第十章電源電路10.1直流穩(wěn)壓電源組成框圖10.2整流電路10.3濾波電路10.4穩(wěn)壓電路10.1直流穩(wěn)壓電源組成框圖其工作過程通常為：首先由電源變壓器將220V交流電壓變換為所需要的交流電壓值，然后利用二極管單向導電性將交流電壓整流為單向脈動的直流電壓，再通過電容或電感等儲能元件組成的濾波電路來減小其脈動成分，從而得到較平滑的直流電壓。同時，由于該直流電壓易受電網波動及負載變化的影響，必須加穩(wěn)壓電路，利用負反饋來維持輸出直流電壓的穩(wěn)定。直流穩(wěn)壓電源的基本組成框圖和工作波形如圖10.1.1所示。圖10.1.1直流穩(wěn)壓電源組成框圖和工作波形圖10.2整流電路

利用二極管的單向導電作用，將電網的交流電轉變成單方向的脈動直流電，這就是整流。常用的整流電路有半波整流、全波整流、橋式整流以及倍壓整流，如圖10.2.1所示。圖10.2.1常用整流電路(a)半波整流；(b)全波整流；(c)橋式整流半波整流電路簡單，但因只有半周導通，濾波效果差，紋波大。全波整流電路由兩個二極管和帶有中心抽頭的變壓器組成，負載電流由兩個二極管輪流導通來提供，波紋較小。橋式整流電路由四個二極管組成，負載電流也由兩路二極管輪流導通(如V1、V3)而提供，波紋小，截止一路兩個二極管(如V2、V4)分擔反向電壓，變壓器無需中心抽頭，對整流管要求較低，是最常用的整流電路。倍壓整流電路由電源變壓器、整流二極管、倍壓電容和負載電阻組成。它可以輸出高于變壓器次級電壓二倍、三倍或n倍的電壓，一般用于高電壓、小電流的場合。二倍壓整流電路如圖10.2.2所示。其工作原理是：在U2的正半周，V1導通，V2截止，電容C1被充電到接近U2的峰值U2；在U2的負半周，V1截止，V2導通，這時變壓器次級電壓U2與C1

所充電壓極性一致，二者串聯，且通過V2向C2充電使C2上充電電壓可接近2

U2。當負載RL并接在C2兩端時（RL一般較大），則RL上的電壓UL也可接近2

U2。圖10.2.2二倍壓整流電路同二倍壓整流電路原理相同，只要增加整流二極管和電容的數目，便可得到所需要的n倍壓（n個二極管和n個電容）電路。由于倍壓整流是從電容器兩端輸出，當RL較小時，電容放電快，輸出電壓降低，且脈動成分加大，故倍壓整流只適合于要求輸出電壓高、負載電流很小的場合。10.3濾波電路整流電路輸出的是直流脈動電壓，這種脈動電壓中含有較大的交流成分，因而不能保證電子設備正常工作，尤為明顯的是在音響設備中會出現較嚴重的交流哼聲。因此需要進一步減小輸出電壓的這種脈動，使其更加平滑。濾波電路就是利用電容或電感在電路中的儲能作用來完成此功能的。常用的濾波電路如圖10.3.1所示。其中圖10.3.1(a)、(c)屬于電容濾波，其特點是電容兩端電壓不能突變，故濾波電路與負載電阻并聯；圖10.3.1(b)屬于電感濾波，其特點是流過電感的電流不能突變，故濾波電路與負載電阻串聯。在小功率直流電源中，負載電阻RL一般較大，在相同的濾波效果時，采用電容濾波比采用電感濾波更經濟、更有效。圖10.3.1常用濾波電路(a)電容濾波；(b)電感電容Γ型濾波；(c)電阻電容Π型濾波

