高速采集卡外觸發(fā)高頻低電壓信號整形電路設計摘要OFDR光纖傳感技術不僅具有傳統(tǒng)的光纖傳感所擁有的質量輕、無需有源供電、抗輻射、耐腐蝕等優(yōu)點，也具有空間分辨率高、靈敏度高和信噪比高等特點，在航空航天、電力監(jiān)測、精密儀器制造等領域有廣泛應用。為解決光源相位噪聲和掃頻非線性對OFDR傳感性能的影響。采用輔助信號作為高速采集卡外部觸發(fā)源，對測量信號進行等間隔的采樣點序列的插值，從而實現(xiàn)等時間間隔下等光頻信號。本次畢設通過對高頻低電壓的輔助信號進行整形處理，實現(xiàn)了高速采集卡外部觸發(fā)信號的準確校正，對測量信號進行有序采樣，最終實現(xiàn)OFDR系統(tǒng)頻譜的準確解調。其對光源非線性掃頻造成的誤差起到了很好的補償作用，對OFDR動態(tài)信號的準確測量起到關鍵作用。關鍵詞：OFDR高頻低電壓整形電路信號DesignofHigh-FrequencyLow-VoltageSignalShapingCircuitforExternalTriggerofHigh-SpeedAcquisitionCardABSTRACTOFDRopticalfibersensingtechnologynotonlypossessestheadvantagesoftraditionalopticalfibersensingsuchaslightweight,noneedforactivepowersupply,radiationresistance,andcorrosionresistance,butalsofeatureshighspatialresolution,highsensitivity,andhighsignal-to-noiseratio.Ithaswideapplicationsinaerospace,powermonitoring,precisioninstrumentmanufacturing,andotherfields.ToaddresstheimpactoflightsourcephasenoiseandnonlinearfrequencysweepingontheperformanceofOFDRsensing,anauxiliarysignalisusedastheexternaltriggersourceforthehigh-speedacquisitioncardtointerpolatethemeasurementsignalintoasequenceofequidistantsamplingpoints,therebyachievingequidistantopticalfrequencysignals.Thisgraduationprojectaccuratelycorrectstheexternaltriggersignalofthehigh-speedacquisitioncardbyshapingthehigh-frequencylow-voltageauxiliarysignal,performsorderlysamplingofthemeasurementsignal,andultimatelyachievesaccuratedemodulationoftheOFDRsystemspectrum.ItplaysagoodcompensatoryroleintheerrorscausedbythenonlinearfrequencysweepingofthelightsourceandiscrucialfortheaccuratemeasurementofOFDRdynamicsignals.Keywords:OFDRHighfrequencylowvoltageShapingcircuitSignal 目錄 TOC\o"1-3"\h\u第一章緒論 第一章緒論1.1研究背景在現(xiàn)代信息技術快速發(fā)展的背景下，光纖傳感技術憑借其獨特優(yōu)勢已成為物理量檢測領域的重要研究方向。該技術的核心在于利用特殊制備的光學纖維作為信號傳輸媒介，通過調制光波的強度、相位或波長等參數(shù)來實現(xiàn)環(huán)境參量的精確測量。相對于傳統(tǒng)電學傳感器而言，在復雜電磁環(huán)境下仍能保持穩(wěn)定的工作的電磁干擾能力極強、以光學原理為基礎的偵測方法，表現(xiàn)出很多顯著的特點：具有很強的抗電磁干擾能力；結構具有很好的密封性，不受潮濕環(huán)境所左右；具有納米級的偵測靈敏度；同時具有體積小，重量輕的特點，便于系統(tǒng)集成，是一種很好的電學特性。更值得注意的是，該技術支持多物理量同步測量和分布式組網，在實際工程應用中展現(xiàn)出顯著的經濟效益。從系統(tǒng)架構上看，分布式光纖傳感方案突破了傳統(tǒng)單點偵測的技術局限。這種創(chuàng)新設計將信號傳輸與傳感功能完美融合，通過單根光纖即可實現(xiàn)全線連續(xù)監(jiān)測，無需復雜的復用裝置。其工作原理類似于生物神經系統(tǒng)，能夠深入材料內部實現(xiàn)溫度、應變、振動等多種參數(shù)的實時感知。在重大基礎設施的監(jiān)測領域里，這種分布式的傳感技術在大型橋梁、水電站大壩、石油管道以及航天器和艦船上等重要裝備中發(fā)揮著不可替代的作用[4]。