移法產(chǎn)生框圖

6.2.4抑制載波的殘留邊帶調(diào)制

殘留邊帶調(diào)制是指使信號(hào)一個(gè)邊帶的頻譜大部分保留，另一個(gè)邊帶頻譜只保留小部分(殘留)。殘留邊帶調(diào)制的方法與單邊帶調(diào)制一樣，有濾波法和相移法，由于相移法太復(fù)雜，一般都采用濾波法。

殘留邊帶濾波法如圖6-13所示。圖6-13殘留單邊帶濾波法框圖

殘留邊帶濾波器HVSB(ω)的傳輸特性如圖6-14所示。圖6-14(a)所示的低通濾波器可以取出一個(gè)大部分的下邊帶、一小部分上邊帶；圖6-14(b)所示的高通濾波器可以取出一個(gè)大部分的上邊帶、一小部分下邊帶。圖6-14殘留邊帶濾波器傳輸特性

由圖6-14可見，殘留邊帶濾波器傳輸特性具有兩個(gè)特點(diǎn):

一是濾波器傳輸函數(shù)在載頻處的幅度值為半幅度電平；

二是載頻處附近的傳輸特性具有互補(bǔ)對(duì)稱的截止特性。因?yàn)橹挥羞@樣在才能使得傳輸?shù)男〔糠窒逻厧?或上邊帶)補(bǔ)償大部分上邊帶(或下邊帶)，在接收端等效地接收到一個(gè)完整的上邊帶(或下邊帶)，從而實(shí)現(xiàn)不失真地傳輸。

例如，殘留邊帶調(diào)制的過程如圖6-15所示。圖中調(diào)制信號(hào)頻譜為連續(xù)譜，其帶寬為Fmax，對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行DSB調(diào)制后形成雙邊帶頻譜UDSB(f)，經(jīng)高通濾波器H

HPF(ω)濾波，得到殘留邊帶信號(hào)頻譜UVSB(f)，可見該VSB是傳輸大部分上邊帶，殘留小部分下邊帶。

圖6-15殘留邊帶調(diào)制的過程

6.3振幅調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生原理

6.3.1非線性器件的相乘作用非線性元件的頻率變換作用可以用圖形做定性的解釋，也可以利用數(shù)學(xué)工具進(jìn)行定量分析，這就是冪級(jí)數(shù)分析法，它是分析各種頻率變換的理論基礎(chǔ)。這種方法的要點(diǎn)是把某些非線性元件的函數(shù)表達(dá)式近似地用冪級(jí)數(shù)來表示，這樣做既能使問題簡(jiǎn)化，又能說明主要問題，而且有一定的準(zhǔn)確性。

1.非線性特性的冪級(jí)數(shù)表示

假設(shè)某晶體管非線性電路如圖6-16所示，EB為靜態(tài)偏置電壓，輸入信號(hào)為us，則發(fā)射結(jié)電壓為uBE=us+EB。晶體管的非線性伏安特性曲線ic=f(uBE)如圖6-17所示。若f(uBE)在靜態(tài)工作點(diǎn)Q的各階導(dǎo)數(shù)都存在，則該函數(shù)在工作點(diǎn)EB處可展開為泰勒級(jí)數(shù)為

式中，各項(xiàng)系數(shù)a0、a1、a2、a3…分別為

式中，a0=ICQ是晶體管靜態(tài)工作點(diǎn)Q處的靜態(tài)電流，a1=g是靜態(tài)工作點(diǎn)Q處的晶體管跨導(dǎo)，即動(dòng)態(tài)電阻r的倒數(shù)。

圖6-16-晶體管非線性電路

圖6-17非線性伏安特性曲線

2.冪級(jí)數(shù)分析法

由式(6-18)可以看出，輸出電流i＝中除了有直流分量、ω1和ω2分量外，還有其二次諧波分量2ω1和2ω2、兩個(gè)頻率的和頻分量ω1+ω2、差頻分量ω1-ω2以及其他更多頻率分量。其中ω1±ω2分量正是u1和u2相乘的結(jié)果，是我們所需要的有用分量。例如，ic的四階冪級(jí)數(shù)展開信號(hào)的頻譜圖如圖6-18所示。

圖6-18四階冪級(jí)數(shù)展開信號(hào)的頻譜圖

由式(6-18)和圖6-18可得到非線性器件相乘作用的特點(diǎn)如下:

(1)可以證明冪級(jí)數(shù)的二次項(xiàng)、四次項(xiàng)等偶次項(xiàng)均可實(shí)現(xiàn)兩個(gè)信號(hào)相乘，即均可產(chǎn)生(ω1±ω2)分量。

(2)非線性器件相乘作用不理想，無用頻率分量太多。ic中包含的所有頻率分量可以寫成通式，即

式中，p和q是包含零在內(nèi)的正整數(shù)，即p，q=0，1，2，…，∞。其中，p=1，q=1對(duì)應(yīng)的頻率ω1，1=±ω1±ω2是有用相乘項(xiàng)產(chǎn)生的，而其他組合頻率是無用高次項(xiàng)產(chǎn)生的。

(3)采用濾波器取出所需頻率成分，可以完成相應(yīng)頻率變換功能。例如，如果圖6-16中的LC負(fù)載回路是諧振頻率為ω1、帶寬為2ω2

的帶通濾波器(如圖6-18所示的BPF特性)，則可以取出ω1和ω1±ω2

等有用分量。同時(shí)，由于實(shí)際濾波器不是理想的，且無用分量與有用分量ω1±ω2

靠得很近，也會(huì)通過濾波器輸出，因此會(huì)造成輸出信號(hào)非線性失真。

綜上所述，為了實(shí)現(xiàn)接近理想的相乘運(yùn)算，必須減少無用的組合頻率分量。一般可以采用以下措施:

(1)選用平方律器件，如場(chǎng)效應(yīng)管、模擬乘法器等。

(2)設(shè)置Q點(diǎn)接近非線性特性的平方區(qū)域，則輸出電流冪級(jí)數(shù)ic=a0+a1us+a2u2s，顯然只有二次項(xiàng)存在，無高次項(xiàng)，無用組合分量減少。

(3)減小輸入信號(hào)幅度，可有效減小高階項(xiàng)影響。由式(6-17)可知，若us幅度很小，高階項(xiàng)幅度減小，其組合頻率分量的幅度小到可以忽略不計(jì)。

(4)由多個(gè)非線性器件組成平衡電路，使得輸出信號(hào)中抵消一部分無用頻率分量。

圖6-19例6-1輸出電流的頻譜

例6-2由場(chǎng)效應(yīng)管組成的調(diào)幅電路如圖6-20所示。已知場(chǎng)效應(yīng)管的轉(zhuǎn)移特性為

LC回路帶寬B=2Ω，調(diào)諧在ωc上，求輸出電壓uo。圖6-20例6-2的場(chǎng)效應(yīng)管調(diào)幅電路

圖6-21例6-2頻譜圖

由于電路負(fù)載LC回路帶寬B=2Ω，諧振角頻率為ωc，則可以取出ωc-Ω、ωc和ωc+Ω三個(gè)分量，而其他分量被濾除，因此輸出電壓為

所以圖6-20所示的場(chǎng)效應(yīng)管調(diào)幅電路可以實(shí)現(xiàn)AM波調(diào)幅。

6.3.2線性時(shí)變器件的相乘作用

1.線性時(shí)變器件

晶體管線性時(shí)變電路如圖6-22所示。如果將EB+u1看成是晶體管的等效偏置電壓EB(t)，輸入信號(hào)為小信號(hào)u2，則晶體管的非線性特性ic=f(uBE)在EB(t)處展開成泰勒級(jí)數(shù)為

由于式(6-19)中u2足夠小，因此u2的二次方以上各次方項(xiàng)可以忽略，則式(6-19)可以簡(jiǎn)化為

式(6-20)中，f(EB+u1)和f'(EB+u1)是與u2無關(guān)的系數(shù)，但是它們都是隨大信號(hào)u1變化的，即隨時(shí)間變化，因此稱之為時(shí)變系數(shù)或時(shí)變參量。將I0(t)=f(EB+u1)稱為時(shí)變靜態(tài)電流(靜態(tài)是指u2=0的工作狀態(tài))，g(t)=f'(EB+u1)稱為時(shí)變靜態(tài)跨導(dǎo)。假設(shè)大信號(hào)u1為正弦波，則I0(t)與g(t)波形分別如圖6-23和圖6-24所示。圖6-22晶體管線性時(shí)變電路

圖6-23時(shí)變靜態(tài)電流波形

圖6-24時(shí)變跨導(dǎo)波形

2.線性時(shí)變分析法

圖6-25線性時(shí)變電路集電極電流的頻譜圖

6.4振幅調(diào)制電路

6.4.1低電平調(diào)幅電路1.模擬乘法器調(diào)幅電路乘法器是完成兩個(gè)信號(hào)相乘的器件，是以差分放大器為基礎(chǔ)構(gòu)成的信號(hào)相乘電路，由于其工作原理在先修課程中介紹過，這里不再贅述，只介紹其應(yīng)用原理。模擬乘法器電路符號(hào)如圖6-26所示。