1.濾波工作原理

以橋式整流為例說明整流濾波的工作原理，電路如圖10.3.2(a)所示。在這個電路中，要特別注意濾波電容兩端的電壓對整流二極管的影響，整流元件只有受正向電壓作用時才導通，否則截止。圖10.3.2橋式整流電容濾波電路及電壓、電流波形(a)電路；(b)無電容濾波的輸出波形；(c)RL→∞，僅有濾波電容的輸出波形；(d)接RL、C的輸出波形；(e)整流管電流波形

1)負載為純電阻RL(無濾波電容)此時的電路就是前述的橋式整流電路，負載輸出uo為脈動電壓，波形如圖10.3.2(b)所示。

2)負載為純電容C(RL→∞)設濾波電容兩端的電壓初始值為零，當接通電源后，uC被充電到峰值U2，此時橋路中的二極管截止，uC無放電回路，只能保持峰值不變，故輸出為一個恒定的直流，波形如圖10.3.2(c)所示。

3)接入電容C和電阻RL

當u2為正半周時，V1和V3導通，V2和V4截止，整流電流對電容C充電。由于整流二極管內阻較小，充電時常數較小，uC上升快，在理想情況下認為電容兩端電壓uC(uo)能跟隨u2的上升而上升并充電到U2，波形如圖10.3.2(d)所示。此后u2按正弦規(guī)律從峰值開始下降，而電容電壓不能突變，V1、V3反偏并截止，電容C通過負載RL放電。由于放電時常數比充電時常數大很多，故放電比較慢。只有等到負半周輸入信號|u2|>uC(uo)，即V2和V4導通時，再次向電容C充電，直到|u2|<uC(uo)時，整流二極管V2和V4由導通而變?yōu)榻刂?，電容C又通過負載RL緩慢放電。如此循環(huán)往復，輸出電壓uo變成了比較平滑的直流電壓，波形如圖10.3.2(d)所示，從而達到了濾波的目的。在有電容濾波的電路中，每管導通的時間均小于半個周期，脈沖電流波形如圖10.3.2(e)所示。

2.主要參數估算

1)輸出直流電壓Uo

不接濾波電容(C=0)時：(10.3.1)當接入濾波電容(C≠0)，且負載RL=∞時，輸出電壓可充電至輸入電壓峰值：(10.3.2)式中，U2為變壓器次級單邊交流電壓有效值。根據式(10.3.2)，可以由Uo算出U2，從而算出變壓比一般情況下(RL≠∞，C≠0)，uo的估算值為Uo≈1.2U2(10.3.3)

2．濾波電容估算值濾波電容的選擇要滿足下式，即(10.3.4)式中:Td為電容放電時間常數；T為交流電網電壓的周期。3)整流二極管的選擇在橋式整流電路中，流過每個二極管的平均電流是負載電流的一半，即(10.3.5)由于整流二極管只在電容充電時才導通，因此該二極管將在較短的導通時間內流過一個較大的沖擊電流。為保證整流管安全、可靠工作，所選二極管最大整流電流應留有充分的裕量。在橋式整流電路中，整流管反向擊穿電壓UBR>

U2。一般情況下，允許電網有±10%的波動，因此在選用二極管時，對于最大整流平均電流ID和最高反向擊穿電壓UBR應至少留有10%~20%的余地，以保證二極管安全工作。

3.輸出特性

輸出電壓與輸出電流之間的關系曲線稱為輸出特性或外特性，如圖10.3.3所示。當電容C一定，RL=∞，即空載時，有當電容，即無電容時圖10.3.3橋式整流電容濾波電路輸出特性在整流電路內阻不太大（幾歐姆）和放電時間常數滿足式(10.3.4)的關系式時，電容濾波電路的輸出電壓Uo與U2的關系約為Uo=(1.1~1.2)U2(10.3.6)從輸出特性曲線可知，電路的輸出電壓隨著輸出電流的增大（即RL減?。┒黠@降低（因放電加快了），因此該電路帶負載能力差。所以說，電容濾波電路適合于固定負載或負載變動不大的場合。

