電磁兼容技術（ElectromagneticCompatibility，EMC）本質即“電磁和諧”，主要探討電磁干擾及其抗干擾能力，因此電磁兼容最終是一種綜合各方面考慮之后的折衷結果，也是一種最優(yōu)化的設計[1]。電磁兼容性指的是設備、分系統(tǒng)、系統(tǒng)在同一特定的電磁環(huán)境中，能夠同時正常運行并完成各自功能的能力。同時，它們所發(fā)出的電磁輻射也應控制在規(guī)定的限值內，以免干擾其他設備的正常運行，從而實現(xiàn)設備間和系統(tǒng)間的相互不干擾、可靠協(xié)同工作。因此，電磁兼容是電磁干擾的對立統(tǒng)一，是一種相互妥協(xié)的結果。目前，電子系統(tǒng)正在向高速率和高密度發(fā)展。隨著電子系統(tǒng)體積的不斷減小，集成電路的集成度卻在持續(xù)提升，這導致印制電路板上的元器件和印制線變得愈加密集，印制板層數(shù)也在不斷增加，并且信號的速率和頻率逐漸提高，信號的上升時間越來越短。這些變化使得電磁環(huán)境愈加復雜，設備內部由于電感耦合和電容耦合而引發(fā)的電磁兼容問題也隨之增加，由此引發(fā)的信號完整性及功率完整性問題也愈發(fā)嚴重。因此，PCB的電磁兼容性是系統(tǒng)EMC的根本。PCB的電磁兼容性屬于部件級EMC問題，其涉及PCB元器件的合理布局、印制線設計、PCB互聯(lián)等問題。本文將以電磁兼容技術在PCB設計中的應用為落點，通過建模及仿真驗證的手段重點討論輻射干擾這一電磁干擾現(xiàn)象對PCB上受擾信號的干擾程度及影響機理，并利用插入屏蔽地線、優(yōu)化布局等手段驗證電磁兼容技術在PCB設計中的優(yōu)化效果。1、PCB設計中的電磁干擾現(xiàn)象在PCB設計布局布線中，電磁干擾問題主要分為如下三類：1）印制線輻射電磁干擾：高頻率信號通過印制線傳輸時會形成電磁輻射，導致周圍電路無法正常工作。尤其是耦合長度較大的印制線、高速率信號線和載有大電流的信號線，其上的信號電壓和電流變化較大，變化的電場引起更大的位移電流，變化的磁場引起更大的感應電流，進而形成電磁輻射干擾[4]。2）互耦電磁干擾：當多條信號線或電源線之間線間距過小或耦合長度過大時，它們之間會產生電磁耦合現(xiàn)象。實際的耦合機制是通過電場和磁場實現(xiàn)的，在系統(tǒng)中，任何兩個線網之間總會有電磁場產生的容性耦合和感性耦合。這兩種耦合現(xiàn)象會通過串擾的形式表現(xiàn)出來。同時串擾無法消除，只能采取相應的優(yōu)化措施減少串擾的幅度，達到系統(tǒng)允許的安全容限水平以下。3）屏蔽地線電磁干擾：所謂屏蔽，就是用導電材料制成的金屬屏蔽體將電磁干擾源限制在一定范圍內，使干擾源從屏蔽體的一面耦合或輻射到另一面時受到抑制或衰減。屏蔽的要點在于完整的屏蔽導體和良好的接地，屏蔽地線作為信號回流的路徑，若不能通過過孔連接至信號參考地，其上的噪聲將會在接地兩端來回反射，進一步增大電磁干擾[5]。因此，在客觀可以實現(xiàn)的條件下，應盡量采用以下設計方法：1）合理布局，根據(jù)信號線速率、類型合理選擇布線類型，盡量使用帶狀線布線。2）短信號路徑，盡量縮短信號線的長度，減少信號的延遲和輻射，同時降低對地的寄生電感。3）屏蔽與隔離，對于特別敏感或產生強干擾的區(qū)域，可以采用插入屏蔽地線的方法進行屏蔽和隔離。4）接地設計，設計合理的接地回路，確保屏蔽地線阻抗最小化，減小耦合噪聲。2、建模和仿真分析對影響信號質量的導線串擾因素進行研究，可知PCB布線類型與導線輻射干擾強度有著密切的關系，并且可通過插入屏蔽地線的手段降低輻射干擾強度。通過建立兩類單端信號線不同布線類型及有無屏蔽地線的設計模型，衡量受害線上的串擾幅度。2.1

建模在仿真軟件中建立兩類單端信號平行布線的設計模型，如圖1、圖2所示。該模型為八層的PCB板，布線層銅厚均為0.7mil，布線在第一層和第三層，第一層的布線為微帶線，第三層的布線為帶狀線，第二層及第四層為地或電源層，作為參考平面層。中間介質層的介電常數(shù)為4，第一層單端信號微帶線線寬5.4mil，第三層單端信號帶狀線線寬5.2mil，阻抗控制為50Ω。本節(jié)所有仿真都以該設計模型作為仿真基礎。2.2