圖6-26-乘法器電路符號(hào)

理想的乘法器輸出電壓uo(t)與輸入電壓uX(t)、uY(t)的關(guān)系為

式中，KM為乘法器的增益。

圖6-27是采用雙列直插式MC1596單片模擬乘法器加上外圍電路構(gòu)成普通調(diào)幅電路。

圖6-27模擬乘法器調(diào)幅電路

2.二極管調(diào)幅電路

1)單管調(diào)幅電路

二極管單管調(diào)幅電路如圖6-28(a)所示。其中，二極管VD是理想器件，RP是負(fù)載電阻，輸入調(diào)制信號(hào)uΩ(t)=UΩmcosΩt，載波信號(hào)uc(t)=Ucmcosωct，并且滿足Ucm?UΩm，ωc?Ω。

圖6-28二極管單管調(diào)幅電路

圖6-29單向開關(guān)函數(shù)k1(ωct)與載波的對(duì)應(yīng)關(guān)系

由式(6-27)可以得到uo的頻譜圖，如圖6-30所示。圖6-30二極管單管調(diào)幅電路輸出電壓頻譜圖

2)二極管平衡調(diào)幅電路

采用單個(gè)二極管調(diào)幅無法抵消載波分量，如果要實(shí)現(xiàn)抑制載波的雙邊帶調(diào)制，需要采用二極管平衡電路，即把兩個(gè)性能完全相同的二極管調(diào)幅器對(duì)稱地連接在一起，如圖6-31(a)所示。圖6-31二極管平衡調(diào)幅電路

圖6-32二極管平衡調(diào)幅電路輸出電壓頻譜圖

3)雙平衡二極管調(diào)幅電路

為了進(jìn)一步抵消無用組合頻率分量，可將兩個(gè)完全相同的單平衡二極管調(diào)制器組合，構(gòu)成雙平衡二極管調(diào)制器，如圖6-33(a)所示。圖6-33雙平衡二極管調(diào)幅電路

根據(jù)圖6-33(a)所示電壓極性得到等效電路如圖6-33(b)所示。然后分解成4個(gè)調(diào)幅電路的等效電路如圖6-34所示，圖中R'L是等效負(fù)載電阻。

圖6-34分解成4個(gè)調(diào)幅電路的等效電路

圖6-35雙平衡二極管調(diào)幅電路輸出信號(hào)頻譜圖

另外，為了保證正常工作，必須嚴(yán)格保證平衡電路在電性能與結(jié)構(gòu)上完全對(duì)稱，否則，將不能保證平衡對(duì)消，輸出端將有載波分量輸出，稱為載漏。為此，二極管參數(shù)必須完全相同，具有中心抽頭的變壓器要嚴(yán)格對(duì)稱。實(shí)際應(yīng)用的雙平衡調(diào)幅電路如圖6-36所示。

圖6-36-雙平衡調(diào)幅電路

6.4.2高電平調(diào)幅電路

1.集電極調(diào)幅電路

圖6-37是集電極調(diào)幅電路。圖6-37集電極調(diào)幅電路

集電極調(diào)幅是利用諧振功率放大器的集電極調(diào)制特性實(shí)現(xiàn)調(diào)幅的，其原理如圖6-38所示。由圖6-38可見，集電極電源電壓等效為EC(t)=EC0+uΩ(t)，由于直流電源EC0選擇集電極調(diào)制特性曲線的過壓線性區(qū)，輸出高頻電壓的振幅Ucm隨著調(diào)制信號(hào)uΩ線性變化，則輸出端得到高頻普通調(diào)幅波。

圖6-38集電極調(diào)幅原理

2.基極調(diào)幅電路

圖6-39為基極調(diào)幅電路。圖中，基極偏壓EB0保證功放工作在丙類狀態(tài)和欠壓狀態(tài)，高頻載波信號(hào)uc(t)加在諧振功率放大器的輸入端，低頻調(diào)制信號(hào)uΩ(t)與基極偏壓EB0串接在基極回路中，負(fù)載LC回路諧振頻率為載波角頻率ωc、通頻帶等于AM波的頻帶寬度，輸出AM波。

基極調(diào)幅是利用諧振功率放大器基極調(diào)制特性的欠壓線性區(qū)實(shí)現(xiàn)調(diào)幅的。由圖6-39可見，基極偏置電壓等效為EB(t)=EB0+uΩ(t)，通過EB(t)變化，控制Ucm變化，從而實(shí)現(xiàn)普通調(diào)幅。詳細(xì)原理請(qǐng)讀者自行分析。

圖6-39基極調(diào)幅電路

6.5振幅解調(diào)電路

6.5.1振幅解調(diào)(檢波)的基本概念1.振幅檢波器的組成框圖、波形和頻譜從高頻已調(diào)信號(hào)中取出調(diào)制信號(hào)的過程稱為解調(diào)，又稱為檢波。解調(diào)是調(diào)制的逆過程。檢波器的組成框圖如圖6-40所示，由非線性元件和低通濾波器組成。非線性元件作用是實(shí)現(xiàn)頻率變換，產(chǎn)生許多新的頻率成分，其中，含有原低頻調(diào)制信號(hào)頻率分量；低通濾波器是濾除無用頻率成分，取出原低頻調(diào)制信號(hào)頻率分量。

圖6-40檢波器的組成框圖

檢波器輸入信號(hào)和輸出信號(hào)的波形、頻譜圖如圖6-41所示。圖6-41檢波器輸入、輸出信號(hào)的波形、頻譜圖

2.檢波器技術(shù)指標(biāo)

2)輸入電阻Rid

輸入電阻Rid是從檢波器輸入端看進(jìn)去的等效視在電阻，用來說明檢波器對(duì)前級(jí)中放諧振放大電路的影響程度。檢波器輸入電阻的含義和作用如圖6-42所示。圖6-42檢波器輸入電阻的含義和作用

Rid等于輸入高頻電壓振幅Usm與輸入高頻電流的基波分量振幅Is1m(因?yàn)榇笮盘?hào)檢波時(shí)輸入高頻電流為脈沖電流)之比，即

3)檢波失真

如果檢波器參數(shù)設(shè)計(jì)不當(dāng)，檢波器輸出的低頻調(diào)制信號(hào)會(huì)出現(xiàn)非線性失真。

6.5.2包絡(luò)檢波器

1.工作原理

包絡(luò)檢波器又稱為大信號(hào)峰值檢波器，其原理電路如6-43所示。圖中，輸入的高頻信號(hào)電壓us較大(一般大于0.5V)，二極管VD為檢波二極管(非線性元件)，R是檢波電阻，C是檢波電容，RC組成低通濾波器。

圖6-43包絡(luò)檢波器的原理電路

圖6-44包絡(luò)檢波器的工作原理圖

2.定量分析

由上面分析已經(jīng)知道，包絡(luò)檢波是大信號(hào)檢波，在檢波過程主要是利用二極管導(dǎo)通與截止這一特性，因此二極管伏安特性曲線可以近似地用兩段折線來表示，也就是說，采用折線近似法對(duì)二極管包絡(luò)檢波電路進(jìn)行定量分析。理想二極管折線化的伏安特性如圖6-45所示，直線段的斜率為gD。

圖6-45包絡(luò)檢波器的折線近似分析

3.性能指標(biāo)分析

1)檢波效率kd

當(dāng)輸入為等幅波時(shí)，由式(6-30)和式(6-35)可得檢波效率為cosθ。當(dāng)輸入為AM波時(shí)，由式(6-31)和輸出低頻電壓幅度UΩm=maUsmcosθ，可得檢波效率仍為cosθ。因此包絡(luò)檢波器的檢波效率kd為

由于R?RD，因此θ很小，即包絡(luò)檢波器效率較高。

2)輸入電阻Rid

4.檢波失真

1)惰性失真

前面的分析表明，大信號(hào)檢波過程是利用二極管的單向?qū)щ娞匦院拓?fù)載RC的充放電過程。只要充電過程很快，放電過程很慢，檢波器輸出信號(hào)就可以再現(xiàn)調(diào)幅波的包絡(luò)線形狀。

但是，如果RC取得太大，放電過慢，以至于放電速度跟不上輸入調(diào)幅波包絡(luò)下降的速度就會(huì)引起輸出信號(hào)失真，如圖6-46所示。由圖看出，在t1~t2時(shí)間內(nèi)，放電速度跟不上包絡(luò)下降，輸出電壓產(chǎn)生了非線性失真，通常稱這種失真稱為對(duì)角切割失真。由于這個(gè)非線性失真是由于電容C的惰性太大引起的，所以又稱為惰性失真。

圖6-46-惰性失真

2)負(fù)峰切割失真

當(dāng)考慮到檢波器與下一級(jí)低頻放大器電路連接時(shí)，一般都采用如圖6-47所示的阻容耦合電路。圖中CC為隔直電容，其數(shù)值很大，對(duì)低頻信號(hào)Ω呈交流短路；Ri低為下一級(jí)低頻放大器輸入電阻。正常工作情況下，檢波器各點(diǎn)波形如圖6-47所示。