【例10.3.1】在圖10.3.4(a)、(b)所示電路中，若變壓器次級輸出電壓有效值U2均為10V，二極管均為理想器件，電容C值足夠大。試問：（1）(a)、(b)兩電路直流輸出電壓的平均值Uo為多少？（2）若(a)、(b)兩電路中的二極管V4因虛焊而開路，則輸出電壓Uo又為多少？圖10.3.4例10.3.1用圖

解（1）圖10.3.4(a)為橋式整流電路，其直流輸出電壓的平均值圖10.3.4(b)為橋式整流濾波電路，因未接負載RL，Uo=UC，故在U2的作用下，（2）圖10.3.4(a)所示電路中，當二極管V4因虛焊而開路后，電路變?yōu)閱蜗喟氩ㄕ麟娐?，因而圖10.3.4(b)所示電路中，當V4因虛焊而開路后，因未接負載RL，輸出電壓為UC，其穩(wěn)態(tài)值為Uo，即10.4穩(wěn)壓電路雖然整流濾波電路可使交流電變成平滑的直流電，但由于受到電網電壓的波動、負載電阻的變化以及環(huán)境溫度的變化，這些均會導致輸出直流電壓的不穩(wěn)定。因此，大多數電子設備還需要采取一定的穩(wěn)壓電路（措施），以保持輸出電壓值的穩(wěn)定。穩(wěn)壓電路的種類通常有穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路、串聯型穩(wěn)壓電路、集成穩(wěn)壓電路和開關型穩(wěn)壓電路。對穩(wěn)壓電路的主要要求如下：（1）穩(wěn)壓系數小，穩(wěn)定度高，即輸出電壓相對變化量要遠小于輸入電壓變化量。（2）輸出電阻Ro小，Ro=ΔUo/ΔIL,Ro小，一般為mΩ量級，表示負載電流變化時，輸出電壓穩(wěn)定。（3）溫度系數ST小，ST=ΔUo/ΔT(mV/℃)，ST表示溫度變化時，輸出電壓穩(wěn)定。10.4.1穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路如圖10.4.1所示，其穩(wěn)壓原理及限流電阻R的選擇已在第四章討論過，這里不再重復。圖10.4.1穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路

1.穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路的優(yōu)點

(1)電路簡單。

(2)在負載電流比較小時，穩(wěn)壓性能比較好。

(3)對瞬時變化的適應性較好。

2.穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電路的缺點

(1)輸出電壓不能調節(jié)。

(2)輸出負載電流變化范圍小，且受穩(wěn)壓管電流范圍限制（ΔILmax=IZmax－IZmin)。

(3)電壓穩(wěn)定度不易做得很高。10.4.2串聯型穩(wěn)壓電路串聯型穩(wěn)壓電路是利用深度串聯電壓負反饋原理來達到穩(wěn)壓目的的電路，是最常用的穩(wěn)壓電路之一。

1.電路組成及工作原理

串聯型穩(wěn)壓電路主要由調整元件、基準電壓、取樣網絡、比較放大這4部分，再配以過載或短路保護、輔助電源等輔助環(huán)節(jié)所組成，其原理框圖如圖10.4.2所示。圖10.4.2串聯型穩(wěn)壓電路原理框圖圖10.4.2中:Ui是整流濾波的輸出電壓，“調整環(huán)節(jié)”是一個射極輸出器，R1、R2和RW組成反饋取樣環(huán)節(jié)，取樣電壓US反映輸出電壓的變化情況，并加到一個誤差比較放大器的反相輸入端，與同相輸入端的基準電壓UEF相比較，該比較放大器的輸出UB控制調整管C－E極之間的電壓降，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。串聯型穩(wěn)壓電路中的基準電壓UREF通常由齊納穩(wěn)壓管或能隙基準電壓源來提供，取樣網絡由分壓電阻R1、R2組成，調整環(huán)節(jié)由三極管擔任，比較放大電路可以由單管放大電路、差動放大電路或集成運算放大電路來擔負，保護電路通常有過流和過壓保護電路。串聯型穩(wěn)壓電路實質上是一個串聯電壓負反饋系統(tǒng)，深度電壓負反饋使輸出電阻減小到mΩ量級，輸出電壓十分穩(wěn)定。例如：電網電壓升高或負載電阻增大，使Uo增大，那么就有下面一系列反應，即最終使Uo穩(wěn)定。