布線類型對串擾的影響為研究單端信號布線類型對串擾的影響，在設計模型的基礎上，選取兩根第一層微帶線與兩根第三層帶狀線分別進行仿真分析，耦合長度為6000mil，電路仿真模型的其他參數(shù)和仿真求解配置保持不變。根據(jù)測量位置和信號傳輸方向的不同，可以把串擾分為近端串擾和遠端串擾。對鏈路進行無源仿真，分別得到時域和頻域串擾仿真結果，近端串擾對比曲線如圖3、圖4所示，遠端串擾對比曲線如圖5、圖6所示。在圖3～6中，vn2、vf2、S（5，6）、S（5，8）為實線，表示帶狀線的時域及頻域曲線，vn1、vf1、S（1，2）、S（1，4）為虛線，表示微帶線的時域及頻域曲線。分析時域曲線可以得到，微帶線和帶狀線的近端串擾幅度相差不大；微帶線的遠端串擾峰值可達130mV，而帶狀線的遠端串擾幾乎為零。這是由于該設計模型下帶狀線上下介質層的介質材料是同質且均勻的，其相對容性耦合與相對感性耦合完全相同，此時奇模信號與偶模信號以相同速度傳輸，不存在遠端串擾。如果帶狀線不均勻，其結果會有一些差異，但遠端串擾依然會遠遠小于微帶線的遠端串擾。分析頻域曲線可以得出相同的結論，微帶線的遠端串擾S參數(shù)趨近于0，而帶狀線的遠端串擾S參數(shù)保持在-50dB，顯著小于微帶線的遠端串擾。因此，從時域、頻域的分析結果可以得出結論：對于耦合長度較大的信號傳輸線，可以通過優(yōu)化布局這一電磁兼容手段，將其布線至帶狀線層，從而大大減少遠端串擾。2.3

屏蔽地線對串擾的影響為研究屏蔽地線對串擾現(xiàn)象的優(yōu)化效果，在兩根單端信號微帶線之間插入屏蔽地線，目的是引入低阻抗回路，將攻擊線上發(fā)射出來的干擾引入到地回路。屏蔽地線與兩根單端信號線等長等寬，耦合長度為2400mi1。對鏈路進行無源仿真后，可以獲得時域和頻域的串擾仿真結果，近端串擾對比曲線如圖7、圖8所示，遠端串擾對比曲線如圖9、圖10所示。在圖7～10中，vn3、vf3、S（1，2）、S（1，4）為實線，表示無屏蔽地線時的時域及頻域曲線，vn1、vf1、S（5，6）、S（5，8）為虛線，表示插入屏蔽地線后的時域及頻域曲線。分析時域曲線可以得到，在兩根單端信號微帶線之間插入屏蔽地線后，近端串擾反而增大，并出現(xiàn)了類似遠端串擾的脈沖，這是由于屏蔽地線缺少端接設計，攻擊線產生的輻射干擾耦合至屏蔽地線后，在兩端的接地點之間來回反射。這對于需要保護的受害線而言相當于一個潛在的噪聲源。分析頻域曲線同樣可以得出，插入屏蔽地線后在0～5GHz頻帶范圍內串擾S參數(shù)最高達-20dB，顯著高于無屏蔽地線時的串擾S參數(shù)。因此，從時域、頻域的分析結果可以得出結論：不合理的地線布局和設計不僅無法達到減小串擾幅度的目的，還會進一步增大串擾幅度，惡化電磁兼容性。因此，在實際設計中應避免錯誤的屏蔽地線設計。2.4

屏蔽地線有無過孔對串擾的影響由于屏蔽地線上存在較強的噪聲反射現(xiàn)象，因此需要對其進行優(yōu)化改進。為了消除屏蔽地線上的噪聲，可以沿屏蔽地線布設多個過孔，這些過孔并不直接影響從攻擊線直接耦合到受害線的噪聲，它們只是抑制屏蔽地線上產生的噪聲電壓。屏蔽地線上的噪聲只在過孔之間的區(qū)域產生，過孔越多，屏蔽地線上的噪聲就越小，意味著耦合到受害線上的噪聲就越小。為研究增加屏蔽地線過孔對串擾現(xiàn)象的優(yōu)化效果，基于2.3節(jié)基礎模型，在兩根單端信號微帶線之間的屏蔽地線上每隔300mi1布設一個過孔，目的是消除攻擊線耦合至屏蔽地線上的噪聲，使得屏蔽地線可以起到良好的屏蔽和隔離作用。對鏈路進行無源仿真得到時域和頻域串擾仿真結果，近端串擾對比曲線如圖11、圖12所示，遠端串擾對比曲線如圖13、圖14所示。在圖11～14中，vn2、vf2、S（9，10）、S（9，12）為實線，表示屏蔽地線有過孔時的時域及頻域曲線，vn1、vf1、S（5，6）、S（5，8）為虛線，表示屏蔽地線無過孔時的時域及頻域曲線。分析時域曲線可以得到，在兩根單端信號微帶線之間的屏蔽地線上布設過孔之后，不論是近端串擾噪聲還是遠端串擾噪聲均得到了顯著改善，串擾峰值下降了10mV左右。分析頻域曲線可以得到，屏蔽地線布設過孔后在0～5GHz頻帶范圍內串擾S參數(shù)保持在-50dB附近，顯著低于屏蔽地線無過孔時的S參數(shù)。因此，從時域、頻域的分析結果可以得出結論：具備密集過孔的屏蔽地線可以起到有效屏蔽隔離的作用，減小攻擊線耦合至受害線上的噪聲。3、結束語本文研究了電磁兼容技術及PCB板上常見的電磁干擾現(xiàn)象，結合仿真工具進行建模，并從時域和頻域兩個角度進行無源鏈路及電氣