圖6-47考慮下級(jí)電路的包絡(luò)檢波器及其工作波形

由圖6-47可知，包絡(luò)檢波器的交直流負(fù)載電阻分別為

式(6-42)說明，由于檢波器接入下一級(jí)放大器，因此檢波器中交、直流負(fù)載電阻不相等，且交流負(fù)載總小于直流負(fù)載。

當(dāng)輸入調(diào)幅波的調(diào)幅系數(shù)ma較大時(shí)，由于交、直流負(fù)載電阻不相等，使得檢波輸出的低頻信號(hào)的負(fù)峰值附近將被削平，出現(xiàn)負(fù)峰切割失真，如圖6-48所示。

圖6-48負(fù)峰切割失真

6.5.3同步檢波器

包絡(luò)檢波器只能用于普通調(diào)幅AM波的解調(diào)，那么其他調(diào)幅波，例如，DSB－SC、SSBSC的解調(diào)就要采用同步檢波器(又稱為乘積檢波器)實(shí)現(xiàn)解調(diào)。同步檢波器的組成框圖如圖6-49所示。圖6-49同步檢波器的組成框圖

6.6-振幅調(diào)制解調(diào)電路設(shè)計(jì)應(yīng)用舉例

6.6.1振幅調(diào)制電路設(shè)計(jì)舉例模擬乘法器振幅調(diào)制電路如圖6-50所示。

圖6-50模擬乘法器振幅調(diào)制電路

1.MC1496靜態(tài)工作點(diǎn)設(shè)計(jì)

靜態(tài)偏置電壓的設(shè)置應(yīng)保證MC1496內(nèi)部(其結(jié)構(gòu)如圖6-51所示)各個(gè)晶體管工作在放大狀態(tài)，即晶體管的集電極與基極間的電壓應(yīng)大于或等于2V，小于或等于最大允許工作電壓。根據(jù)MC1496的特性參數(shù)，應(yīng)用時(shí)，靜態(tài)偏置電壓(當(dāng)輸入電壓為0時(shí))應(yīng)滿足下列關(guān)系，即

圖6-51MC1496內(nèi)部結(jié)構(gòu)

2.MC1496乘法器負(fù)反饋電阻R20設(shè)計(jì)

3.射極跟隨器設(shè)計(jì)

射極跟隨器具有高輸入阻抗、低輸出阻抗、放大倍數(shù)接近于1的特點(diǎn)。在此電路中使用，主要是提高調(diào)幅器帶負(fù)載的能力。三極管VT10選用S9018(常溫工作條件下β≈125)，靜態(tài)工作點(diǎn)ICQ=2.5mA，UCE=4.5V，為此可以計(jì)算出R21、R22阻值。

6.6.2包絡(luò)檢波器設(shè)計(jì)舉例

設(shè)計(jì)電路以收音機(jī)中的典型電路為例，電路如圖6-52所示。圖6-52收音機(jī)包絡(luò)檢波器典型電路圖

1.檢波二極管的選擇

為了提高檢波效率，應(yīng)選擇正向電阻小(幾百歐姆數(shù)量級(jí))、反向電阻大(500kΩ以上)、結(jié)電容小(或最高工作頻率高)的二極管。優(yōu)先選用點(diǎn)接觸型鍺二極管，其中如金鍵(用金鎵或金銦合金絲做接觸絲)二極管2AP9、2AP10的正向電阻很小，而且伏安特性起始段非線性范圍很窄，輸入高頻電壓幅度不用很大就能進(jìn)入大信號(hào)檢波狀態(tài)。

2.檢波電阻的選擇

從前面的分析中已知，若檢波電阻比二極管內(nèi)阻RD大許多倍，可以使檢波效率高，輸入電阻大。一般為不產(chǎn)生負(fù)峰切割失真，檢波電阻應(yīng)滿足式(6-44)。本電路為了使交直流負(fù)載相差不大，采用分負(fù)載的辦法，即將直流負(fù)載電阻分成R1和R2兩部分(如圖6-52電路所示)，則直流負(fù)載電阻為

交流負(fù)載電阻為

如果將R1取值比R2大些，這樣交直流負(fù)載電阻比較接近，不易產(chǎn)生負(fù)峰切割失真，但是R1也不能太大，否則檢波輸出的低頻電壓大都加在R1上，檢波效率會(huì)下降。綜上考慮，根據(jù)一般低頻放大器輸入電阻Ri低≈(2~5)kΩ，取R1+R2=(5~10)kΩ，其中，R1=(0.1~0.2)R2。

3.檢波電容的選擇

為了更好地濾除檢波輸出電壓中的高頻分量，將負(fù)載電容C分成C1、C2，與R1組成π型低通濾波器，一般取

從濾除高頻盡量干凈考慮，應(yīng)選擇

但C不能太大，否則會(huì)產(chǎn)生惰性失真。為防止產(chǎn)生惰性失真，一般要滿足

一般收音機(jī)的最高頻率取Fmax=4.5kHz，由此得出C≤0.01μF，可取C1=C2≈5100pF。

4.自動(dòng)增益控制(AGC)電壓的獲得

產(chǎn)生自動(dòng)增益控制信號(hào)的包絡(luò)檢波器如圖6-53所示。圖6-53產(chǎn)生自動(dòng)增益控制信號(hào)的包絡(luò)檢波器第7章混頻器7.1概述7.2混頻電路7.3混頻干擾7.4三極管混頻器應(yīng)用舉例

【應(yīng)用背景】

在廣播、電視及通信技術(shù)中，混頻是一種被廣泛應(yīng)用的技術(shù)?；祛l器是超外差式接收機(jī)的重要組成部分，如圖7-1所示陰影框圖?；祛l器把經(jīng)過輸入回路選擇的、載頻為高頻

的已調(diào)信號(hào)不失真地變換為載頻為中頻的已調(diào)信號(hào)。例如，中波調(diào)幅廣播收音機(jī)把外來調(diào)幅信號(hào)(頻率范圍是535~1605kHz)變換為頻率為465kHz的低中頻調(diào)幅信號(hào)。因?yàn)橹蓄l頻率比較低且固定，中頻放大器可以獲得較大的電壓增益和較好選擇性。另外，混頻器也是頻率合成器等電子設(shè)備的重要組成部分，用來實(shí)現(xiàn)頻率加、減運(yùn)算功能。圖7-1混頻器應(yīng)用示例

7.1概述

7.1.1混頻器的組成框圖及波形、頻譜超外差接收機(jī)中的混頻器通常由非線性器件、本地振蕩器和中頻濾波器三部分組成，如圖7-2所示。

圖7-2混頻器組成框圖

圖7-3(a)為混頻器的輸入、輸出波形?？梢娀祛l前后波形的包絡(luò)形狀沒變，只是信號(hào)的載頻由高頻fS變?yōu)橹蓄lfI。圖7-3(b)為混頻器的輸入、輸出頻譜?？梢娀祛l前后頻譜結(jié)構(gòu)沒有變化，只是中心頻率由高頻fS變?yōu)橹蓄lfI。所以，混頻

前后調(diào)制規(guī)律不變，只是中心頻率由高頻變?yōu)橹蓄l?；祛l器也是一種頻譜線性搬移電路。

圖7-3混頻器的波形和頻譜

非線性器件有二極管、三極管、場(chǎng)效應(yīng)管和乘法器等；中頻濾波器可以是LC諧振回路，也可以是集中選擇的濾波器，如陶瓷濾波器等；本地振蕩器可以是單獨(dú)的振蕩器，如果節(jié)省一只晶體管，也可用混頻管兼作振蕩管用(如一般調(diào)幅收音機(jī)就是這樣)，通常把前者稱為混頻器，而把后者稱為變頻器。習(xí)慣上混頻器和變頻器這兩個(gè)名詞往往通用，所以在此統(tǒng)稱為混頻器。

7.2混頻電路

7.2.1三極管混頻器根據(jù)晶體管組態(tài)和本振電壓注入點(diǎn)的不同，三極管混頻器可分為四種基本電路形式，如圖7-4所示。其中，圖7-4(a)是共發(fā)射極電路，本振電壓uL從基極注入；圖7-4(b)是共發(fā)射極電路，本振電壓從發(fā)射極注入；圖7-4(c)和圖7-4(d)都是共基極電路，本振電壓注入則不同，圖7-4(c)是從基極注入，圖7-4(d)是從發(fā)射極注入。

圖7-4三極管混頻電路的幾種基本形式

1.電路分析

三極管混頻器如圖7-5所示。圖7-5三極管混頻器

由6.3.2節(jié)介紹的線性時(shí)變分析方法得到如圖7-5所示的集電極電流為

式中，I0(t)=f(EB+uL)是三極管的時(shí)變靜態(tài)電流；g(t)=f'(EB+uL)是三極管的時(shí)變靜態(tài)跨導(dǎo)，均受本振信號(hào)uL=ULmcosωLt控制。I0(t)和g(t)的波形分別如圖7-6和圖7-7所示。