2.輸出電壓調節(jié)范圍(10.4.1)式中:Au是比較放大電路的電壓增益;Fu為反饋系數。在深度負反饋條件下，|1+AuFu|>>1，可得(10.4.2)上式表明，輸出電壓Uo與基準電壓UREF成正比，與反饋系數Fu成反比。若基準電壓UREF和反饋系數Fu越穩(wěn)定，則輸出電壓就越穩(wěn)定。改變反饋系數Fu便可調節(jié)輸出電壓Uo的大小。必須指出，由于調整環(huán)節(jié)的作用是通過US與UREF之間的偏差來實現的，因此輸出電壓Uo不可能達到絕對穩(wěn)定。電位器RW滑動端在最上端時，輸出電壓最?。弘娢黄鱎W滑動端在最下端時，輸出電壓最大：(10.4.4)(10.4.3)

3.短路保護電路

穩(wěn)壓電路使用中常常發(fā)生負荷超載和輸出短路，此時輸出電流超出額定值，輸出電壓可能降為零，由于調整管的電流過大，電壓高，將使三極管發(fā)熱而損壞，因此，實際電路必須加保護電路。在圖10.4.3中，V1為穩(wěn)壓電路中的調整管，過流取樣電阻R和V2構成過流保護電路。正常工作時，V1管輸出電流在額定范圍內，電阻R上的壓降不足以使V2管發(fā)射結導通，V2處于截止狀態(tài)。當輸出電流超過額定值時，電阻R上的壓降UR=IE1R使V2管導通，IC2對I分流，進而使調整管的IB1減小，IC1也隨之減小，由此限制了IE1的增大，從而使調整管V1的工作電流在允許范圍內，起到了保護作用。圖10.4.3過流保護電充

【例10.4.1】用集成運放構成的直流穩(wěn)壓電路如圖10.4.4所示。已知誤差比較放大器Au1，穩(wěn)壓管的穩(wěn)定電壓UZ=6V，UCES=2V，RW=2kΩ，RL=20Ω。圖10.4.4例10.4.1用圖

(1)標出誤差比較放大器A的同相、反相輸入端；

(2)當RW動端調至中間位置時，輸出Uo=10V，求R1；(3)確定輸出電壓Uo的調節(jié)范圍；

(4)若整流器輸出電壓為Ui=20V,求Uo調至最小時，調整管的耗散功率PC；

(5)為保證Uo在上述確定的范圍內可調，電路輸入電壓Ui的最小值是多少？

(6)若電網電壓波動為±10%，如何確定電路輸入電壓Ui的最小值？當電路輸出負載短路時會產生什么后果？

(7)說明電路中各元件的作用。

解(1)為保證環(huán)路為負反饋，要求誤差比較放大器A為反相電路，因而A的上端（接RW端）為反相輸入端，下端為同相端。

(2)根據穩(wěn)壓電路原理內容，由式(10.4.2)可知即解得R1=1kW。

(3)當RW動端調至最上端時，輸出電壓Uo最小，即當RW動端調至最下端時，輸出電壓Uo最大，即因此，輸出電壓Uo的可調范圍為7.5～15V。(4)Ui=20V,Uomin=7.5V,所以調整管的功耗PC為PC≈(Ui－Uomin)×ILmin=12.5V×307mA≈3.83W

