第五章振幅調(diào)制與解調(diào)5.1調(diào)制的分類5.2調(diào)幅信號(hào)5.3振幅調(diào)制原理5.4振幅解調(diào)原理5.5集成器件與應(yīng)用電路舉例5.6PSpice仿真舉例本章小結(jié)思考題和習(xí)題

5.1調(diào)制的分類

根據(jù)調(diào)制信號(hào)和載波的不同,調(diào)制分為連續(xù)波模擬調(diào)制和脈沖調(diào)制。連續(xù)波模擬調(diào)制又分為振幅調(diào)制、頻率調(diào)制和相位調(diào)制。

連續(xù)波模擬調(diào)制中,載波是正弦波,例如,由石英晶體振蕩器產(chǎn)生,并經(jīng)過(guò)倍頻和功率放大得到的高頻正弦信號(hào),可以表示為

其中,Ucm

是振幅,ωc是頻率,φ是相位。為了分析方便,我們把調(diào)制信號(hào)簡(jiǎn)化為單頻正弦信號(hào),表示為

用uΩ改變Ucm

,生成振幅隨uΩ線性變化的已調(diào)波,這種調(diào)制稱為振幅調(diào)制,簡(jiǎn)稱調(diào)幅,記為AM;用uΩ改變?chǔ)豤,生成頻率隨uΩ線性變化的已調(diào)波,這種調(diào)制稱為頻率調(diào)制,簡(jiǎn)稱調(diào)頻,記為FM;用uΩ改變?chǔ)?產(chǎn)生相位隨uΩ線性變化的已調(diào)波,這種調(diào)制稱為相位調(diào)制,簡(jiǎn)稱調(diào)相,記為PM。頻率調(diào)制和相位調(diào)制都改變了載波的總相角,統(tǒng)稱為角度調(diào)制。這三種調(diào)制得到的已調(diào)波分別稱為調(diào)幅信號(hào)、調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)。

圖5.1.1中對(duì)比了調(diào)幅信號(hào)uAM、調(diào)頻信號(hào)uFM

和調(diào)相信號(hào)uPM的典型波形?？梢?jiàn),調(diào)幅信號(hào)中,調(diào)制信號(hào)寄載在已調(diào)波的振幅上,形成振幅按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化的高頻振蕩;調(diào)頻信號(hào)和調(diào)相信號(hào)是等幅的高頻振蕩,振蕩頻率和相位的變化體現(xiàn)了調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律。圖5.1.1已調(diào)波波形

頻域上,振幅調(diào)制把調(diào)制信號(hào)uΩ

的頻譜從低頻頻段搬移到高頻頻段,成為調(diào)幅信號(hào)uAM

的頻譜;振幅解調(diào)則把

uAM的頻譜從高頻頻段搬移回低頻頻段,恢復(fù)uΩ

的頻譜。uΩ

包含多個(gè)頻率分量時(shí),以上頻譜搬移不改變各個(gè)頻率分量的相對(duì)振幅和頻差,即信號(hào)的頻譜結(jié)構(gòu)不變,稱為線性頻譜搬移,如圖5.1.2所示。圖5.1.2振幅調(diào)制和解調(diào)的線性頻譜搬移

5.2調(diào)幅信號(hào)圖5.2.1普通調(diào)幅信號(hào)的產(chǎn)生

5.2.1普通調(diào)幅信號(hào)普通調(diào)幅信號(hào)可以經(jīng)圖5.2.1所示的過(guò)程產(chǎn)生。

根據(jù)振幅調(diào)制的要求,普通調(diào)幅信號(hào)的振幅是在載波uc=Ucmcosωct的振幅Ucm的基礎(chǔ)上,疊加正比于調(diào)制信號(hào)uΩ=UΩmcosΩt的變化量,從而得到一個(gè)與uΩ成線性關(guān)系的時(shí)變振幅,即

其中,Usm=Ucm,ma=kUΩm/Ucm,稱為調(diào)幅度,k是由調(diào)制電路決定的比例常數(shù),圖5.2.1中乘法器的增益kM=k/Ucm

。振幅調(diào)制不改變載波的頻率ωc,所以普通調(diào)幅信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為

據(jù)此可以畫出uAM的波形,如圖5.2.2(a)所示。從圖5.2.2(a)中可以看出,上包絡(luò)線和下包絡(luò)線都體現(xiàn)了uΩ

的變化規(guī)律,uAM則是在上、下包絡(luò)線約束下的高頻振蕩,振蕩的最大振幅Usm,max=Usm(1+ma),最小振幅Usm,min=Usm(1-ma),所以,有:

為了能根據(jù)振幅變化還原調(diào)制信號(hào),普通調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)線不能過(guò)橫軸,即要求ma≤1。如果ma>1,則稱為過(guò)調(diào)制,如圖5.2.2(b)所示。圖5.2.2普通調(diào)幅信號(hào)的波形

利用三角函數(shù)的積化和差公式,式(5.2.1)可以改寫為

從而得到普通調(diào)幅信號(hào)的三個(gè)頻率分量,如圖5.2.3所示。圖5.2.3普通調(diào)幅信號(hào)的頻譜

圖中,頻率ωc+Ω和ωc-Ω分別稱為上邊頻和下邊頻,上、下邊頻分量的振幅maUsm/2都正比于調(diào)制信號(hào)uΩ的振幅UΩm,與載頻ωc

的頻率差都是uΩ的頻率Ω。所以,上、下邊頻分量攜帶了調(diào)制信號(hào)的全部信息,中間的載頻分量則與調(diào)制信號(hào)無(wú)關(guān)。uAM的帶寬為

發(fā)射普通調(diào)幅信號(hào)uAM

時(shí),天線系統(tǒng)等效為負(fù)載電阻RL,考慮到各個(gè)頻率分量的正交關(guān)系,uAM的總平均功率由各個(gè)頻率分量各自的平均功率相加而成。其中,載波功率:

邊帶功率:

總平均功率:

以上考慮的調(diào)制信號(hào)uΩ是單頻信號(hào),當(dāng)uΩ是包含N個(gè)頻率分量的復(fù)雜調(diào)制信號(hào)時(shí),可以表示為

其中,UΩm

是最大振幅;f(t)代表歸一化后uΩ

的變化規(guī)律,稱為波形函數(shù)。經(jīng)過(guò)類似的推導(dǎo),生成的普通調(diào)幅信號(hào)為

圖5.2.4示出了uAM

的波形和頻譜。可見(jiàn),在頻域上,振幅調(diào)制是把調(diào)制信號(hào)的頻譜搬移到了載頻的左右兩側(cè),成為上、下邊帶,呈鏡像對(duì)稱。此時(shí)uAM

的帶寬仍是uΩ

帶寬的兩倍,總平均功率也是各個(gè)頻率分量各自的平均功率之和。圖5.2.4復(fù)雜調(diào)制信號(hào)生成的普通調(diào)幅信號(hào)

5.2.2雙邊帶調(diào)幅信號(hào)

普通調(diào)幅信號(hào)中,載頻分量不攜帶調(diào)制信號(hào)的信息,卻占有大部分功率。即使調(diào)幅度ma=1,從式(5.2.2)可以看出,載頻分量占有2/3的總平均功率。統(tǒng)計(jì)發(fā)現(xiàn),一般通信中總功率超過(guò)95%都用到了載頻分量上。所以從功率利用角度來(lái)看,普通調(diào)幅信號(hào)是一種效率很低的振幅調(diào)制方式。

相對(duì)而言,去除載頻分量,只保留上、下邊頻分量的雙邊帶調(diào)幅就比較有效地利用了功率。雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的產(chǎn)生過(guò)程如圖5.2.5所示。據(jù)此可以寫出雙邊帶調(diào)幅信圖5.2.5雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的產(chǎn)生

據(jù)此可以寫出雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式

其中,UsmcosΩt=kMUΩmUcmcosΩt為時(shí)變振幅,Usm為最大振幅。uDSB的波形如圖5.2.6所示。圖5.2.6雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的波形

從圖5.2.6中可以看出,時(shí)變振幅決定的上、下包絡(luò)線都過(guò)橫軸,從而無(wú)法從振幅變化上還原調(diào)制信號(hào)。高頻振蕩在包絡(luò)線過(guò)橫軸(即cosΩt過(guò)零)時(shí),會(huì)出現(xiàn)倒相,如果此時(shí)cosωct也過(guò)零,則倒相表現(xiàn)為高頻振蕩返回原來(lái)的象限。

式(5.2.3)可以繼續(xù)寫為

單頻調(diào)制信號(hào)uΩ生成的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)只有上邊頻和下邊頻兩個(gè)頻率分量,如圖5.2.7所示,帶寬為

雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的總平均功率等于邊帶功率,即圖5.2.7雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的頻譜

圖5.2.8所示為復(fù)雜調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的波形和頻譜。由于上、下邊帶頻譜呈鏡像對(duì)稱,重復(fù)攜帶了調(diào)制信號(hào)的信息,所以雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的功率利用效率仍然較低,而且同普通調(diào)幅信號(hào)一樣,雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的帶寬比調(diào)制信號(hào)的帶寬增加了一倍,頻帶利用效率也較低。圖5.2.8復(fù)雜調(diào)制信號(hào)生成的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)

5.2.3單邊帶調(diào)幅信號(hào)

在雙邊帶調(diào)幅的基礎(chǔ)上,保留一個(gè)邊帶而去除另一個(gè)邊帶,從而獲得最好的功率利用和頻帶利用,就實(shí)現(xiàn)了單邊帶調(diào)幅。保留上邊帶或下邊帶時(shí),分別稱為上邊帶調(diào)幅或下邊帶調(diào)幅。

單邊帶調(diào)幅信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為

uSSB的波形和頻譜如圖5.2.9所示,帶寬為

單邊帶調(diào)幅信號(hào)的總平均功率等于上邊頻或下邊頻分量的平均功率,即

單邊帶調(diào)幅信號(hào)有兩種基本的產(chǎn)生方法,分別稱為濾波法和相移法。圖5.2.9單邊帶調(diào)幅信號(hào)

1.濾波法

如圖5.2.10所示,首先調(diào)制信號(hào)uΩ

和載波uc

經(jīng)過(guò)乘法器產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅信號(hào)uDSB,再讓uDSB經(jīng)過(guò)通頻帶只包含上邊帶的帶通濾波器,則輸出上邊帶調(diào)幅信號(hào)。如果帶通濾波器的通頻帶只包含下邊帶,則得到下邊帶調(diào)幅信號(hào)。濾波法要求帶通濾波器在上、下邊帶之間實(shí)現(xiàn)從通帶到阻帶的過(guò)渡,過(guò)渡頻帶是調(diào)制信號(hào)的最低頻率的兩倍,當(dāng)最低頻率很低時(shí),過(guò)渡頻帶很小,要求帶通濾波器的矩形系數(shù)接近于1,這實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較困難。圖5.2.10濾波法產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號(hào)

2.相移法

式(5.2.4)和式(5.2.5)可以改寫為

據(jù)此可以利用乘法器、移相器、減法器或加法器產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號(hào),如圖5.2.11所示。相移法可以理解為用調(diào)制信號(hào)和載波產(chǎn)生一路雙邊帶調(diào)幅信號(hào),再用它們經(jīng)過(guò)-π/2移相后得到的一對(duì)正交信號(hào)產(chǎn)生另一路雙邊帶調(diào)幅信號(hào),兩路雙邊帶調(diào)幅信號(hào)疊加得到單邊帶調(diào)幅信號(hào)。相移法要求移相器對(duì)復(fù)雜調(diào)制信號(hào)的每個(gè)頻率分量都進(jìn)行-π/2的相移,而不改變各個(gè)頻率分量的相對(duì)振幅,這實(shí)現(xiàn)起來(lái)也比較困難。圖5.2.11相移法產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號(hào)

【例5.2.1】調(diào)幅信號(hào)us1=[2+cos(2π×103t)]cos(π×106t)V,us2=1.5cos(1.996×106πt)+1.5cos(2.004×106πt)V。判斷us1和us2的類型,確定載頻和帶寬,計(jì)算在單位負(fù)載電阻上產(chǎn)生的總平均功率。

在單位負(fù)載電阻上,載波功率:

【例5.2.2】調(diào)幅信號(hào)us1的波形如圖5.2.12(a)所示,判斷其類型,寫出時(shí)域表達(dá)式,并畫出頻譜。圖5.2.12(b)所示為調(diào)幅信號(hào)us2的頻譜,判斷其類型,寫出時(shí)域表達(dá)式,并畫出波形。圖5.2.12調(diào)幅信號(hào)圖5.2.13調(diào)幅信號(hào)

5.2.4殘留邊帶調(diào)幅信號(hào)

雖然單邊帶調(diào)幅信號(hào)的功率利用率和頻帶利用率最高,但是實(shí)現(xiàn)時(shí),濾波法對(duì)帶通濾波器的要求較高,相移法對(duì)移相器的要求較高。另外,對(duì)單邊帶調(diào)幅信號(hào)同步檢波時(shí)需要產(chǎn)生與載波同頻同相的本振信號(hào),實(shí)現(xiàn)起來(lái)也比較困難。所以,單邊帶調(diào)幅信號(hào)的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的設(shè)計(jì)和制作難度都比較大,殘留邊帶調(diào)制則比較好地解決了上述問(wèn)題。

殘留邊帶調(diào)制在普通調(diào)幅信號(hào)uAM

的基礎(chǔ)上,通過(guò)斜切濾波器得到殘留邊帶調(diào)幅信號(hào)uVSB。uVSB包括一個(gè)完整的邊帶、載頻分量和另一個(gè)邊帶的一部分。解調(diào)時(shí),uVSB的頻譜被搬移到低頻頻段,斜切濾波器使負(fù)頻率分量的振幅正好填補(bǔ)完整對(duì)應(yīng)的正頻率分量的振幅,從而獲得與調(diào)制信號(hào)uΩ

完全一樣的頻譜,如圖5.2.14所示。

殘留邊帶調(diào)制的實(shí)現(xiàn)相對(duì)容易,有比較高的功率利用率和頻帶利用率,而且其中的載頻分量也便于接收機(jī)同步檢波時(shí)產(chǎn)生本振信號(hào)。圖5.2.14殘留邊帶調(diào)制和解調(diào)的頻譜搬移

5.3振幅調(diào)制原理

圖5.2.1、圖5.2.5、圖5.2.10和圖5.2.11所示的調(diào)幅信號(hào)產(chǎn)生過(guò)程中,乘法器起關(guān)鍵作用。在時(shí)域上,乘法器完成調(diào)制信號(hào)和載波的相乘;在頻域上,乘法器輸出上邊頻分量和下邊頻分量,其振幅正比于調(diào)制信號(hào)的振幅,與載頻的頻率差等于調(diào)制信號(hào)的頻率,攜帶了全部調(diào)制信號(hào)信息。上、下邊頻分量是乘法器產(chǎn)生的新的頻率分量,所以乘法器是非線性電路,有非線性電路和線性時(shí)變電路兩種基本設(shè)計(jì)。基于這兩種設(shè)計(jì)的乘法器用于振幅調(diào)制時(shí),振幅調(diào)制分別稱為非線性電路調(diào)幅和線性時(shí)變電路調(diào)幅。

5.3.1非線性電路調(diào)幅

大信號(hào)狀態(tài)下工作時(shí),晶體管和場(chǎng)效應(yīng)管的轉(zhuǎn)移特性(即輸出電流與輸入電壓的關(guān)系)呈明顯的非線性。利用這一特點(diǎn),可以設(shè)計(jì)晶體管放大器和場(chǎng)效應(yīng)管放大器,以調(diào)制信號(hào)和載波作為輸入電壓,輸出電流中會(huì)出現(xiàn)許多新的頻率分量,對(duì)其濾波,取出上邊頻分量和下邊頻分量,實(shí)現(xiàn)振幅調(diào)制。

1.晶體管放大器調(diào)幅

圖5.3.1(a)所示為晶體管放大器調(diào)幅的原理電路,用來(lái)產(chǎn)生普通調(diào)幅信號(hào)uAM

。電路中,直流電壓源UBB和UCC設(shè)置晶體管的直流靜態(tài)工作點(diǎn)Q。調(diào)制信號(hào)uΩ和載波uc相加得到交流輸入電壓ube,與UBB疊加后成為晶體管基極和發(fā)射極之間的輸入電壓uBE。在uBE的作用下,晶體管產(chǎn)生集電極電流ic。圖5.3.1晶體管放大器調(diào)幅

放大狀態(tài)下,圖5.3.1(b)所示的晶體管的非線性轉(zhuǎn)移特性在Q附近可以表達(dá)為一個(gè)非線性函數(shù):

以UBB為uBE變化的中心值,將f(uBE)展開(kāi)成泰勒級(jí)數(shù):

其中:圖5.3.2uBE和iC波形的幾何投影關(guān)系圖5.3.3iC的頻譜

2a2uΩuc在頻域上產(chǎn)生的上邊頻分量和下邊頻分量分別為a2UΩmUcmcos(ωc+Ω)t和a2UΩmUcmcos(ωc-Ω)t,它們之間還有載頻分量a1Ucmcosωct。接下來(lái)需要用帶通濾波器,濾波輸出這三個(gè)頻率分量,并把結(jié)果變?yōu)殡妷骸榇?用LC并聯(lián)諧振回路作為帶通濾波器,使中心頻率ω0=ωc,如果濾波器帶寬等于信號(hào)帶寬,即BWBPF=2Ω,諧振電阻為Re,則輸出普通調(diào)幅信號(hào):