圖7-6時(shí)變靜態(tài)電流I0(t)波形

圖7-7-時(shí)變靜態(tài)跨導(dǎo)g(t)波形

可見ic中有眾多頻率分量。由于負(fù)載LC諧振回路諧振在中頻ωI=ωL-ωS上，因此ic中唯有中頻分量ωI=ωL-ωS才會(huì)輸出，并在LC回路兩端產(chǎn)生中頻電壓。設(shè)LC回路諧振電阻為RP，則輸出中頻電流和電壓分別為

2.性能指標(biāo)分析計(jì)算

1)混頻電壓增益Kuc

由式(7-5)可知，輸出中頻電壓振幅為

根據(jù)混頻電壓增益定義，得到

2)混頻跨導(dǎo)gc

為了衡量混頻三極管把輸入高頻信號(hào)電壓轉(zhuǎn)換為中頻電流的能力，引入混頻跨導(dǎo)gc這個(gè)參量。gc定義為輸出的中頻電流振幅IIm與輸入高頻信號(hào)電壓振幅USm之比，即

由式(7-4)可知，輸出中頻電流振幅為

則三極管混頻電路的混頻跨導(dǎo)為

7.2.2二極管混頻器

1.單二極管混頻器

圖7-8是一個(gè)單二極管混頻器原理電路。由圖可見，二極管混頻器的輸出中頻回路直接與晶體二極管、輸入信號(hào)回路、本振電壓uL串接，因而與晶體三極管混頻器不同，它的輸出中頻電壓uI將全部反作用于二極管兩端。根據(jù)圖中標(biāo)注的電壓方向，實(shí)際加到二極管兩端的電壓uD=uS+uL-uI。圖7-8單二極管混頻器原理電路

2.二極管平衡混頻器和二極管環(huán)形混頻器

圖7-9是一個(gè)二極管平衡混頻器原理電路。信號(hào)電壓uS經(jīng)高頻變壓器Tr1加到二極管VD1和VD2上，本振電壓uL加在兩個(gè)變壓器Tr1和Tr2的中點(diǎn)，中頻信號(hào)通過中頻變壓器Tr2輸出。圖7-9二極管平衡混頻器原理電路

二極管環(huán)形混頻器原理電路如圖7-10所示。圖7-10二極管環(huán)形混頻器原理電路

7.2.3調(diào)幅、檢波和混頻電路小結(jié)

前面所介紹的調(diào)幅、檢波和混頻均屬于頻譜線性搬移電路，因此它們的原理和電路有相同和不同的方面。相同的方面是均可以采用二極管、三極管、場(chǎng)效應(yīng)管、乘法器等非線性器件實(shí)現(xiàn)；不同的方面是調(diào)幅、檢波和混頻電路的輸入、輸出信號(hào)不同，采用的濾波器不同。

下面以單音調(diào)制DSB－SC信號(hào)為例，介紹頻譜線性搬移電路的原理。其實(shí)現(xiàn)調(diào)制、解調(diào)和混頻的原理框圖如圖7-11所示。設(shè)調(diào)制信號(hào)為uΩ、調(diào)制頻率為F、發(fā)送載波頻率為fc、本振頻率為fL、中頻頻率為fI。調(diào)幅、檢波和混頻的比較如表7-1所示。

圖7-11實(shí)現(xiàn)調(diào)制、解調(diào)和混頻的原理框圖

7.3混頻干擾

圖7-12是超外差接收機(jī)的電路框圖。從圖中可以看出，此電路分為混頻器(非線性電路)、中頻放大器(線性電路)、檢波器(非線性電路)等三部分。正因?yàn)榫哂羞@樣一種特定的結(jié)構(gòu)，超外差接收機(jī)會(huì)產(chǎn)生某些特有的干擾，稱為混頻干擾。

圖7-12混頻器超外差接收機(jī)的電路框圖

7.3.1干擾哨聲

1.形成原因

干擾哨聲是指由有用信號(hào)和本振信號(hào)組合而形成的干擾。

2.產(chǎn)生干擾哨聲的頻率

顯然，式(7-19)只要滿足以下關(guān)系

7.3.2副波道干擾

1.形成原因

副波道干擾是指由干擾信號(hào)和本振信號(hào)組合而形成的干擾。正常情況下，有用電臺(tái)信號(hào)與本振信號(hào)混頻得到中頻fI=fL-fS，這種組合通道稱為主通道或主波道。如果混頻器之前的輸入回路選擇性不夠好，使得干擾信號(hào)fN也進(jìn)入混頻器，其與本振頻率fL進(jìn)行組合并等于中頻，形成對(duì)fS的干擾，這些組合通道不是主波道，而是副波道，又稱為寄生波道，因此將這種干擾稱為副波道干擾或寄生波道干擾。

2.產(chǎn)生副波道干擾的頻率

若干擾頻率fN與本振頻率fL滿足下列關(guān)系，即

由式(7-22)可以求出產(chǎn)生副波道干擾的干擾頻率為

同理，能產(chǎn)生明顯副波道干擾的干擾頻率必須同時(shí)滿足兩點(diǎn)：

①能滿足式(7-23)的干擾頻率且在接收機(jī)工作頻段之內(nèi)；

②對(duì)應(yīng)p+q值較小的干擾頻率。

根據(jù)式(7-23)可以求出副波道干擾中最強(qiáng)的兩個(gè)干擾頻率，即中頻干擾和鏡像頻率干擾。

1)中頻干擾

在式(7-23)中取p=0，q=1時(shí)，干擾頻率fN為

此時(shí)，由于干擾信號(hào)頻率等于中頻頻率fI，故稱為中頻干擾。

當(dāng)接收機(jī)前端電路的選擇性不夠好，致使中頻干擾信號(hào)到達(dá)混頻器的輸入端時(shí)，由于混頻器的輸出回路調(diào)諧于中頻fI，因此中頻干擾信號(hào)就會(huì)被混頻器和各級(jí)中頻放大器放大，具有比有用信號(hào)更強(qiáng)的傳輸能力。

2)鏡像頻率干擾

當(dāng)p=1，q=1時(shí)，干擾頻率fN為

可見，該干擾信號(hào)比本振頻率fL高一個(gè)中頻，比信號(hào)頻率fS高兩個(gè)中頻。也就是說，如果將本振頻率fL看成是一面“鏡子”，干擾信號(hào)fN與有用信號(hào)頻率fS則成鏡像關(guān)系，故稱fN為鏡像頻率(簡(jiǎn)稱鏡頻)干擾，如圖7-13所示。圖中虛線為輸入回路的選頻特性。

圖7-13鏡像頻率干擾

了當(dāng)fS一定(即接收機(jī)調(diào)諧一定)時(shí)，會(huì)產(chǎn)生副波道干擾的輸入干擾頻率?，F(xiàn)在要問，當(dāng)輸入干擾頻率fN一定時(shí)，有哪些fS(即接收機(jī)調(diào)諧在哪些頻率時(shí))使該干擾信號(hào)會(huì)形成副波道干擾呢?這個(gè)問題可以根據(jù)式(7-23)以及fL=fS+fI得到

7.3.3交叉調(diào)制干擾和互相調(diào)制干擾

1.交叉調(diào)制干擾(交調(diào)干擾)

當(dāng)混頻器輸入端同時(shí)作用著有用信號(hào)uS和干擾信號(hào)uN時(shí)，混頻器除了對(duì)某些特定頻率的干擾信號(hào)形成副波道干擾外，還會(huì)對(duì)任意頻率的干擾信號(hào)產(chǎn)生交調(diào)干擾。

2.互相調(diào)制干擾(互調(diào)干擾)

若接收機(jī)前端電路的選擇性不好，致使角頻率為ωN1和ωN2的兩個(gè)干擾信號(hào)同時(shí)加到接收機(jī)輸入端，在混頻器非線性作用下，混頻器輸出端除了有用組合ωL-ωS=ωI外，還可能

存在

式(7-28)是兩個(gè)干擾信號(hào)與本振信號(hào)組合產(chǎn)生的中頻分量(m、n分別是干擾頻率ωN1和ωN2的諧波次數(shù))，這會(huì)引起混頻器輸出中頻信號(hào)失真。通常將這種現(xiàn)象稱為互相調(diào)制干擾。

7.3.4減小混頻干擾的措施

總的來說，可以采取以下措施減小混頻干擾：

(1)減小輸入與本振信號(hào)幅度，可減小產(chǎn)生干擾哨聲組合頻率分量幅度。

(2)提高前端的電路選擇性，例如，提高天線回路和高頻放大器的濾波性能，并同時(shí)壓低它們的增益，可以防止副波道干擾、交調(diào)干擾和互調(diào)干擾。

(3)合理選擇中頻。將中頻設(shè)置在接收頻段外，可避免產(chǎn)生最強(qiáng)的中頻干擾；采用上混頻或二次混頻方案，可以使鏡像頻率遠(yuǎn)離信號(hào)頻率。