(5)由于V1管的UCE=Ui－Uo，而飽和壓降UCES=2V，故當Uo=Uomax=15V時，電路輸入電壓Ui的最小值為Ui=Uomax+UCES=17V。

(6)輸入電壓Ui最小值的確定原則是既要保證Uo可調至最大值，還要考慮調整管工作在線性區(qū)，以及輸入電壓±10%的波動情況，則Uimin=Uomax+UCES+Ui×10%由于調整管與負載串聯，因此，當負載發(fā)生過載或輸出短路時，調整管上將流過很大電流，特別是輸出不慎被短路時，輸入電壓Ui將全部加于V1管的集電極和發(fā)射極之間，使管子的耗散功率增加，若電路中沒有適當的保護電路（措施），則V1管將被燒毀。

(7)電路中V1、V2構成復合管作為調整管用；R1、RW、R2組成采樣電路；R3、VDZ組成基準電壓環(huán)節(jié)；運放A誤差比較放大器；R6、R7、VD組成啟動電路。當電源合上瞬間，輸出電壓尚未建立，若無啟動電路，穩(wěn)壓管會因無工作電流而不能產生基準電壓。增加啟動電路后，當Uo=0V時，二極管VD導通，Ui經R6和VD向穩(wěn)壓管提供工作電流，使電路進入正常工作狀態(tài)，而當輸出電壓建立后，二極管VD便截止，啟動電路不影響穩(wěn)壓電路的正常工作狀態(tài)。10.4.3集成三端穩(wěn)壓器集成三端穩(wěn)壓器是集成串聯型穩(wěn)壓電源，它是一種將功率調整管、取樣電路、基準穩(wěn)壓、誤差放大、啟動和保護電路等全部集成在一個芯片上的集成電路，其用途十分廣泛，且使用非常方便。

1.集成三端穩(wěn)壓器簡介集成三端穩(wěn)壓器有一個輸入端、一個輸出端和一個公共端，因而稱為三端穩(wěn)壓器。它有固定式和可調式兩種類型。

1)固定式集成三端穩(wěn)壓器

W78××系列為固定式三端正電壓輸出集成穩(wěn)壓器；W79××系列為固定式三端負電壓輸出集成穩(wěn)壓器。后面兩位數××表示輸出電壓的穩(wěn)壓值，它們有±5V、±6V、±9V、±12V、±15V、±18V、±24V這7個檔次，輸出電流的規(guī)格有0.1A(78L00)、0.5A(78M00)、1.5A(7800)3個檔次。例如，78M05表示輸出電壓為5V，最大輸出電流為0.5A。圖10.4.5為固定式集成三端穩(wěn)壓器引腳圖。圖10.4.5W78/79系列固定式集成三端穩(wěn)壓器引腳圖(a)W78系列引腳（正壓）；(b)W79系列引腳（負壓）

2)可調式集成三端穩(wěn)壓器

W××7系列為可調式集成三端穩(wěn)壓器，其中W××17系列為可調式三端正電壓輸出集成穩(wěn)壓器，其產品有W117、W217、W317；W×37系列為可調式三端負電壓輸出集成穩(wěn)壓器，其產品有W137、W237、W337。圖10.4.6為可調式集成三端穩(wěn)壓器引腳圖。圖10.4.6W117/137系列可調式集成三端穩(wěn)壓器引腳圖(a)三端可調正壓穩(wěn)壓器W117系列引腳；(b)三端可調負壓穩(wěn)壓器W137系列引腳

2.基本應用電路

1)固定式輸出電路典型接法如圖10.4.7所示。圖中：C1可以防止由輸入引線較長而帶來的電感效應所產生的自激振蕩以及減小紋波；C2用來減小由于負載電流瞬時變化而引起的高頻干擾；C3為容量較大的電解電容，用來進一步減小輸出脈動和低頻干擾；V是保護二極管，當輸入端意外短路時，給輸出電容器C3一個放電通路，防止C3兩端電壓作用于芯片內部調整管的be結，造成調整管be結擊穿而損壞。圖10.4.7固定式輸出集成三端穩(wěn)壓器電路的3種接法(a)W78××系列典型接法；(b)W79××系列典型接法；