以上分析晶體管放大器的調(diào)幅原理時(shí),忽略了iC展開(kāi)式中n≥3的高階項(xiàng)。當(dāng)高階項(xiàng)的取值較大,不可被忽略時(shí),其產(chǎn)生的組合頻率分量就會(huì)疊加在普通調(diào)幅信號(hào)上,導(dǎo)致輸出電壓失真。根據(jù)高階項(xiàng)的組合頻率分量的疊加位置,可以把失真分為包絡(luò)失真和非線性失真。

(1)包絡(luò)失真。高階項(xiàng)的組合頻率分量可以疊加在載頻分量和上、下邊頻分量上,使載頻分量的振幅與調(diào)制信號(hào)的振幅發(fā)生聯(lián)系,也使上、下邊頻分量的振幅不單純正比于調(diào)制信號(hào)的振幅,這會(huì)使輸出電壓的包絡(luò)線不完全按調(diào)制信號(hào)規(guī)律變化。這種失真稱為包絡(luò)失真,因?yàn)闆](méi)有出現(xiàn)新的頻率分量,所以包絡(luò)失真屬于線性失真。

(2)非線性失真。高階項(xiàng)的組合頻率分量可以在上、下邊頻分量附近,因?yàn)榻咏鼛V波器的通頻帶,所以這些組合頻率分量也會(huì)產(chǎn)生一定的電壓,使輸出電壓中出現(xiàn)新的頻率分量,產(chǎn)生非線性失真。

為了減小或消除包絡(luò)失真和非線性失真,可以采用平方率器件,也可以改變交流輸入電壓,還可以采用平衡對(duì)消技術(shù)。

(1)采用平方律器件。平方律器件的輸出電流與輸入電壓之間為二次函數(shù)關(guān)系,電流展開(kāi)式中交流輸入電壓的最高冪次為2,沒(méi)有高階項(xiàng),也就不存在高階項(xiàng)引起的失真。所以,采用平方率器件設(shè)計(jì)放大器就從根本上消除了失真。各種類型的場(chǎng)效應(yīng)管就是典型的平方律器件。沒(méi)有采用平方律器件時(shí),可以通過(guò)直流偏置,盡量使直流靜態(tài)工作點(diǎn)位于器件的轉(zhuǎn)移特性曲線上接近平方律的區(qū)域的中心,加交流輸入電壓時(shí),保證工作點(diǎn)在平方律區(qū)域中運(yùn)動(dòng),也可以較好地減小失真。

(2)改變交流輸入電壓。因?yàn)楦唠A項(xiàng)中交流輸入電壓的冪次較大,所以減小交流輸入電壓的振幅可以有效地減小高階項(xiàng)的大小,也就減小了其組合頻率分量的振幅,從而減小了失真。但是為了實(shí)現(xiàn)器件的非線性作用,交流輸入電壓不能無(wú)限制地減小振幅;否則,小信號(hào)工作時(shí),工作點(diǎn)運(yùn)動(dòng)范圍過(guò)小,其中的轉(zhuǎn)移特性曲線近似為直線,放大器基本上成為線性電路,無(wú)法有效產(chǎn)生上、下邊頻分量。如果增大載波的振幅,減小調(diào)制信號(hào)的振幅,使載波振幅遠(yuǎn)大于調(diào)制信號(hào)振幅,也可以明顯減小高階項(xiàng)組合頻率分量的振幅,并使組合頻率分量遠(yuǎn)離上、下邊頻分量,從而減小失真。線性時(shí)變電路調(diào)幅中就采用了這種方法。

(3)采用平衡對(duì)消技術(shù)。非線性電路調(diào)幅中的平衡對(duì)消技術(shù)是用不同方式疊加調(diào)制信號(hào)和載波,分別輸入到多個(gè)放大器,再將各個(gè)放大器的輸出電流適當(dāng)疊加,盡量使高階項(xiàng)的組合頻率分量反相疊加,對(duì)消為零,從而達(dá)到減小失真的目的。圖5.3.4所示為一個(gè)采用四路兩級(jí)平衡對(duì)消技術(shù)的非線性電路調(diào)幅的電路框圖。圖5.3.4采用平衡對(duì)消技術(shù)的非線性電路調(diào)幅

為了近似分析,高階項(xiàng)只保留n=3和n=4兩項(xiàng),四個(gè)晶體管放大器A1~A4相同,晶體管的集電極電流分別為

據(jù)此可以確定平衡對(duì)消過(guò)程前后電流的頻譜,結(jié)果如圖5.3.5所示。圖5.3.5平衡對(duì)消過(guò)程的頻譜分析

2.場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅

場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅的原理電路和場(chǎng)效應(yīng)管的非線性轉(zhuǎn)移特性如圖5.3.6所示。圖中,N溝道結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管的直流靜態(tài)工作點(diǎn)Q由直流電壓源UGG和UDD設(shè)置。調(diào)制信號(hào)uΩ

和載波uc

相加產(chǎn)生交流輸入電壓ugs。工作點(diǎn)在恒流區(qū)時(shí),場(chǎng)效應(yīng)管的漏極電流iD與輸入電壓uGS的關(guān)系為轉(zhuǎn)移特性:圖5.3.6場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅

其中,IDSS為飽和電流,UGS(off)為夾斷電壓。將uGS=UGG+ugs=UGG+uΩ+uc代入上式,展開(kāi)并整理,得到:

圖5.3.7給出了iD和uGS的波形經(jīng)由轉(zhuǎn)移特性曲線的幾何投影關(guān)系。圖5.3.7uGS和iD波形的幾何投影關(guān)系

5.3.2線性時(shí)變電路調(diào)幅

線性時(shí)變電路調(diào)幅仍然采用調(diào)制信號(hào)和載波疊加成為交流輸入電壓,共同產(chǎn)生輸出電流,但是要求調(diào)制信號(hào)為小信號(hào),載波為大信號(hào)。因?yàn)檎{(diào)制信號(hào)是小信號(hào),所以輸出電流和調(diào)制信號(hào)成線性數(shù)學(xué)關(guān)系,又因?yàn)檩d波是大信號(hào),線性數(shù)學(xué)關(guān)系中的兩個(gè)參數(shù)是與載波有關(guān)的時(shí)變參數(shù),其中至少有一個(gè)與載波成非線性關(guān)系。線性時(shí)變電路調(diào)幅的輸出電流中有上邊頻分量和下邊頻分量,對(duì)其濾波就可實(shí)現(xiàn)振幅調(diào)制。

線性時(shí)變電路調(diào)幅的輸出電流中,調(diào)制信號(hào)僅有的一次冪項(xiàng)產(chǎn)生上邊頻分量和下邊頻分量,沒(méi)有調(diào)制信號(hào)的高次冪項(xiàng)在上、下邊頻處及其附近位置產(chǎn)生其他的組合頻率分量,所以與非線性電路調(diào)幅相比,線性時(shí)變電路調(diào)幅的失真較小。晶體管放大器、場(chǎng)效應(yīng)管放大器、差分對(duì)放大器、雙差分對(duì)放大器以及二極管電路都可以用來(lái)實(shí)現(xiàn)線性時(shí)變電路調(diào)幅。

1.晶體管放大器調(diào)幅

如圖5.3.8所示,用作線性時(shí)變電路調(diào)幅的晶體管放大器的原理電路和非線性電路調(diào)幅中的原理電路一樣。這里,晶體管的轉(zhuǎn)移特性在放大狀態(tài)下近似為直線,其斜率為交流跨導(dǎo)gm

,截止?fàn)顟B(tài)下可以認(rèn)為交流跨導(dǎo)為零。直流偏置電壓UBB

等于晶體管的導(dǎo)通電壓UBE(on),所以直流靜態(tài)工作點(diǎn)Q位于放大區(qū)和截止區(qū)之間,交流電壓ube決定晶體管處于放大狀態(tài)或截止?fàn)顟B(tài)。調(diào)制信號(hào)uΩ=UΩmcosΩt,載波uc=Ucmcosωct,Ucm

?UΩm,ωc?Ω,此時(shí),晶體管的工作狀態(tài)近似取決于uc的正負(fù)。圖5.3.8晶體管放大器調(diào)幅圖539單向開(kāi)關(guān)函數(shù)