(4)減少混頻電路的高次項(xiàng)，以減小無用分量個(gè)數(shù)。

7.4三極管混頻器應(yīng)用舉例

晶體三極管混頻器的實(shí)際電路有兩類：本振電壓由單獨(dú)振蕩器產(chǎn)生的他激式混頻器(又稱為變頻器)和本振電壓由混頻管自身產(chǎn)生的自激式混頻器。圖7-14是一種他激式共基極混頻器電路。

圖7-14他激式共基極混頻器電路

圖7-15是晶體管收音機(jī)的自激式共發(fā)射極混頻器電路。圖7-14他激式共基極混頻器電路第8章角度調(diào)制與解調(diào)器8.1概述8.2角度調(diào)制信號(hào)的特性8.3調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生方法8.4變?nèi)荻O管調(diào)頻電路8.5調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)器8.6限幅器8.7調(diào)頻器與鑒頻器設(shè)計(jì)應(yīng)用舉例

81概述

模擬調(diào)制包括振幅調(diào)制和角度調(diào)制，而角度調(diào)制又分為兩種方式：一種是用調(diào)制信號(hào)控制載波信號(hào)的瞬時(shí)頻率的方式，稱為頻率調(diào)制，簡(jiǎn)稱調(diào)頻(FM，F(xiàn)requencyModulation)；另一種是用調(diào)制信號(hào)控制載波的瞬時(shí)相位的方式，稱為相位調(diào)制，簡(jiǎn)稱調(diào)相(PM，PhaseModulation)。

8.2角度調(diào)制信號(hào)的特性

8.2.1時(shí)域特性

1.調(diào)頻信號(hào)1)調(diào)頻信號(hào)(亦稱為調(diào)頻波)的一般表達(dá)式根據(jù)調(diào)頻的定義，瞬時(shí)角頻率ω(t)應(yīng)隨調(diào)制信號(hào)uΩ(t)線性變化，即瞬時(shí)角頻率應(yīng)為

由瞬時(shí)角頻率ω(t)可以求出瞬時(shí)相位為

式中，是瞬時(shí)相位變化量，與調(diào)制信號(hào)的積分信號(hào)成正比。由此可得到調(diào)頻波的一般表達(dá)式為

可見，調(diào)頻波的振幅恒定，其瞬時(shí)角頻率變化量Δω(t)反映調(diào)制信號(hào)變化規(guī)律，而瞬時(shí)相位變化量Δφ(t)不反映調(diào)制信號(hào)變化規(guī)律。

2)單音調(diào)頻信號(hào)的表達(dá)式

若調(diào)制信號(hào)為單音頻信號(hào)，即

代入式(8-1)，得到瞬時(shí)角頻率為

式中

根據(jù)式(8-2)可以得到瞬時(shí)相位表達(dá)式，即

式中

式(8-8)是單音調(diào)頻時(shí)引起的最大相位偏移量，一般稱為調(diào)頻指數(shù)，其值與調(diào)制信號(hào)幅度UΩm成正比，與調(diào)制信號(hào)角頻率Ω成反比。mf反映了調(diào)制的深淺程度，mf可以為任意值，這與調(diào)幅指數(shù)ma必須小于等于1是不同的。

單音調(diào)頻波的表達(dá)式為

由式(8-9)可以看出，調(diào)頻信號(hào)的基本參量是振幅Ucm、載波角頻率ωc、角頻偏Δωm和調(diào)頻指數(shù)mf。

3)單音調(diào)頻信號(hào)的波形

單音調(diào)頻信號(hào)的波形如圖8-1所示。由圖可見，瞬時(shí)角頻率變化Δω(t)的波形變化規(guī)律與調(diào)制信號(hào)uΩ(t)波形變化規(guī)律一致。調(diào)頻波uFM(t)波形振幅保持不變，而波形的疏密程度受調(diào)制信號(hào)控制：即當(dāng)調(diào)制信號(hào)uΩ(t)的瞬時(shí)電壓值為正的最大值時(shí)，瞬時(shí)頻率變化量Δω(t)最大，等于Δωm，調(diào)頻波形最密集；當(dāng)調(diào)制信號(hào)瞬時(shí)電壓為0時(shí)，瞬時(shí)頻率變化量為0；當(dāng)調(diào)制信號(hào)瞬時(shí)電壓為負(fù)的最大值時(shí)，瞬時(shí)頻率變化量最小，等于-Δωm，調(diào)頻波形最稀疏。

圖8-1單音調(diào)頻波的波形

2.調(diào)相信號(hào)

調(diào)相信號(hào)又稱為調(diào)相波。根據(jù)調(diào)相的定義，瞬時(shí)相位φ(t)應(yīng)隨調(diào)制信號(hào)uΩ(t)線性變化，即瞬時(shí)相位應(yīng)為

式中，kp為比例系數(shù)，單位是rad/V；Δφ(t)=kpuΩ(t)是瞬時(shí)相位變化量，與調(diào)制信號(hào)uΩ(t)成正比。由瞬時(shí)相位φ(t)可以求出瞬時(shí)角頻率為

根據(jù)式(8-11)可以得到瞬時(shí)角頻率表達(dá)式，即

式(8-17)是單音信號(hào)調(diào)相時(shí)的最大角頻偏，其值與調(diào)制信號(hào)幅度UΩm、Ω均成正比。

由(8-14)得到，單音調(diào)相波表達(dá)式為

單音調(diào)相波的波形如圖8-2所示。與圖8-1所示的調(diào)頻波的波形相比，調(diào)相波也是幅度不變，頻率發(fā)生變化，但是頻率變化Δω(t)規(guī)律與調(diào)制信號(hào)uΩ不一致，只有相位變化Δφ(t)與調(diào)制信號(hào)uΩ規(guī)律一致。

3.調(diào)頻與調(diào)相信號(hào)的比較

為了便于比較，設(shè)單音信號(hào)uΩ(t)=UΩmcosΩt，將此時(shí)的單音調(diào)頻和調(diào)相的主要特性列于表8-1中。

由表8-1可見，無論是調(diào)頻還是調(diào)相，它們的瞬時(shí)相位和瞬時(shí)頻率都同時(shí)受到調(diào)變，不同的是調(diào)頻波中是瞬時(shí)頻率變化量攜帶調(diào)制信息，調(diào)相波中瞬時(shí)相位變化量攜帶調(diào)制信息。兩者的基本參數(shù)Δωm、mf(或mp)與UΩm、Ω的關(guān)系如圖8-3所示。

圖8-3最大角頻偏、調(diào)制指數(shù)與UΩm、Ω的關(guān)系

例8-1若有一調(diào)制頻率F為1kHz、調(diào)制指數(shù)mf=mp=10單音調(diào)角波。

(1)試求兩種調(diào)角波的最大頻偏Δfm；

(2)若調(diào)制信號(hào)幅度不變，而調(diào)制頻率增大到2kHz時(shí)，試求兩種調(diào)角波的最大頻偏Δfm；

(3)若調(diào)制頻率不變，仍為1kHz，而調(diào)制信號(hào)幅度增大一倍，試求兩種調(diào)角波的最大頻偏Δfm。

解(1)FM：

PM：

(2)由于調(diào)制信號(hào)幅度不變，而調(diào)制頻率F增大到2kHz時(shí)，即增大一倍。又由于FM波的調(diào)頻指數(shù)與F成反比，則mf減小一半，即mf=5；而PM的調(diào)相指數(shù)與F無關(guān)，依然是mp=10。則

圖8-4調(diào)頻與調(diào)相的相互轉(zhuǎn)換

必須指出的是，單音調(diào)制時(shí)，調(diào)頻波和調(diào)相波均包括含義截然不同的三個(gè)頻率參數(shù)：

一是載波角頻率ωc，它是調(diào)角波的中心頻率，表示瞬時(shí)角頻率變化的平均值；

二是調(diào)制角頻率Ω，它表示瞬時(shí)角頻率變化的快慢程度；

三是角頻偏Δωm，它表示瞬時(shí)角頻率偏離ωc的最大值。必須將它們嚴(yán)格區(qū)分，切記混淆。

1.窄帶調(diào)頻的頻域特性

將式(8-9)展開，即

圖8-5AM波和NBFM波的矢量合成

2.寬帶調(diào)頻的頻域特性

1)頻譜特性

依然將式(8-9)展開，即

圖8-6貝塞爾函數(shù)曲線

將式(8-20)和式(8-21)代入式(8-19)，并整理可得

由式(8-22)列舉了mf=(1，2.41，5)的寬帶調(diào)頻信號(hào)頻譜圖(取絕對(duì)值)，如圖8-7所示。

圖8-7不同mf值的調(diào)頻波頻譜

2)卡森(Carson)帶寬

理論上講，寬帶調(diào)頻的頻譜帶寬是無限寬的，但實(shí)際中不可能傳輸一個(gè)帶寬無限寬的信號(hào)。一般是進(jìn)行一定工程近似，傳輸其主要能量集中段的信號(hào)譜，即計(jì)算其有效帶寬。

例8-2在調(diào)頻廣播系統(tǒng)中，按國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)取Fmax=15kHz、Δfm=75kHz，求調(diào)頻指數(shù)mf和調(diào)頻波帶寬BFM。