(c)輸出正、負電壓典型接法

2)擴大輸出電流的電路當三端穩(wěn)壓器不能滿足負載需要的電流時，可采用外接功率管擴大電流輸出范圍。其電路如圖10.4.8所示，輸出總電流Io=Io78+IC。圖中V為擴流晶體管，Io78為穩(wěn)壓器輸出電流，IC為擴流晶體管集電極電流，IR為電阻R上的電流，IB為擴流晶體管基極電流，。圖10.4.8擴大輸出電流電路

3)擴大輸出電壓的電路因為固定式三端穩(wěn)壓器的最大輸出電壓為24V，當所需電壓大于穩(wěn)壓器的輸出電壓時，可采用擴大輸出電壓的電路。其電路如圖10.4.9所示。該電路的輸出電壓為(10.4.5)式中:IQ為穩(wěn)壓器靜態(tài)工作電流，通常比較小;UR1為穩(wěn)壓器輸出電壓Uo78。所以(10.4.6)圖10.4.9擴大輸出電壓電路

4)輸出電壓可調電路

W117/W317系列的輸出電壓范圍是1.2~37V，負載電流最大為1.5A。它們的使用非常簡單，僅需兩個外接電阻來設置輸出電壓，需要考慮的問題是散熱問題。W137/W337系列的輸出電壓范圍是－1.2~－37V。典型應用電路如圖10.4.10所示。圖10.4.10可調式三端穩(wěn)壓器典型應用電路(a)1.25V固定電壓輸出；(b)正電壓可調輸出可調式三端穩(wěn)壓器的線性調整率和負載調整率比標準的固定穩(wěn)壓器好，其內置有過載保護、安全區(qū)保護等多種保護電路。通常它們不需要外接電容，除非輸入濾波電容到穩(wěn)壓器W117/W317輸入端的連線超過6英寸（約15厘米）。使用輸出電容能改變瞬態(tài)響應。調整端使用濾波電容能得到比標準三端穩(wěn)壓器高得多的紋波抑制比。10.4.4串聯開關式穩(wěn)壓電路

1.問題的提出串聯型反饋式穩(wěn)壓電源用途廣泛，但存在以下兩個問題：

(1)調整管總工作在線性放大狀態(tài)，管壓降大，流過的電流也大(大于負載電流)，所以功耗很大，效率較低(一般為40%~60%)，且需要龐大的散熱裝置。

(2)電源變壓器的工作頻率為50Hz，頻率低而使得變壓器體積大、重量重。為此，若將調整管工作在開關狀態(tài)，當其截止時，因電流ICEO很小而管耗較??；當其飽和導通時，因管壓降UCES很小而管耗較小，這將大大提高電路的效率。由于調整管工作在開關狀態(tài)，故稱其為開關式穩(wěn)壓電路，其效率可達75%~90%。開關式穩(wěn)壓電路按開關管的連接方式可分為串聯開關型、并聯開關型和脈沖變壓器耦合型。本節(jié)僅介紹串聯開關型穩(wěn)壓電路。

2.電路組成串聯型開關穩(wěn)壓電路的原理框圖如圖10.4.11所示。圖中功率開關管、輸入電壓、輸出電壓三者串聯，故稱串聯型開關穩(wěn)壓電路。圖10.4.11串聯型開關穩(wěn)壓電路的原理框圖從方框圖可看出，它同前述圖10.4.2線性調整型串聯穩(wěn)壓電路相比，只是在采樣電路、比較放大器和基準電壓與前述串聯型穩(wěn)壓電路相同的基礎上，增加了儲能濾波電路、三角波發(fā)生器。在該電路中，調整管VT在比較器輸出開關脈沖的作用下，工作在導通或截止的開關狀態(tài)。