當(dāng)uc>0時(shí),晶體管處于放大狀態(tài),集電極電流iC=gm(uΩ+uc);當(dāng)uc<0時(shí),晶體管處于截止?fàn)顟B(tài),iC=0。利用k1(ωct),有:

其中,I0(t)是調(diào)制信號(hào)為零、交流輸入電壓僅有載波時(shí)有源器件的輸出電流,稱為時(shí)變靜態(tài)電流;g(t)是調(diào)制信號(hào)為零、交流輸入電壓僅有載波時(shí)有源器件的交流跨導(dǎo),稱為時(shí)變電導(dǎo)。除了根據(jù)表達(dá)式I0(t)=gmk1(ωct)uc

和g(t)=gmk1(ωct)可以做出I0(t)和g(t)的波形外,也可以借助晶體管的轉(zhuǎn)移特性和跨導(dǎo)特性,即diC/duBE和uBE的關(guān)系,用uc的波形經(jīng)過(guò)幾何投影得到,如圖5.3.10(a)、(b)所示。圖5.3.10I0(t)和g(t)的波形

將uΩ=UΩmcosΩt,uc=Ucmcosωct和k1(ωct)的傅立葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式代入式(5.3.3),可以作出iC

的頻譜,如圖5.3.11所示。圖5.3.11iC的頻譜

2.場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅

圖5.3.12所示為場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅的原理電路及轉(zhuǎn)移特性。圖5.3.12場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅圖5.3.13I0(t)和g(t)的波形

iD的頻譜如圖5.3.14所示。圖5.3.14iD的頻譜

根據(jù)iD的頻譜,設(shè)計(jì)LC并聯(lián)諧振回路的中心頻率和帶寬,可以選擇輸出調(diào)幅信號(hào)。例如,當(dāng)LC回路的中心頻率ω0=ωc,帶寬BWBPF?2Ω,諧振電阻為Re

時(shí),輸出普通調(diào)幅信號(hào):

3.差分對(duì)放大器調(diào)幅

圖5.3.15(a)所示的單端輸出的差分對(duì)放大器調(diào)幅原理電路中,uc為差模輸入電壓,在交流通路中加在晶體管V1和V2的基極之間;uΩ

控制電流源的電流,即晶體管V3的集電極電流iC3。圖5.3.15單端輸出的差分對(duì)放大器調(diào)幅

以下分三種情況討論I0(t)和g(t)中的雙曲正切函數(shù)。

(1)當(dāng)Ucm<UT

時(shí),差動(dòng)放大器工作在線性區(qū),雙曲正切函數(shù)近似為其自變量:

(2)當(dāng)Ucm>4UT時(shí),差動(dòng)放大器工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài),雙曲正切函數(shù)的取值為1或-1,即圖5.3.16雙向開(kāi)關(guān)函數(shù)

(3)當(dāng)Ucm

的取值介于情況(1)和情況(2)之間時(shí),差動(dòng)放大器工作在非線性區(qū),雙曲正切函數(shù)可以展開(kāi)成傅立葉級(jí)數(shù):

傅立葉系數(shù)的取值見(jiàn)附錄B。附錄B中,

【例5.3.1】雙端輸出的差分對(duì)放大器調(diào)幅電路如圖5.3.17(a)所示,uΩ=UΩmcosΩt,uc=Ucmcosωct,分析該電路的工作原理。圖5.3.17雙端輸出的差分對(duì)放大器調(diào)幅

解:根據(jù)差分對(duì)放大器的電流方程,晶體管V1和V2的集電極電流分別為

其中,晶體管V3提供電流源電流:

iC1和iC2的各個(gè)電流成分在電路中的分布如圖5.3.17(b)所示,輸出電流:

將在LC并聯(lián)諧振回路上產(chǎn)生輸出電壓uo,而iC1和iC2各自的iC3/2在LC回路中流向相反,產(chǎn)生的電壓反向抵消,實(shí)現(xiàn)平衡對(duì)消,在uo

中去除了載頻分量。當(dāng)UΩm<UT

時(shí),有:

其中包括頻率為ωc±Ω的上、下邊頻分量,對(duì)其濾波輸出雙邊帶調(diào)幅信號(hào);當(dāng)UΩm<UT條件不滿足時(shí),包含uΩ的諧波分量,和uc

相乘后頻譜分布在ωc±Ω附近,如果濾波輸出,則將使雙邊帶調(diào)幅信號(hào)發(fā)生非線性失真。

雙差分對(duì)放大器用作乘法器又稱吉爾伯特乘法單元,其原理電路如圖5.3.18所示。圖5.3.18雙差分對(duì)放大器調(diào)幅

圖中,左邊的差分對(duì)電路由晶體管V1、V2和V5構(gòu)成,右邊的差分對(duì)電路由晶體管V3、V4和V6構(gòu)成,V5提供V1和V2的偏置電流,V6提供V3和V4的偏置電流。V5和V6也構(gòu)成差分對(duì)電路,由電流源提供偏置電流。

輸出電流:

根據(jù)差分對(duì)放大器的電流方程,有:

將以上結(jié)果代入式(5.3.5),有:

為了提高uΩ的動(dòng)態(tài)范圍,在圖5.3.18的基礎(chǔ)上可以采用串聯(lián)電流負(fù)反饋,如圖5.3.19所示。當(dāng)電阻RE遠(yuǎn)大于差分對(duì)管V5和V6的發(fā)射結(jié)交流電阻re時(shí),有:

于是:

根據(jù)iC5和iC6大于零,可以確定uΩ

的動(dòng)態(tài)范圍:圖5.3.19采用串聯(lián)電流負(fù)反饋的雙差分對(duì)放大器調(diào)幅

4.二極管調(diào)幅

晶體管放大器調(diào)幅、場(chǎng)效應(yīng)管放大器調(diào)幅和差分對(duì)放大器調(diào)幅都是有源器件調(diào)幅,可以獲得調(diào)幅增益;二極管調(diào)幅是無(wú)源器件調(diào)幅,存在調(diào)幅損耗。圖5.3.20(a)所示的原理電路中,忽略二極管VD

的導(dǎo)通電壓,并設(shè)帶通濾波器的輸入電阻已并聯(lián)折算入負(fù)載電阻RL,則得到圖5.3.20(b)所示的VD與RL串聯(lián)支路的伏安特性。導(dǎo)通狀態(tài)下的伏安特性曲線近似為直線,斜率為rD為VD的交流電阻。在Ucm?UΩm,ωc?Ω時(shí),VD的導(dǎo)通和截止近似取決于uc的正負(fù)。圖5.3.20二極管調(diào)幅

ii的頻譜如圖5.3.21所示。圖5.3.21ii的頻譜

【例5.3.2】采用平衡對(duì)消技術(shù)的二極管調(diào)幅電路如圖5.3.22(a)所示,Tr1、Tr2和Tr3

是寬頻變壓器,Tr1

和Tr3為中心抽頭。忽略二極管VD1和VD2的導(dǎo)通電壓,VD1和VD2的交流電阻為rD,uΩ=UΩmcosΩt,uc=Ucmcosωct,Ucm?UΩm,ωc?Ω。分析該電路的工作原理。圖5.3.22單平衡二極管調(diào)幅

【例5.3.3】將例5.3.2中的uc和uΩ

對(duì)調(diào)位置,得到如圖5.3.23(a)所示的電路,其他條件不變,分析該電路的工作原理。圖5.3.23單平衡二極管調(diào)幅

解:本例題中,當(dāng)uc>0時(shí),二極管VD1和VD2同時(shí)導(dǎo)通,uc

在上回路和下回路產(chǎn)生的輸入電流iic1和iic2在變壓器Tr3

的原邊中方向相反,磁通抵消,所以Tr3對(duì)載頻分量沒(méi)有電感耦合和阻抗變換,對(duì)uc

而言,上、下回路的等效負(fù)載電阻為零,相當(dāng)于短路。此時(shí),uΩ

在VD1和VD2中產(chǎn)生的電流iiΩ1和iiΩ2在Tr3的原邊中方向相同,構(gòu)成原邊中的連續(xù)電流,Tr3

對(duì)調(diào)制信號(hào)分量實(shí)現(xiàn)電感耦合和阻抗變換,負(fù)載電阻RL經(jīng)過(guò)(2∶1)2的阻抗變換,反射到原邊上的等效負(fù)載電阻為4RL,在上、下回路各為2RL。

iL中包含頻率為(2n-1)ωc±Ω(n=1,2,3,…)的頻率分量,在負(fù)載電阻RL上產(chǎn)生的負(fù)載電壓uL

經(jīng)過(guò)中心頻率ω0=(2n-1)ωc(n=1,2,3,…),帶寬BWBPF≥2Ω的帶通濾波器可以輸出雙邊帶調(diào)幅信號(hào)。

非線性器件調(diào)幅和線性時(shí)變電路調(diào)幅屬于低電平調(diào)幅,主要用來(lái)產(chǎn)生小功率的調(diào)幅信號(hào),包括雙邊帶調(diào)幅信號(hào)和單邊帶調(diào)幅信號(hào),經(jīng)功率放大后再發(fā)送。另外一種調(diào)幅稱為高電平調(diào)幅,其電路位于發(fā)射機(jī)末端,廣泛采用諧振功率放大器,根據(jù)其調(diào)制特性,用調(diào)制信號(hào)控制集電極電壓或基極電壓,在實(shí)現(xiàn)功率放大的同時(shí)完成調(diào)幅,獲得大功率的普通調(diào)幅信號(hào),直接饋入天線發(fā)送。根據(jù)調(diào)制信號(hào)加在諧振功放的集電極回路或基極回路,高電平調(diào)幅分為集電極調(diào)幅和基極調(diào)幅。