解由于

所以

因?yàn)閙f>1，故屬于寬帶調(diào)頻

再根據(jù)BFM≈2(Δfm+F)，得到BFM≈2(75+15)=180kHz。實(shí)際的調(diào)頻廣播帶寬取200kHz。

3)調(diào)頻與調(diào)相的頻域特性比較

下面在頻域中對(duì)調(diào)頻與調(diào)相進(jìn)行進(jìn)一步比較。由式(8-24)和式(8-25)可知，當(dāng)mf(或mp)?1時(shí)，有

8.2.3功率特性

根據(jù)帕塞瓦爾(Parseval)定理可知，單音調(diào)制調(diào)頻波的平均功率等于各頻譜分量平均功率之和。因此，由式(8-22)可得到在負(fù)載RL上調(diào)頻波的平均功率Pav為

根據(jù)第一類貝塞爾函數(shù)性質(zhì)，有

則

由式(8-26)可見，調(diào)頻波平均功率為未調(diào)制時(shí)的載波功率，與調(diào)頻指數(shù)mf無關(guān)。當(dāng)mf改變時(shí)，調(diào)頻波的載波功率與邊帶功率只是重新分配而已，載波功率與邊帶功率總和不變。而調(diào)幅波卻不同，其平均功率與調(diào)幅系數(shù)ma有關(guān)，并隨著ma增大而增大。

8.3調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生方法

8.3.1調(diào)頻方法

1.直接調(diào)頻法由于調(diào)頻波的最基本的特點(diǎn)就是其瞬時(shí)頻率按照調(diào)制規(guī)律變化，因此一種最直接的方法就是用調(diào)制信號(hào)去線性地控制載波振蕩器的瞬時(shí)振蕩頻率，使其不失真地反映調(diào)制信號(hào)規(guī)律，這種方法稱為直接調(diào)頻法。這種調(diào)頻方法就是把一個(gè)可變電抗元件接入振蕩器的選頻網(wǎng)絡(luò)中。

例如，圖8-8中電容三點(diǎn)式振蕩器的選頻網(wǎng)絡(luò)由C1、C2、L和可變電抗元件組成，它們決定了振蕩器的振蕩頻率的大小，當(dāng)調(diào)制信號(hào)uΩ(t)控制可變電抗元件的電容(或電感)值時(shí)，則選頻網(wǎng)絡(luò)的總電容(或總電感)發(fā)生變化，從而振蕩頻率隨uΩ(t)發(fā)生變化，如果電路設(shè)計(jì)得當(dāng)，振蕩器的瞬時(shí)頻率不失真地反映調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律，振蕩器的輸出端就能得到調(diào)頻信號(hào)。

圖8-8-直接調(diào)頻法

2.間接調(diào)頻法

根據(jù)調(diào)頻與調(diào)相存在的內(nèi)部聯(lián)系，將調(diào)制信號(hào)通過積分器，然后再進(jìn)行調(diào)相，從而產(chǎn)生調(diào)頻信號(hào)，如8.2節(jié)中的圖8-4(a)的組成框圖，這就是間接調(diào)頻法。由于間接調(diào)頻電路的載波振蕩與調(diào)相是分兩級(jí)電路完成的，而一般載波振蕩器采用晶體振蕩器，因此間接調(diào)頻電路的優(yōu)點(diǎn)是載波頻率穩(wěn)定度高，其缺點(diǎn)是頻偏小，屬于窄帶調(diào)頻。

8.3.2調(diào)頻電路的性能指標(biāo)

1.調(diào)頻特性的線性度

調(diào)頻特性是指輸出調(diào)頻波的瞬時(shí)頻偏(或瞬時(shí)頻率)與輸入調(diào)制信號(hào)電壓之間的關(guān)系。圖8-9所示是瞬時(shí)頻偏Δf與輸入調(diào)制信號(hào)電壓uΩ的關(guān)系曲線。調(diào)頻特性是一種電壓—頻率轉(zhuǎn)換特性，又稱為壓控特性。調(diào)頻特性(即壓控特性)的線性度越好，調(diào)頻的非線性失真越小。圖8-9調(diào)頻特性

2.最大線性頻偏

最大線性頻偏是指調(diào)頻特性曲線上頻率線性偏移的最大值，如圖8-9所示的Δfmax。最大線性頻偏越大，實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻的范圍越大。

3.調(diào)頻靈敏度

調(diào)頻靈敏度是指單位調(diào)制電壓產(chǎn)生的頻偏值，可定義為調(diào)頻特性曲線在uΩ=0處的斜率，用kf表示，即

式(8-27)的單位為Hz/V。kf越大越好，表示在相同的調(diào)制電壓下調(diào)頻電路產(chǎn)生的頻偏越大，調(diào)頻能力越強(qiáng)。

4.載波頻率穩(wěn)定度

因?yàn)檩d波頻率是調(diào)頻信號(hào)的中心頻率，調(diào)頻波頻率的變化是圍繞載頻變化的，如果載頻不穩(wěn)就會(huì)帶來失真，還會(huì)使調(diào)頻信號(hào)的頻帶展寬，造成對(duì)鄰近頻道的干擾。因此，希望調(diào)頻電路的載頻穩(wěn)定度越高越好。

5.寄生調(diào)幅度

寄生調(diào)幅盡量要小，調(diào)頻信號(hào)振幅要恒定。否則要影響到接收質(zhì)量，使接收機(jī)輸出信噪比下降。

8.4變?nèi)荻O管調(diào)頻電路

8.4.1變?nèi)荻O管1.變?nèi)荻O管的特性變?nèi)荻O管是利用半導(dǎo)體PN結(jié)的結(jié)電容隨其兩端反向電壓變化的特性而制成的一種特殊半導(dǎo)體二極管。它是一種電壓控制可變電抗元件。變?nèi)莨艿碾娐贩?hào)如圖8-10(a)所示。

其結(jié)電容Cj與管子兩端反向電壓uD關(guān)系曲線如圖8-10(b)所示。其表達(dá)式為

式中，Cj0是uD=0時(shí)的結(jié)電容，稱為零偏結(jié)電容；UB是PN結(jié)勢(shì)壘電位差，一般取0.7V；γ是變?nèi)葜笖?shù)，表示電容隨其兩端電壓變化的快慢。γ值隨半導(dǎo)體摻雜波度和PN結(jié)的結(jié)構(gòu)不同而異，例如，擴(kuò)散型的γ=1/3，其稱為緩變結(jié)變?nèi)莨?；合金型的?1/2，其稱為突變結(jié)變?nèi)莨?；?1~5之間的稱為超突變結(jié)變?nèi)莨?。具有不同γ值的變?nèi)莨埽猛疽膊煌?/p>

圖8-10變?nèi)荻O管電路符號(hào)與變?nèi)萏匦?/p>

2.變?nèi)荻O管調(diào)頻的基本原理

當(dāng)變?nèi)莨軆啥穗妷航尤胝{(diào)制信號(hào)uΩ(t)=UΩmcosΩt且保證變?nèi)莨芊雌闹绷髌珘簽閁Q時(shí)，則變?nèi)莨軆啥丝傠妷簎D為

那么在調(diào)制信號(hào)uΩ(t)控制下，隨uΩ(t)變化的變?nèi)莨芙Y(jié)電容Cj(t)波形如圖8-11所示。由于變?nèi)萏匦郧€是非線性的，則Cj(t)為非正弦信號(hào)。

如果將該變?nèi)莨茏鳛檎袷幤骰芈冯娙?，那么?dāng)Cj(t)最大時(shí)，振蕩器頻率最小，振蕩波形最稀疏；當(dāng)Cj(t)最小時(shí)，振蕩器頻率最大，振蕩波形最密集，從而得到調(diào)頻波uFM，如圖8-11所示。只要變?nèi)荻O管的特性和電路參數(shù)設(shè)計(jì)適當(dāng)，就可以做到振蕩頻率的變化近似地與調(diào)制信號(hào)成線性關(guān)系，從而實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻。

圖8-11變?nèi)莨苷{(diào)頻的基本原理圖

8.4.2變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路

1.調(diào)頻電路的組成及工作原理

變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路包括載波振蕩器、變?nèi)莨莛侂婋娐?；而變?nèi)莨莛侂婋娐酚职ㄖ绷髌秒娐泛驼{(diào)制信號(hào)饋電電路。載波振蕩器是用來產(chǎn)生高頻載波振蕩信號(hào)的；變?nèi)?/p>

管直流偏置電路是為變?nèi)莨芴峁┖线m的反向偏置電壓UQ，保證變?nèi)莨茉趗Ω(t)變化范圍內(nèi)能線性調(diào)頻，同時(shí)還應(yīng)使振蕩器未加調(diào)制電壓時(shí)的振蕩頻率為指標(biāo)要求的載波頻率；變?nèi)莨苷{(diào)制信號(hào)饋電電路是保證調(diào)制信號(hào)能順利加到變?nèi)莨軆啥?，去控制變?nèi)莨艿慕Y(jié)電容，以實(shí)現(xiàn)調(diào)頻的功能。