3.工作原理當比較器輸出UB為高電平時，調整管VT飽和導通，其發(fā)射極電位UE=Ui－UCES≈Ui，電感L兩端的電壓為Ui－Uo，其電壓極性為左正右負，二極管VD反偏截止，電感L上電流從最小值iLmin開始線性增加，向電容C充電，同時向負載RL供電，使RL兩端有輸出電壓，在此期間電感L儲存磁能。當比較器輸出UB為低電平時，調整管VT由導通變?yōu)榻刂?。電感L產生自感電動勢，電壓極性相反，即變?yōu)橛艺筘?，它使二極管VD導通，并使不能突變的電感電流iL經RL和二極管VD釋放能量，同時濾波電容C也向RL放電，因而RL兩端仍能獲得連續(xù)的輸出電壓。由于電感中儲存的能量通過二極管構成放電回路，使負載繼續(xù)有電流流過，因此常稱VD為續(xù)流二極管。電路中的波形見圖10.4.12所示。圖10.4.12開關穩(wěn)壓電路電壓、電流波形圖圖10.4.12中，T為開關轉換周期，它由三角波發(fā)生器輸出電壓的周期決定；ton為比較器輸出UB為高電平時的脈寬，也是調整管導通時間；toff是UB為低電平時的脈寬，也是調整管截止時間。顯然在不計調整管和二極管的管壓降以及電感L的直流壓降時，輸出電壓的平均值(即直流電壓)Uo由下式計算：(10.4.7)式中:ton/T為占空比，用D表示。由式(10.4.7)可見，對于一定的Ui值，當開關轉換周期T不變時，通過調節(jié)占空比即可調節(jié)輸出電壓Uo的大小，因此又稱這種電路為脈寬調制式降壓型開關穩(wěn)壓電源。具體穩(wěn)壓過程如下：

(1)正常情況下，輸出電壓Uo恒定不變，即為該穩(wěn)壓器的標稱值，此時uF與uR應相等，誤差放大器輸出為零，比較器即為過零比較器。此時UB波形的占空比D為50%，波形如圖10.4.13(a)所示。圖10.4.13Uo變化引起占空比D變化的自動穩(wěn)壓過程(a)uoA=0;(b)uoA<0;(c)uoA>0

(2)當輸入電壓Ui或負載電流Io變化時，將引起輸出電壓Uo偏離標稱值。由于負反饋的作用，電路將自動調整而使Uo基本上維持在標稱值不變。穩(wěn)壓過程表示如下：波形如圖10.4.13(b)所示；如果Uo下降，通過反饋作用可使Uo上升，使Uo穩(wěn)定，如圖10.4.13(c)所示。串聯型開關穩(wěn)壓電源的最佳開關頻率fT為10~100kHz。提高fT，可使電感、電容這類濾波元件的值減小，穩(wěn)壓電源的尺寸、重量和成本都降低，但同時也會使調整管的功耗增大，效率降低。隨著微電子技術的發(fā)展，開關穩(wěn)壓電源已經實現了集成化，外部元件只需數量不多的元器件，即可構成開關型穩(wěn)壓電源。10.4.5集成開關穩(wěn)壓器

20世紀70年代發(fā)展起來的用分立元件構成的開關電源，雖然在體積、效率、工作環(huán)境等方面的性能有了明顯的提高，但由于其控制電路比較復雜、瞬態(tài)響應較差、測試困難而難以推廣。直到70年代末期，隨著集成電路技術的發(fā)展，對開關電源的控制部分實行了集成化之后，這種新型節(jié)能電源才顯示出強大的生命力。開關電源按其控制方式分為兩種基本形式：一種是脈沖寬度調制（PWM），其特點是固定開關的頻率，通過改變脈沖寬度來調節(jié)占空比，進而調控輸出電壓；另一種是頻率調制（PFM），其特點是保持開關管導通時間不變，通過改變開關頻率來調控輸出電壓。二者的電路不同，但都屬于時間比率控制方式（TGC），其作用效果一樣，均可達到穩(wěn)壓的目的。目前的開關電源大多數采用PWM方式，但也有少數采用PFM方式。