5.3.3集電極調(diào)幅

圖5.3.24(a)所示的集電極調(diào)幅原理電路中,輸入交流電壓為載波uc,諧振功率放大器集電極回路的偏置電壓uCC在直流偏置電壓UCC的基礎(chǔ)上疊加了調(diào)制信號(hào)uΩ。在過(guò)壓狀態(tài)下,諧振功放的集電極調(diào)制特性近似為線性,決定了輸出電壓uo的振幅usm

近似按uΩ

規(guī)律變化,而uo的高頻振蕩和uc

頻率相同,相位相反,所以u(píng)o成為普通調(diào)幅信號(hào)uAM,如圖5.3.24(b)所示。圖5.3.24集電極調(diào)幅

5.3.4基極調(diào)幅

基極調(diào)幅原理電路如圖5.3.25(a)所示。圖中,載波uc仍然作為交流輸入電壓,輸出電壓uo

的高頻振蕩和uc同頻反相。調(diào)制信號(hào)uΩ

和直流偏置電壓UBB疊加,得到諧振功率放大器基極回路的偏置電壓uBB。在欠壓狀態(tài)下,諧振功放的基極調(diào)制特性近似為線性,所以u(píng)o

的振幅usm近似按uΩ規(guī)律變化,uo

成為普通調(diào)幅信號(hào),過(guò)程如圖5.3.25(b)所示。

基極調(diào)幅因?yàn)檎{(diào)制信號(hào)接入基極回路被放大,所以調(diào)制信號(hào)功率可以很小,但是諧振功放工作在欠壓狀態(tài),效率較低,適用于小功率調(diào)幅發(fā)射機(jī)。圖5.3.25基極調(diào)幅

5.4振幅解調(diào)原理

解調(diào)又稱為檢波,是從已調(diào)波中恢復(fù)調(diào)制信號(hào)的過(guò)程。普通調(diào)幅信號(hào)、雙邊帶調(diào)幅信號(hào)和單邊帶調(diào)幅信號(hào)采用不同的原理實(shí)現(xiàn)解調(diào)。鑒于普通調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)線不過(guò)橫軸,其振幅變化完整地體現(xiàn)了調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律,所以可以設(shè)計(jì)電路輸出正比于包絡(luò)線的電壓,還原調(diào)制信號(hào),這個(gè)過(guò)程稱為包絡(luò)檢波。

雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)線過(guò)橫軸,單邊帶調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)線不反映調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律,因此對(duì)它們無(wú)法根據(jù)振幅變化還原調(diào)制信號(hào),不能使用包絡(luò)檢波方式解調(diào),而需要接收機(jī)產(chǎn)生一個(gè)與發(fā)射機(jī)的載波同頻同相的同步信號(hào),稱為本振信號(hào),利用本振信號(hào)實(shí)現(xiàn)檢波,這個(gè)過(guò)程稱為同步檢波。

超外差接收機(jī)在檢波之前,已調(diào)波經(jīng)過(guò)混頻成為中頻信號(hào),并經(jīng)過(guò)中頻放大器的放大,所以檢波是對(duì)中頻已調(diào)波進(jìn)行的。

5.4.1包絡(luò)檢波

常用的包絡(luò)檢波是二極管峰值包絡(luò)檢波,通過(guò)二極管把普通調(diào)幅信號(hào)變?yōu)閱螛O性信號(hào),再通過(guò)電阻電容網(wǎng)絡(luò)取出其峰值信息?？紤]到檢波器與前級(jí)中頻放大器的級(jí)聯(lián),包絡(luò)檢波還有并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波和晶體管峰值包絡(luò)檢波兩種設(shè)計(jì)。

1.二極管峰值包絡(luò)檢波

如圖5.4.1(a)所示,選用導(dǎo)通電壓UD(on)很小,交流電阻rD也較小的二極管。當(dāng)普通調(diào)幅信號(hào)uAM

大于輸出電壓uo時(shí),二極管導(dǎo)通,uAM

通過(guò)二極管對(duì)電容C充電,uo上升;當(dāng)uAM

<uo時(shí),二極管截止,C通過(guò)電阻R放電,uo下降,直到當(dāng)uAM

再次大于uo時(shí),又開(kāi)始下一輪的充電。充電時(shí),時(shí)間常數(shù)為rDC,取值較小,uo上升較快;放電時(shí),時(shí)間常數(shù)為RC,要求ωc-1?RC?Ω-1,則uo下降的速度遠(yuǎn)大于包絡(luò)線的變化,而遠(yuǎn)小于載波的變化。這樣就得到了如圖5.4.1(b)所示的結(jié)果。圖5.4.1(b)中,uo的波形近似與uAM

的上包絡(luò)線重合,只是疊加了高頻波紋電壓,經(jīng)過(guò)濾波,就可以輸出調(diào)制信號(hào)。圖5.4.1二極管峰值包絡(luò)檢波

圖5.4.1中,電容C的取值應(yīng)遠(yuǎn)大于二極管兩端的等效電容,這樣高頻電壓全部加到了二極管上,即uD=uAM-uo。如圖5.4.2所示,二極管中的電流iD包括低頻分量和高頻分量。低頻分量的變化規(guī)律和調(diào)制信號(hào)近似一致,經(jīng)過(guò)R可以輸出調(diào)制信號(hào)。iD

中的高頻分量被C旁路,只能產(chǎn)生較小的高頻波紋電壓。圖5.4.2普通調(diào)幅信號(hào)的iD波形

當(dāng)元器件參數(shù)合適時(shí),包絡(luò)檢波的高頻波紋電壓很小,將其忽略,則輸出電壓近似等于普通調(diào)幅信號(hào)的上包絡(luò)線,即

其中,kd

小于且近似等于1,稱為檢波增益。

下面求解kd。當(dāng)調(diào)制信號(hào)為一直流電壓時(shí),普通調(diào)幅信號(hào)變化為等幅信號(hào)uAM=Usmcosωct,而檢波輸出近似為直流電壓UO,二極管兩端的電壓uD=uAM-UO。因?yàn)楣ぷ髟趯?dǎo)通和截止的大信號(hào)狀態(tài),所以二極管的伏安特性可以用直線段來(lái)近似。經(jīng)過(guò)幾何投影,可以得到二極管中的電流iD的波形,如圖5.4.3所示。由圖5.4.3可看出,iD

是周期性余弦脈沖。圖5.4.3等幅普通調(diào)幅信號(hào)的iD波形

二極管的通角θ滿足如下關(guān)系:

所以,減小θ可以提高檢波增益。

如前所述,UO

由iD

中的直流分量ID0流經(jīng)電阻R產(chǎn)生,即

大信號(hào)狀態(tài)工作時(shí),kd

與信號(hào)強(qiáng)度無(wú)關(guān),而與二極管的通角θ有關(guān),rD越小,R越大,則θ越小,kd越接近于1。對(duì)于理想二極管,kd=1。二極管峰值包絡(luò)檢波的檢波增益接近于1是其主要優(yōu)點(diǎn)。

對(duì)前級(jí)放大器,如中頻放大器的諧振回路而言,Ri

為等效的負(fù)載電阻,會(huì)降低諧振回路的品質(zhì)因數(shù),影響其選頻功能,并消耗一部分交流功率,這是二極管峰值包絡(luò)檢波的主要缺點(diǎn)。

【例5.4.1】二極管峰值包絡(luò)檢波器如圖5.4.4(a)所示,二極管VD1和VD2的交流電阻rD=50Ω,輸入普通調(diào)幅信號(hào)uAM

=2[1+0.5cos(4π×103t)]cos(2π×465×103t)V,電阻R=10kΩ,電容C=0.01μF。分析該電路能否實(shí)現(xiàn)檢波,并計(jì)算輸出電壓uo