為了分析方便，突出主要問題，在如圖8-12所示的電路中省去了振蕩管部分，保留了振蕩器的選頻網(wǎng)絡(luò)和變?nèi)莨莛侂婋娐?。圖中，L1是高頻扼流圈，C3、C4、C5是高頻旁路電容，它們的作用都是把振蕩回路的高頻信號(hào)和變?nèi)莨艿酿侂婋娐犯綦x開來，防止它們之間相互影響；C6是低頻耦合電容，R3為直流饋電提供通路。圖8-12變?nèi)荻O管接入振蕩回路的原理電路

為了理解變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路調(diào)頻原理，首先分析電路的變?nèi)莨苤绷髌秒娐?、調(diào)制信號(hào)交流等效電路和高頻等效電路。變?nèi)莨苤绷髌秒娐啡鐖D8-13(a)所示。-EE通過R1和R2分壓得到負(fù)電壓UQ加到變?nèi)莨苷龢O，變?nèi)莨茇?fù)極通過R3接地，保證變?nèi)莨芊雌?。變?nèi)莨芷秒妷簽?/p>

調(diào)制信號(hào)交流等效電路是uΩ通過C6耦合、經(jīng)扼流圈L1(對(duì)低頻短路)加到變?nèi)莨艿呢?fù)極，變?nèi)莨苷龢O經(jīng)R1和R2并聯(lián)電路交流接地，如圖8-13(b)所示。高頻等效電路中回路電感L經(jīng)過C3高頻短路接地，變?nèi)莨蹸j經(jīng)過C4高頻短路接地，L1高頻扼流圈將回路電容C2與低頻的連接斷開，得到高頻交流等效電路如圖8-13(c)所示。圖8-13等效電路

2.變?nèi)莨苋拷尤胧街苯诱{(diào)頻

下面分析變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路振蕩回路瞬時(shí)頻率ω(t)與調(diào)制信號(hào)uΩ(t)之間的定量關(guān)系，然后利用其定量關(guān)系得到實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻的條件。

首先分析最簡(jiǎn)單的一種情況：變?nèi)莨茏鳛檎袷幓芈返目傠娙?。將這種調(diào)頻電路稱為變?nèi)莨苋拷尤胧街苯诱{(diào)頻電路。

變?nèi)莨茏鳛檎袷幓芈返目傠娙輹r(shí)，即考慮如圖8-14所示的振蕩回路?？梢娬袷幓芈烦?nèi)莨芡?，沒有其他外接電容。

圖8-14變?nèi)莨苋拷尤胧秸袷幓芈?/p>

1)瞬時(shí)角頻率表達(dá)式

設(shè)振蕩頻率近似等于振蕩回路的諧振頻率，可以求出如圖8-14所示的瞬時(shí)振蕩角頻率為

將式(8-30)代入上式，得到

即

將式(8-33)稱為調(diào)頻特性方程，其中，為載波角頻率。這是因?yàn)楫?dāng)Cj=CjQ時(shí)，就是在uΩ=0，uD=UQ時(shí)，此時(shí)載波振蕩器未被調(diào)制，只產(chǎn)生載波振蕩信號(hào)，因此CjQ與L決定了載波頻率的大小，即調(diào)頻電路的中心角頻率。

①當(dāng)γ=2時(shí)，調(diào)頻特性方程為

可見，當(dāng)γ=2時(shí)，ω(t)能隨調(diào)制信號(hào)余弦規(guī)律線性變化，因此調(diào)頻特性方程是線性方程，表明能實(shí)現(xiàn)不失真的線性調(diào)頻。調(diào)頻波的最大角頻偏Δωm=mωc。

②當(dāng)γ≠2時(shí)，調(diào)頻特性方程可以展開為

由上式可以看到調(diào)頻特性方程為非線性方程，它不僅存在載波角頻率ωc項(xiàng)和調(diào)制信號(hào)Ω項(xiàng)，還存在偏離載頻項(xiàng)Δωc、調(diào)制信號(hào)二次諧波2Ω項(xiàng)以及更高次項(xiàng)。其中，偏離載頻項(xiàng)Δωc為

二次諧波失真項(xiàng)的最大角頻偏為

顯然，存在Δωc、Δω2m以及更高次項(xiàng)將引起調(diào)頻的非線性失真。通過觀察發(fā)現(xiàn)，這些失真項(xiàng)均與m2成正比，如果m取值較小(即調(diào)制信號(hào)幅度較小)時(shí)，m2將很小，Δωc、Δω2m以及更高次項(xiàng)就很小，可以忽略不計(jì)，這樣ω(t)就能近似隨調(diào)制信號(hào)規(guī)律線性變化，實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻。

可見，當(dāng)m較小(即調(diào)制信號(hào)幅度較小)時(shí)，線性調(diào)頻特性方程近似為

由此得到線性頻偏為

顯然，m較小，即調(diào)制信號(hào)幅度較小，非線性失真減小，但是Δωm也要減小。因此，減小非線性失真與增大頻偏是一對(duì)矛盾，實(shí)際應(yīng)用中要折中考慮。

2)調(diào)頻靈敏度

由式(8-37)和式(8-32)可以得到瞬時(shí)頻率變化式為

根據(jù)調(diào)頻靈敏度定義式(8-27)，得到

由式(8-39)可見，當(dāng)γ和UQ一定時(shí)，kf隨著fc成正比地增大。因此，在變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路中，往往可以通過提高載波頻率的方法來增大頻偏值。

例8-3圖8-15是某140MHz變?nèi)莨苋拷尤胧街苯诱{(diào)頻電路。圖8-15(a)為實(shí)際電路，圖中，L2是高頻扼流圈，C3是低頻耦合電容，C1、C2、C4、C6~C12是高頻旁路或耦合電容。

(1)試畫出變?nèi)莨苤绷黟侂姷刃щ娐贰⒄{(diào)制信號(hào)等效電路和高頻等效電路；

(2)若已知變?nèi)莨艿摩?2，UB=0.7V，UQ=6.3V時(shí)CjQ=10pF，調(diào)制電壓為uΩ=10cos2π×104t(mV)。試求電感L1值和調(diào)頻波的頻偏。

圖8-15140MHz的變?nèi)莨苋拷尤胧街苯诱{(diào)頻電路

解(1)變?nèi)莨苤绷黟侂姷刃щ娐啡鐖D8-15(b)所示，從+18V電源中取出一部分電壓UQ通過電阻R8-接到變?nèi)莨茇?fù)極上，再通過L1短路接地，保證變?nèi)莨芊聪蚬ぷ?。調(diào)制信號(hào)饋電等效電路如圖8-15(c)所示，uΩ經(jīng)過C3耦合、L2短路加到變?nèi)莨苌稀８哳l等效電路如圖8-15(d)所示，L1與變?nèi)莨芙M成振蕩回路，并與振蕩管組成電感三點(diǎn)式振蕩器。

3.變?nèi)莨懿糠纸尤胧街苯诱{(diào)頻

變?nèi)莨懿糠纸尤胝袷幓芈?，如圖8-16所示。圖中變?nèi)莨芘cC2串聯(lián)，再與C1并聯(lián)，因此回路的總電容CΣ為

將式(8-30)代入上式，并整理得到

圖8-16變?nèi)莨懿糠纸尤胝袷幓芈?/p>

就C2而言，由于其與Cj串聯(lián)，C2越大，Cj的作用就越大，CΣ隨調(diào)制電壓uΩ的變化率就越大，即等效變?nèi)葜笖?shù)就越大，如圖8-17所示。就C1而言，由于其與Cj并聯(lián)，C1越小，Cj的作用就越大，CΣ隨調(diào)制電壓uΩ的變化率就越大，即等效變?nèi)葜笖?shù)也就越大，如圖8-18所示。

圖8-17C2對(duì)等效變?nèi)葜笖?shù)的影響

圖8-18-C1對(duì)等效變?nèi)葜笖?shù)的影響

綜上所述，調(diào)節(jié)C2可有效地控制Cj大的區(qū)域內(nèi)CΣ隨調(diào)制電壓uΩ的變化率，調(diào)節(jié)C1可有效地控制Cj小的區(qū)域內(nèi)CΣ隨調(diào)制電壓uΩ的變化率。為了線性調(diào)頻，必須選用γ>2的變?nèi)莨?，然后合理調(diào)節(jié)C1、C2大小，使變?nèi)莨艿牡刃Е媒咏?。此時(shí)，適當(dāng)加大調(diào)制電壓(即m值)是不會(huì)引起明顯的非線性失真的，因此，盡管變?nèi)莨苁遣糠纸尤耄{(diào)頻電路依然能夠提供比較大的線性頻偏。在實(shí)際調(diào)頻電路中，C2取值較大，約為幾十至幾百皮法，而C1取值較小，約為幾個(gè)至幾十皮法。

例8-4圖8-19(a)是某變?nèi)莨懿糠纸尤胧街苯诱{(diào)頻電路。圖中，L1和L3是高頻扼流圈，C3、C4、C5、C6、C7是高頻旁路或耦合電容，C8-是低頻耦合電容。(1)試畫出變?nèi)莨苤绷?/p>