SG3524是美國硅通用公司生產的雙端輸出式脈寬調制器，工作頻率高于100kHz，工作溫度為0℃～70℃，適宜構成100～500W中功率推挽輸出式開關電源。

SG3524采用DIP－16型封裝，管腳排列如圖10.4.14所示，其內部結構如圖10.4.15所示。圖10.4.14SG3524管腳排列圖圖10.4.15SG3524內部結構圖

SG3524采用了先進的脈寬調制(PWM)控制，工作頻率高于100kHz；工作電壓范圍為6～40V，片內基準電壓為5V，基準源負載能力達50mA；片內開路集電極、發(fā)射極驅動管的最大輸出電流為100mA；工作溫度范圍為0～+70℃。

1.SG3524內部主要功能說明

1)內部電壓穩(wěn)壓器

SG3524內部有一個輸出電壓為5V，輸出電流為50mA并具有短路保護特性的穩(wěn)壓器。它為芯片內部的各單元電路提供+5V的工作電壓，同時對外部提供基準電壓。SG3524的最小輸入電壓為+8V。當輸入電壓低于8V時，可采用其他低壓差為+5V的穩(wěn)壓源，也可用+5V(DC)電壓直接輸入。此時應將15端與16端短接。

2)振蕩器

SG3524內部有一振蕩器，由恒流充電與快速放電電路及電壓比較器等組成。振蕩器的振蕩頻率由6腳和7腳的外接電阻RT和外接電容CT決定，其大小近似為1.15／（RTCT）。外接電容CT可選0.001~0.11μF。在CT兩端可得到一個0.6～3.5V變化的鋸齒波。振蕩器在輸出鋸齒波的同時還輸出一組觸發(fā)脈沖，其寬度由CT的大小決定，實際寬度為0.5～5μs。該觸發(fā)脈沖在電路中有兩大作用:其一是控制脈沖占空時間（或稱死區(qū)時間），振蕩器輸出的觸發(fā)脈沖直接送至兩級輸出級的“或非”門作為閉鎖脈沖，以保證兩組輸出晶體管不會同時導通；其二是作為觸發(fā)器的觸發(fā)脈沖，觸發(fā)器要求此觸發(fā)脈沖的寬度不小于0.5μs。在振蕩頻率較高，CT只能取較小值時，可在3腳對地之間接約100pF的電容以便擴展輸出脈沖的寬度，因為輸出觸發(fā)脈沖的最大寬度受工作周期和死區(qū)時間的限制，該電容值不能取得太大，即不大于1000pF。外接電阻RT的取值范圍為1.8～100kΩ，其最高振蕩頻率為300kHz，工作時一般取在100kHz以下。

3)誤差放大器誤差放大器是一個差分輸入跨導放大器。它的增益極限值為80dB。開關電源輸出電壓經取樣后接至誤差放大器的反相輸入端，與同相端的基準電壓或基準電壓的采樣進行比較后，產生誤差電壓Ur，送至PWM比較器的一個輸入端，另一個則接鋸齒波電壓，由此可控制PWM比較器輸出的脈寬調制信號UB。最后，依次通過或非門、功率放大器和降壓式輸出電路，獲得穩(wěn)壓輸出。

4)電路保護措施電流限流比較器（放大器）的功能是限制誤差放大器的輸出并控制脈沖寬度需外接過流檢測電阻器RS，常態(tài)下它輸出高電平，一旦RS上的壓降超過200mV（電流過大）,就輸出低電平，迫使Ur等于零，關斷輸出，起到過流保護作用。其中，當電壓降為200mV時，輸出占空比降至25%；而當電壓再增大5%時，輸出占空比將降至零（注意：不要超過－0.7~+1.0V的輸入共模范圍）。

5)脈寬調