和輸入電阻Ri。圖5.4.4二極管峰值包絡(luò)檢波

解:上回路和下回路上分別作用有0.5uAM

和-0.5uAM

的輸入電壓。當(dāng)uAM

>0時(shí),VD2

截止,下回路斷開(kāi),上回路的0.5uAM

和uo

的比較結(jié)果決定VD1的導(dǎo)通或截止,以及C的充電或放電;當(dāng)uAM

<0時(shí),VD1截止,上回路斷開(kāi),下回路的-0.5uAM

和uo的比較結(jié)果決定VD2的導(dǎo)通或截止,以及C的充電或放電。有關(guān)波形如圖5.4.4(b)所示,電路能實(shí)現(xiàn)檢波。

如果元件參數(shù)選擇得不合適,則二極管峰值包絡(luò)檢波的輸出電壓與普通調(diào)幅信號(hào)的上包絡(luò)線會(huì)有明顯差異,產(chǎn)生失真。檢波失真主要有惰性失真和負(fù)峰切割失真。

1)惰性失真

增大電阻R可以提高二極管峰值包絡(luò)檢波的檢波增益和輸入電阻,但R增大的同時(shí)也增大了電容放電的時(shí)間常數(shù)RC,導(dǎo)致電容放電速度減小。如圖5.4.5所示,在電容放電的速度低于普通調(diào)幅信號(hào)uAM上包絡(luò)線下降速度的時(shí)間段t1~t2內(nèi),二極管VD一直截止,輸出電壓uo大于uAM,并按電容放電規(guī)律下降,而與uAM無(wú)關(guān),直到uo<uAM時(shí),VD重新導(dǎo)通,恢復(fù)包絡(luò)檢波功能。這種失真稱為惰性失真。圖5.4.5惰性失真

為了避免惰性失真,電容放電時(shí),uo的下降速度要始終大于uAM上包絡(luò)線的下降速度?？梢宰C明,對(duì)時(shí)間常數(shù)RC的要求為

調(diào)制信號(hào)頻率Ω和調(diào)幅度ma

越小,包絡(luò)線的變化越慢,就越不容易發(fā)生惰性失真,上式對(duì)RC的限制就越寬松。

2)負(fù)峰切割失真

設(shè)檢波增益kd=1,則二極管峰值包絡(luò)檢波的輸出電壓:

uo

包括直流分量Usm和交流分量maUsmcosΩt,后者代表調(diào)制信號(hào)。為了只把交流分量傳輸?shù)胶蠹?jí)電路,一般采用阻容耦合方式,通過(guò)一個(gè)交流耦合電容Cc

實(shí)現(xiàn)級(jí)聯(lián),如圖5.4.6(a)所示,其中后級(jí)電路用負(fù)載電阻RL等效。圖5.4.6負(fù)峰切割失真

對(duì)交流電壓,Cc短路,所以交流電壓maUsmcosΩt加到了RL上,而直流電壓Usm則全部加到了Cc

上,于是Cc等效成一個(gè)直流電壓源,通過(guò)R和RL的串聯(lián)分壓,RC并聯(lián)支路相對(duì)于沒(méi)有后級(jí)電路的情況存在一個(gè)限制電壓:

等價(jià)電路如圖5.4.6(b)所示。當(dāng)Usm(1+macosΩt)-ΔU<0時(shí),二極管截止,uo=0,產(chǎn)生如圖5.4.6(c)所示的失真,稱為負(fù)峰切割失真。負(fù)峰切割失真與RL和ma有關(guān),RL

越小,則ΔU越大,而ma

越大,則上包絡(luò)線的波谷越低,如果低于ΔU,就會(huì)發(fā)生負(fù)峰切割失真。

【例5.4.2】二極管峰值包絡(luò)檢波器如圖5.4.7(a)所示,圖中二極管VD為理想二極管,電阻R=5kΩ,普通調(diào)幅信號(hào)uAM的波形如圖(b)所示。為了避免惰性失真和負(fù)峰切割失真,求對(duì)電容C和負(fù)載電阻RL的取值要求。圖5.4.7二極管峰值包絡(luò)檢波

解:C放電時(shí),輸出電壓uo

的變化規(guī)律為

除惰性失真和負(fù)峰切割失真外,隨著普通調(diào)幅信號(hào)的時(shí)變振幅usm

的增大,因?yàn)槎O管伏安特性的非線性,二極管的交流電阻rD

減小,二極管兩端的電壓uD相對(duì)減小,輸出電壓uo則相對(duì)增加,所以u(píng)o≈kdusm

中的檢波增益會(huì)隨著usm

的增大而增大,不再是常數(shù),uo和usm之間也不是嚴(yán)格的線性關(guān)系,uo

中出現(xiàn)新的頻率分量,造成非線性失真。當(dāng)usm

較小時(shí),二極管伏安特性的非線性更加明顯,這一失真更為嚴(yán)重。只有提高檢波器的輸入電阻Ri,使usm較大,工作點(diǎn)位于二極管伏安特性曲線上較高的線性范圍,非線性失真才不明顯。一般地,應(yīng)該保證usm

的最小值比二極管的導(dǎo)通電壓UD(on)大500mV,即

2.并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波

因?yàn)槠胀ㄕ{(diào)幅信號(hào)、二極管和輸出電壓三者串聯(lián),所以二極管峰值包絡(luò)檢波又稱為串聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波。前級(jí)中頻放大器與檢波器級(jí)聯(lián)時(shí)可以采用阻容耦合方式,這時(shí)可以利用交流耦合電容構(gòu)成檢波器,如圖5.4.8(a)所示。這種設(shè)計(jì)中,普通調(diào)幅信號(hào)、二極管和輸出電壓三者為并聯(lián)關(guān)系,所以稱為并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波。圖5.4.8并聯(lián)型二極管包絡(luò)檢波

3.晶體管峰值包絡(luò)檢波

為了提高中頻放大器的增益,以及提高其諧振回路的品質(zhì)因數(shù),獲得較好的選頻功能,都需要盡量增大檢波器的輸入電阻Ri;然而,二極管峰值包絡(luò)檢波為了避免產(chǎn)生惰性失真和負(fù)峰切割失真,Ri的取值范圍又受到限制,即Ri不能太大。

晶體管峰值包絡(luò)檢波利用晶體管的發(fā)射結(jié)代替二極管,實(shí)現(xiàn)峰值包絡(luò)檢波,如圖5.4.9所示。圖5.4.9晶體管峰值包絡(luò)檢波

5.4.2同步檢波

同步檢波需要用到與載波同頻同相的本振信號(hào)。根據(jù)本振信號(hào)與已調(diào)波的作用關(guān)系,可以把同步檢波分為乘積型同步檢波和疊加型同步檢波。前者本振信號(hào)與已調(diào)波是相乘關(guān)系,后者本振信號(hào)與已調(diào)波是疊加關(guān)系。這里的已調(diào)波可以是雙邊帶調(diào)幅信號(hào)或單邊帶調(diào)幅信號(hào)。

1.乘積型同步檢波

乘積型同步檢波的電路框圖如圖5.4.10所示。圖5.4.10乘積型同步檢波

與載波同步的本振信號(hào)ul=Ulmcosωct,當(dāng)已調(diào)波us是雙邊帶調(diào)幅信號(hào)uDSB=UsmcosΩtcosωct時(shí),乘法器的輸出電壓:

【例5.4.3】乘積型同步檢波器如圖5.4.11(a)所示,單邊帶調(diào)幅信號(hào)us=Usmcos(ωc+Ω)t,本振信號(hào)ul=Ulmcosωct,Ulm?Usm

。求輸出電壓uo。圖5.4.11單邊帶調(diào)幅信號(hào)的乘積型同步檢波

2.疊加型同步檢波

如圖5.4.12所示,疊加型同步檢波首先通過(guò)加法器,用已調(diào)波us

和本振信號(hào)ul疊加成普通調(diào)幅信號(hào)uAM

,再對(duì)其進(jìn)行包絡(luò)檢波。

當(dāng)us是雙邊帶調(diào)幅信號(hào)uDSB時(shí),加法器的輸出電壓:圖5.4.12疊加型同步檢波

為了實(shí)現(xiàn)對(duì)uAM

的包絡(luò)檢波,要求Ulm≥Usm

。包絡(luò)檢波的輸出電壓為uo=kdUlm[1+(Usm/Ulm)cosΩt],kd為檢波增益。

在頻域上,加法器在uDSB的上邊頻分量和下邊頻分量之間插入了ul,即載頻分量,就得到了uAM

的完整頻譜,如圖5.4.13所示。圖5.4.13uDSB和ul疊加成uAM

式(5.4.6)說(shuō)明,cos2Ωt、cos3Ωt等高階項(xiàng)產(chǎn)生的組合頻率分量會(huì)疊加到uo的頻率分量上或在其附近,引起線性和非線性失真。單邊帶調(diào)幅信號(hào)的疊加型同步檢波要求D?1,即Ulm?Usm,這樣可以減小高階項(xiàng)的大小,以至可以將其忽略,從而減小了失真,實(shí)現(xiàn)了線性解調(diào)。此外,還可以采用平衡對(duì)消技術(shù)設(shè)計(jì)平衡式疊加型同步檢波器,以對(duì)消高階項(xiàng)的組合頻率分量,并去除輸出電壓中的直流分量。