饋電等效電路、調(diào)制信號(hào)等效等效電路和高頻等效電路；(2)寫出調(diào)頻波中心頻率的表達(dá)式。

圖8-19變?nèi)莨懿糠纸尤胧街苯诱{(diào)頻電路

解(1)變?nèi)莨苤绷髌秒娐啡鐖D8-19(b)所示。其-EE通過R1和R2

分壓得到負(fù)電壓UQ接到變?nèi)莨艿恼龢O，負(fù)極通過R6接地，以保證變?nèi)莨芊雌?。調(diào)制信號(hào)等效電路如圖8-19(c)所示。其uΩ通過C6耦合、經(jīng)R6短路加到變?nèi)莨苌希愿淖冏內(nèi)莨芙Y(jié)電容的大小。高頻等效電路如圖8-19(d)所示，其L2與C1、C2、變?nèi)莨蹸j組成振蕩回路，并與振蕩管組成電容三點(diǎn)式振蕩器，由于其中的Cj受uΩ調(diào)制，當(dāng)參數(shù)設(shè)計(jì)得當(dāng)時(shí)，振蕩器的振蕩頻率受uΩ線性調(diào)制，從而實(shí)現(xiàn)線性調(diào)頻。

(2)設(shè)C1串C2串CjQ的總電容為CΣ，則調(diào)頻波中心頻率(即載頻)為

以上介紹的是各類變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路的工作原理，這類調(diào)頻電路產(chǎn)生線性頻偏較大，但是由于其組成特點(diǎn)決定了其載波頻率穩(wěn)定度不高。為了滿足載波頻率穩(wěn)定度的指標(biāo)，

有時(shí)候采用間接調(diào)頻的方式，但由于其頻偏小，可以采用擴(kuò)展線性頻偏方法，以滿足頻偏要求。下面介紹變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路的調(diào)頻原理，然后再介紹擴(kuò)展線性頻偏的方法。

8.4.3變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路

1.變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路

1)電路組成

變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路如圖8-20所示。圖8-20變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路圖8-20變?nèi)荻O管間接調(diào)頻電路

2)工作原理

2.擴(kuò)展線性頻偏的方法

最大線性頻偏是調(diào)頻電路的主要質(zhì)量指標(biāo)之一。在實(shí)際調(diào)頻設(shè)備中，需要的最大線性頻偏往往不是簡(jiǎn)單調(diào)頻電路能夠達(dá)到的。因此，如何擴(kuò)展線性頻偏是設(shè)計(jì)調(diào)頻設(shè)備是一個(gè)關(guān)鍵問題。

一般采用倍頻和混頻相結(jié)合的方法擴(kuò)展線性頻偏，以達(dá)到性能要求。倍頻和混頻的變換原理框圖如圖8-21所示，它包括間接調(diào)頻器、n次倍頻器和混頻器。圖8-21倍頻和混頻的變換原理框圖

如果假設(shè)圖8-21中間接調(diào)頻器的輸出電壓為

則可以得到圖8-21中各點(diǎn)電壓表達(dá)式，分別為

某調(diào)頻發(fā)射機(jī)要求輸出載頻為100kHz、頻偏為75kHz的調(diào)頻信號(hào)，其組成框圖如圖8-22所示。晶振、積分器與調(diào)相器構(gòu)成間接調(diào)頻器，產(chǎn)生載頻為100kHz、頻偏為

24.415Hz的窄帶調(diào)頻信號(hào)；通過192次倍頻器，頻偏擴(kuò)展為4.68768kHz，載頻頻率擴(kuò)展為19.2MHz；再經(jīng)過混頻器，與頻率為25.45MHz的本振信號(hào)頻率相減，得到載頻為6.25MHz、而頻偏依然為4.68768kHz的調(diào)頻信號(hào)；最后通過16次倍頻，得到符合指標(biāo)要求的載頻為100kHz、頻偏為75kHz的寬帶調(diào)頻信號(hào)。圖8-22某調(diào)頻發(fā)射機(jī)的組成框圖

必須指出的是，圖8-22中的高次倍頻器的倍頻次數(shù)太高，其無法用一個(gè)倍頻器實(shí)現(xiàn)，一般都是由若干個(gè)低次倍頻器構(gòu)成的。例如，192次倍頻可以是4×4×4×3=192，由三級(jí)4次倍頻器和一級(jí)3次倍頻器構(gòu)成；16次倍頻可以是4×4=16，由兩級(jí)4次倍頻器構(gòu)成。當(dāng)然這些高次倍頻器也可以是其他低次倍頻器組合而成的。

8.5調(diào)頻信號(hào)的解調(diào)器

角度調(diào)制信號(hào)的解調(diào)包括調(diào)頻信號(hào)解調(diào)和調(diào)相信號(hào)解調(diào)。調(diào)頻信號(hào)解調(diào)稱為頻率檢波，簡(jiǎn)稱鑒頻；調(diào)相信號(hào)解調(diào)稱為相位檢波，簡(jiǎn)稱鑒相。它們都是把已調(diào)信號(hào)中反映調(diào)制信號(hào)變化的頻率變化量或相位變化量取出來的過程，但是采用的方法不盡相同。

鑒頻器的工作波形如圖8-23所示。圖8-23鑒頻器的工作波形

8.5.1鑒頻方法

1.波形變換法

首先思考能否直接用包絡(luò)檢波器解調(diào)嗎?答案是否定的。那么，試想如果設(shè)法把調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)頻率變化規(guī)律不失真地“轉(zhuǎn)嫁”到調(diào)頻波幅度上去，把調(diào)頻波變成調(diào)幅波，再采用包絡(luò)檢波器取出幅度變化規(guī)律，就能取出調(diào)制信號(hào)，完成鑒頻功能了，這就是波形變化法。

波形變換法就是通過線性網(wǎng)絡(luò)將輸入調(diào)頻波uFM進(jìn)行特定的波形變換，將等幅的調(diào)頻波變成幅度與頻率變化成正比的調(diào)頻調(diào)幅波uFM-AM，再進(jìn)行包絡(luò)檢波，以恢復(fù)出調(diào)制信號(hào)。其原理框圖如圖8-24(a)所示。波形變換的線性網(wǎng)絡(luò)有很多類型，例如，設(shè)波形變換網(wǎng)絡(luò)如圖8-24(b)中的H(ω)特性，由于在輸入調(diào)頻波頻率變化Δω(t)變化范圍內(nèi)幅頻特性H(ω)~ω是線性的，則變換網(wǎng)絡(luò)輸出電壓幅度的變化規(guī)律與Δω(t)一致，則得到輸出調(diào)頻調(diào)幅波uFM-AM，如圖8-24(b)所示。

圖8-24波形變換法鑒頻器

2.脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻

實(shí)現(xiàn)脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻的原理框圖如圖8-25所示。由于調(diào)頻波的過零點(diǎn)規(guī)律反映了其瞬時(shí)頻率變化規(guī)律，也反映了波形的疏密程度規(guī)律：即頻率越高，波形越密，過零點(diǎn)個(gè)數(shù)越多；頻率越低，波形越疏，過零點(diǎn)個(gè)數(shù)越少。脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻原理就是利用脈沖個(gè)數(shù)對(duì)應(yīng)調(diào)頻波的過零點(diǎn)的個(gè)數(shù)，然后計(jì)算出脈沖個(gè)數(shù)即可實(shí)現(xiàn)鑒頻。

圖8-24中虛線方框?yàn)榉蔷€性變換網(wǎng)絡(luò)，由限幅器、微分電路、脈沖形成電路組成。輸入調(diào)頻波uFM首先通過限幅器變換為調(diào)頻方波u1，而后通過微分電路變成微分脈沖u2，并用其中的正微分脈沖觸發(fā)脈沖形成電路，產(chǎn)生窄脈沖序列u3，在以上變換過程中，調(diào)頻波過零點(diǎn)的規(guī)律始終沒有被改變。最后通過低通濾波器取出u3的平均分量(即過零點(diǎn)的規(guī)律)，從而解調(diào)出調(diào)制信號(hào)電壓uo。

圖8-25脈沖計(jì)數(shù)式鑒頻的原理框圖

3.鎖相環(huán)鑒頻

當(dāng)調(diào)頻信號(hào)幅度很弱時(shí)，也就是當(dāng)輸入信噪比較小時(shí)，波形變換法鑒頻器將不能正常工作，一般把這種現(xiàn)象稱為門限效應(yīng)。而鎖相環(huán)鑒頻門限相對(duì)較低，能適合小信號(hào)的鑒頻，其具體的鑒頻原理將在第9章介紹。

8.5.2鑒頻器的性能指標(biāo)

1.鑒頻特性

鑒頻特性是指輸出電壓uo與輸入調(diào)頻信號(hào)瞬時(shí)頻率f之間的關(guān)系。它是一個(gè)f－u變換器。在線性解調(diào)的情況下，鑒頻特性應(yīng)為一條直線，而實(shí)際的鑒頻特性曲線如圖8-26所示，俗稱“S”曲線。因此它只能在有限范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)線性鑒頻。圖8-26實(shí)際的鑒頻特性曲線