【例5.4.4】平衡式疊加型同步檢波器如圖5.4.14(a)所示,圖中單邊帶調(diào)幅信號(hào)uSSB=Usmcos(ωc+Ω)t,本振信號(hào)ul=Ulmcosωct,Ulm?Usm

。求輸出電壓uo。圖5.4.14平衡式疊加型同步檢波

3.本振信號(hào)的產(chǎn)生

雙邊帶調(diào)幅信號(hào)uDSB同步檢波時(shí),可以直接從uDSB中提取本振信號(hào),電路框圖如圖5.4.15所示。圖5.4.15用雙邊帶調(diào)幅信號(hào)產(chǎn)生本振信號(hào)

5.5集成器件與應(yīng)用電路舉例

如同線性電路中的集成運(yùn)算放大器,在非線性電路中,集成模擬乘法器是典型的通用模擬集成電路,其電路符號(hào)如圖5.5.1(a)所示。在理想情況下,輸出電壓和輸入電壓的關(guān)系為其中,kM

為增益。ui1和ui2可以是雙極性信號(hào),組合起來(lái),集成模擬乘法器可以有四個(gè)工作象限,如圖5.5.1(b)所示。圖5.5.1集成模擬乘法器

5.5.1MC1596調(diào)幅電路

集成模擬乘法器MC1596專用于調(diào)幅,實(shí)現(xiàn)調(diào)制信號(hào)與載波相乘。其內(nèi)部電路如圖5.5.2所示。實(shí)現(xiàn)調(diào)幅時(shí),調(diào)制信號(hào)以差模方式輸入引腳1、4;載波以差模方式輸入引腳8、10;引腳6、12經(jīng)過(guò)負(fù)載電阻接直流正電壓源,并獲得已調(diào)波;引腳14外接直流負(fù)電壓源;引腳5經(jīng)過(guò)電阻接地,控制差分對(duì)放大器的恒流源電流;引腳2、3可以外接電阻構(gòu)成負(fù)反饋。圖5.5.2MC1596的內(nèi)部電路

圖5.5.3為一MC1596調(diào)幅電路。圖中,通過(guò)電阻R1~R4

和電位器Rp對(duì)電壓源-UEE的分壓和調(diào)節(jié),在引腳1、4產(chǎn)生一差模直流電壓U0,U0

與載波uc相乘產(chǎn)生載頻分量,疊加到調(diào)制信號(hào)uΩ

與uc

相乘得到的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)上,從而輸出電壓uo為普通調(diào)幅信號(hào),調(diào)節(jié)Rp可以改變U0,從而改變調(diào)幅度ma。增大R1和R2從750Ω到10kΩ,則U0

明顯減小。當(dāng)載波功率低于邊帶功率40dB以上時(shí),就實(shí)現(xiàn)了抑制載波的調(diào)幅,即雙邊帶調(diào)幅。圖5.5.3MC1596的應(yīng)用電路

5.5.2MC1595調(diào)幅電路

集成模擬乘法器MC1595用于擴(kuò)展載波動(dòng)態(tài)范圍的調(diào)幅,實(shí)現(xiàn)調(diào)制信號(hào)與載波相乘。其內(nèi)部電路如圖5.5.4所示。實(shí)現(xiàn)調(diào)幅時(shí),調(diào)制信號(hào)以差模方式輸入引腳9、12;載波輸入引腳4、8;引腳1、2、14經(jīng)過(guò)電阻接直流正電壓源,并在引腳2、14獲得已調(diào)波;引腳7外接直流負(fù)電壓源;引腳3、13經(jīng)過(guò)電阻接地,控制差分對(duì)放大器的恒流源電流;引腳5、6和引腳10、11外接電阻構(gòu)成負(fù)反饋。圖5.5.4MC1595的內(nèi)部電路

將相乘的兩個(gè)輸入電壓ui1和ui2分別輸入引腳4、8和引腳9、12。參考MC1596的分析可知,引腳10、11外接電阻構(gòu)成串聯(lián)電流負(fù)反饋,可以擴(kuò)展ui2的動(dòng)態(tài)范圍。為了擴(kuò)展ui1的動(dòng)態(tài)范圍,MC1595在雙差分對(duì)放大器前增加了ui1的反雙曲正切函數(shù)電路,其原理電路如圖5.5.5所示。圖5.5.5反雙曲正切函數(shù)原理電路

圖5.5.5中,晶體管V1

和V2

構(gòu)成差分對(duì)管,以電阻RC

上的電流I0

作為參考電流,結(jié)合晶體管的電流方程,可以得到V1和V2

的發(fā)射極電流:

因此:

圖5.5.6為MC1595調(diào)幅電路。圖中,電位器Rp1和Rp2調(diào)節(jié)輸入失調(diào)電壓,保證當(dāng)調(diào)制信號(hào)uΩ

或載波uc為零時(shí)輸出電壓uo

為零;電位器Rp3調(diào)節(jié)反雙曲正切函數(shù)電路的恒流源電流。MC1595輸出的一對(duì)反相電壓差模輸入到集成運(yùn)算放大器F004構(gòu)成的減法器,得到輸出電壓uo。受集成運(yùn)放壓擺率的影響,該電路的已調(diào)波頻率一般不高于1MHz,頻率更高時(shí),可以用開(kāi)關(guān)S把MC1595的輸出切換到LC并聯(lián)諧振回路上,LC回路作為第二級(jí)網(wǎng)絡(luò),取代集成運(yùn)放減法器,對(duì)MC1595的雙端輸出電壓選頻,得到uo。圖5.5.6MC1595的應(yīng)用電路

5.5.3二極管環(huán)形調(diào)制器

二極管環(huán)形調(diào)制器的原理電路如圖5.5.7所示。圖5.5.7二極管環(huán)形調(diào)制器的原理電路

圖5.5.8(a)為簡(jiǎn)化后的等效電路。調(diào)制信號(hào)uΩ=UΩmcosΩt,載波uc=Ucmcosωct,在Ucm?UΩm,ωc?Ω的條件下,該電路工作于線性時(shí)變狀態(tài)。忽略二極管的導(dǎo)通電壓,uc

可決定四個(gè)二極管VD1~VD4的導(dǎo)通和截止。圖5.5.8等效電路

二極管環(huán)形調(diào)制器中,如果把uc和uΩ的位置對(duì)調(diào),可以得到類似的結(jié)果。實(shí)際應(yīng)用的二極管環(huán)形調(diào)制器如圖5.5.9所示。為了保證載頻分量被完全平衡對(duì)消,首先,四個(gè)二極管支路的阻抗應(yīng)該完全一樣,為此,電路給四個(gè)二極管分別接入了電阻和電容并聯(lián)支路,電阻和電容分別對(duì)調(diào)制信號(hào)和載波構(gòu)成通路,與二極管串聯(lián),減小了二極管交流電阻隨溫度變化引起的不對(duì)稱性;其次,變壓器Tr1

的副邊和Tr2

的原邊都有中心抽頭,也應(yīng)該做到上下對(duì)稱,這可以通過(guò)微調(diào)電容C1

和C2實(shí)現(xiàn);最后,電路還通過(guò)電位器Rp1和Rp2整體調(diào)節(jié)電路的對(duì)稱性。圖5.5.9二極管環(huán)形調(diào)制器的應(yīng)用電路

5.5.4二極管峰值包絡(luò)檢波器

圖5.5.10所示的二極管峰值包絡(luò)檢波器可以為465kHz的中頻普通調(diào)幅信號(hào)uAM

實(shí)現(xiàn)檢波。圖中,二極管VD選用導(dǎo)通時(shí)伏安特性線性較好,單向?qū)щ娦暂^好(即正向電阻小于500Ω,反向電阻大于500kΩ),結(jié)電容較小的點(diǎn)接觸型鍺二極管,如2AP1~2AP17;電壓源-E經(jīng)過(guò)電阻R3、R2

和電位器Rp

給VD提供直流偏置電壓,使其工作在導(dǎo)通和截止之間的臨界狀態(tài),克服二極管導(dǎo)通電壓的影響,從而使VD在交流信號(hào)較小時(shí)也能工作;

原理電路中的電阻R分成電阻R1和電位器Rp,R1+Rp

應(yīng)遠(yuǎn)大于二極管的交流電阻rD,以減小通角,提高檢波增益,同時(shí)也增大檢波器的輸入電阻;負(fù)載電阻RL采用部分接入方式;Rp的滑動(dòng)端可以調(diào)節(jié)輸出功率,滑動(dòng)端越向下移,負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的直流阻抗越近似等于交流阻抗,從而在電路設(shè)計(jì)上降低了發(fā)生負(fù)峰切割失真的可能性;R1

和電容C1

構(gòu)成低通濾波器,用于去除輸出電壓uo中的高頻波紋;R2

和電容C2

也構(gòu)成低通濾波器,用于取出正比于uAM

信號(hào)平均振幅的直流電壓,反饋到前級(jí)中頻放大器,實(shí)現(xiàn)自動(dòng)增益控制。

圖5.5.10465kHz二極管峰值包絡(luò)檢波器

5.5.5MC1596乘積型同步檢波器

MC1596乘積型同步檢波器如圖5.5.11所示。圖中,普通調(diào)幅信號(hào)uAM

分為兩路:一路直接輸入MC1596的引腳1,另一路通過(guò)差分對(duì)放大器限幅放大,獲得與465kHz載波同步的本振信號(hào),輸入MC1596的引腳10。在MC1596中,uAM和本振信號(hào)相乘,相乘結(jié)果經(jīng)過(guò)Π型低通濾波,得到輸出電壓uo。圖5.5.11MC1596乘積型同步檢波器

5.5.6二極管乘積型同步檢波器

圖5.4.11(a)所示的原理電路對(duì)應(yīng)的實(shí)際應(yīng)用中的二極管乘積型同步檢波器如圖5.5.12所示。圖中,電阻RD1~RD4分別與二極管VD1~VD4串聯(lián),用于減小二極管伏安特性的非線性產(chǎn)生的失真;電位器Rp1、Rp2和微調(diào)電容C1~C4用于平衡補(bǔ)償,保證變壓器Tr1的副邊上下對(duì)稱,Tr2的副邊左右對(duì)稱,從而給每個(gè)二極管支路準(zhǔn)確提供1/2的單邊帶調(diào)幅信號(hào)uSSB和本振信號(hào)ul;相乘結(jié)果經(jīng)過(guò)帶寬為20kHz的RC低通濾波,得到輸出電壓uo。圖5.5.12二極管乘積型同步檢波器

5.6PSpice仿真舉例

用差分對(duì)放大器構(gòu)成的振幅調(diào)制電路如圖5.6.1所示。圖5.6.1中,LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率f0=5MHz,諧振阻抗Re=2kΩ,其他參數(shù)如圖中所示。圖5.6.1振幅調(diào)制電路

首先對(duì)該電路進(jìn)行交流小信號(hào)頻率特性分析(ACSweep),選擇適當(dāng)?shù)腖、C值以便滿足LC并聯(lián)諧振回路的諧振頻率要求。分析時(shí),輸入信號(hào)源必須為交流信號(hào)源VAC。交流分析時(shí)的參數(shù)設(shè)置如圖5.6.2所示,電路模擬的幅頻特性曲線如圖5.6.3所示。圖5.6.2交流小信號(hào)頻率特性分析時(shí)的參數(shù)設(shè)置圖5.6.3幅頻特性曲線

在選擇好電路的參數(shù)后進(jìn)行電路瞬態(tài)分析,瞬態(tài)分析時(shí)的參數(shù)設(shè)置為:終止時(shí)間=80μs,開(kāi)始時(shí)間=0,最大步長(zhǎng)=10ns。

分析結(jié)果如圖5.6.4所示。圖5.6.4瞬態(tài)分析振幅結(jié)果波形

本章小結(jié)(1)調(diào)幅信號(hào)分為普通調(diào)幅信號(hào)、雙邊帶調(diào)幅信號(hào)和單邊帶調(diào)幅信號(hào)。它們的產(chǎn)生過(guò)程、時(shí)域表達(dá)式、波形、頻譜、帶寬和功率分布不同,但都需要用乘法器把調(diào)制信號(hào)的頻譜線性搬移到載頻附近,調(diào)制信號(hào)的信息由調(diào)幅信號(hào)的上邊頻分量和下邊頻分量攜帶。普通調(diào)幅信號(hào)的包絡(luò)線隨調(diào)制信號(hào)線性變化,包含載頻分量和上、下邊頻分量;雙邊帶調(diào)幅信號(hào)是在普通調(diào)幅信號(hào)的基礎(chǔ)上去除了不攜帶調(diào)制信號(hào)信息的載頻分量,提高了功率利用率;單邊帶調(diào)幅信號(hào)則是在雙邊帶調(diào)幅信號(hào)的基礎(chǔ)上只保留一個(gè)邊頻分量,從而使得頻帶利用率和功率利用率都最高,但其產(chǎn)生過(guò)程也最復(fù)雜。

(2)乘法器的實(shí)質(zhì)是通過(guò)非線性電路實(shí)現(xiàn)頻率變換,并通過(guò)濾波器保留需要的頻率分量?？梢杂梅蔷€性電路和線性時(shí)變電路實(shí)現(xiàn)振幅調(diào)制。非線性電路調(diào)幅通過(guò)有源器件轉(zhuǎn)移特性的非線性獲得攜帶調(diào)制信號(hào)信息的上邊頻分量和下邊頻分量,電路包括晶體管放大器和場(chǎng)效應(yīng)管放大器。在載波為大信號(hào),調(diào)制信號(hào)為小信號(hào)的條件下,非線性電路調(diào)幅演變?yōu)榫€性時(shí)變電路調(diào)幅,出現(xiàn)與載波有關(guān)的時(shí)變靜態(tài)電流和時(shí)變電導(dǎo),后者與調(diào)制信號(hào)相乘,產(chǎn)生所需的上、下邊頻分量。線性時(shí)變電路調(diào)幅的電路形式較多,晶體管放大器、場(chǎng)效應(yīng)管放大器、差分對(duì)放大器和二極管都可以實(shí)現(xiàn)線性時(shí)變電路調(diào)幅。

(3)解調(diào)是調(diào)制的逆過(guò)程。包絡(luò)檢波從已調(diào)波的包絡(luò)線中恢復(fù)調(diào)制信號(hào),只適用普通調(diào)幅信號(hào)的解調(diào)。雙邊帶調(diào)幅信號(hào)和單邊帶調(diào)幅信號(hào)需要用乘積型同步檢波或疊加型同步檢波來(lái)解調(diào)。同步檢波需要接收機(jī)提供與載波同步的本振信號(hào)。乘積型同步檢波把上邊頻分量和下邊頻分量從載頻附近線性搬移回低頻位置,并且濾波輸出調(diào)制信號(hào);疊加型同步檢波用上、下邊頻分量和本振信號(hào)相加,生成普通調(diào)幅信號(hào),再對(duì)其包絡(luò)檢波。

(4)利用諧振功率放大器的集電極調(diào)制特性和基極調(diào)制特性,可以通過(guò)高電平調(diào)制產(chǎn)生普通調(diào)幅信號(hào)。非線性電路調(diào)幅中,由于器件的轉(zhuǎn)移特性不理想,晶體管集電極電流的高階項(xiàng)的組合頻率分量會(huì)使調(diào)幅信號(hào)產(chǎn)生包絡(luò)失真和非線性失真。包絡(luò)檢波中,電容放電的時(shí)間常數(shù)選擇不當(dāng)會(huì)導(dǎo)致惰性失真,負(fù)載電阻過(guò)小或調(diào)幅度過(guò)大會(huì)導(dǎo)致負(fù)峰切割失真。

思考題和習(xí)題

5-4調(diào)幅信號(hào)us的波形如圖P51所示,判斷其類型,寫出時(shí)域表達(dá)式,并畫出頻譜。圖P51

5-5調(diào)幅信號(hào)us的頻譜如圖P52所示,判斷其類型,寫出時(shí)域表達(dá)式,并畫出波形。圖P52

5-6調(diào)制信號(hào)uΩ的波形如圖P53所示,載波是頻率為1MHz的正弦波。

(1)畫出最大振幅為4V,最小振幅為0的普通調(diào)幅信號(hào)uAM的波形。

(2)畫出最大振幅為2V的雙邊帶調(diào)幅信號(hào)uDSB的波形。圖P53

5-7晶體管的轉(zhuǎn)移特性如圖P54所示,當(dāng)晶體管的輸入電壓uBE=1+0.5cosωct+0.5cosΩtV時(shí),畫出集電極電流iC的頻譜,說(shuō)明該器件可以輸