要實現(xiàn)有效的分散式光纖傳感，需要解決兩個關鍵技術問題：首先是測物理量與光波參數(shù)之間必須建立精確的映射關系，這就涉及到光信號調制過程的復雜程度；第二個是確定被測物理量的具體分布位置，需要發(fā)展高精度的空間定位方法。在實際系統(tǒng)中，一般會產生瑞利散射和拉曼散射這三種不同的典型光散射現(xiàn)象，以及布里淵散射，這些現(xiàn)象都是在注入光纖的大功率激光脈沖中產生的。而瑞利散射它作為彈性散射過程，在這中間散射光頻率和入射光是一致的，這種散射主要來源于光纖材料密度的微觀起伏。非彈性散射過程包括以頻率偏移為特征、具有特征性的布里淵散射和拉曼散射。產生于拉曼散射的是拉曼散射，由拉曼散射產生的是拉曼散射和光學聲子。拉曼散射光譜包含兩種成分，分別是Stox的成分，也包括反Stox的成分；布里淵散射則與聲學聲子有關，可理解為多普勒頻移現(xiàn)象發(fā)生在移動光柵上的光波。這三種散射機制共同構成了分布式光纖傳感的物理基礎，其中瑞利散射作為最基本的散射形式，為系統(tǒng)提供了重要的參考信號。無論是性能指標還是應用范圍，光纖傳感系統(tǒng)都隨著相關技術的不斷進步而有了明顯的突破。最新研究表明，現(xiàn)代分布式傳感系統(tǒng)的空間分辨率已達到亞米級，溫度檢測精度優(yōu)于±0.5℃，應變測量誤差小于±2με。在長距離監(jiān)測方面，系統(tǒng)的有效檢測距離已突破100公里，為大型基礎設施的健康監(jiān)測提供了可靠的技術手段。通過優(yōu)化信號處理算法和改進光纖材料，系統(tǒng)的環(huán)境適應性和長期穩(wěn)定性都得到了顯著提升。這些技術進步使光纖傳感在關鍵領域顯示出廣闊的應用前景，如智能電網的應用前景，油氣管道的監(jiān)控，地質災害的預警等。未來，隨著新型光纖材料、光子集成技術和人工智能算法的融合發(fā)展，光纖傳感技術必將迎來更廣闊的發(fā)展空間。OTDR(OpticalTimeDomainReflectometer）是一種光時域反射儀，基于瑞利散射研發(fā)，早在1960年就已經問世。經過數(shù)十年的技術迭代和市場驗證，這項技術已經實現(xiàn)了規(guī)?；虡I(yè)應用，目前主要部署在光通信骨干網絡的鏈路監(jiān)測系統(tǒng)中。從物理本質上分析，由于光纖材料本身的固有特性，光信號在傳輸過程中產生的散射效應是無法完全消除的。在工程實踐中，我們將沿著光纖軸向返回至入射端的光散射信號定義為背向散射信號。OTDR技術的核心原理在于：首先通過脈沖調制器將連續(xù)激光轉換為特定寬度的光脈沖，經由光學耦合器件注入被測光纖鏈路。當這些光脈被沖到光纖中進行傳輸時，就會產生各個位置的散射作用。其中部分散射光會沿原路徑返回入射端，經過高靈敏度光電探測器的轉換后形成電信號，再通過高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)進行數(shù)字化處理。經過專門的信號處理算法分析后，系統(tǒng)能夠精確獲取光纖鏈路的衰減特性參數(shù)，并準確定位異常損耗點的具體位置。這種非破壞性的探測方式為光纖通信網絡的運行維護提供了重要的技術支持，光纖通信網絡的運行維護受到了極大的影響。值得關注的是，現(xiàn)代商用OTDR裝置的表現(xiàn)有了明顯的改善。最新研究顯示，該系統(tǒng)采用先進的相關探測技術和數(shù)字信號處理算法后，在空間分辨率優(yōu)于0.5m、定位精度控制在±1m范圍內，動態(tài)范圍可達45dB以上。這些技術上的進步使OTDR既可偵測明顯故障如光纖斷裂，又可辨識潛在的微彎損耗、連接器劣化等問題，為預防性維護光通信網提供可靠的技術手段。隨著第五代移動通信網絡的大規(guī)模部署，OTDR技術在光纖基礎設施的質量管控中將發(fā)揮更加重要的作用，OTDP的原理圖如圖1.1所示。圖1.1OTDR原理圖后來由此發(fā)展除了光頻域反射（OFDR）技術，光頻域反射儀是基于光連續(xù)調頻波的相干探測技術，其基本結構如圖1.2所示。被耦合器分為兩路由激光器發(fā)出的線性掃頻光，其中一路光纖進入測量纖，沿原路返回瑞利散射光在測量纖后不斷產生：另一路進入參考光纖，沿路在尾端反射鏡后返回，經耦合器耦合后，兩路背向散射光進入光電探測器，兩個光路滿足相干條件發(fā)生相干的混頻，由光電探測器將光信號轉化為電信號，在光纖種經過耦合器耦合路，兩路光進入光纖，兩路光限進入光電探測器，兩路光進入光纖。圖1.2OFDR原理圖OFDR技術可以獲得整根光纖的瑞利散射分布信息，基于OFDR技術的高分辨光學鏈路診斷儀，空間分辨率高達10μm，單次測量可實現(xiàn)從器件到鏈路的全范圍診斷。用戶可借助OFDR設備查找并判別光纖鏈路中的宏彎、連接點和斷點，并精確測量回損、插損和光譜等參數(shù)。OFDR技術主要應用于光纖通信領域，如用于光學鏈路診斷，光器件、光模塊測量，光纖長度精確測量，硅光芯片測量，Y波導損耗測量等。OFDR技術還可以用于光纖傳感領域，以單模光纖作為傳感器，進行高分辨、分布式的應變溫度測量，如結構健康監(jiān)測，復合材料疲勞檢測，新能源汽車電池溫度監(jiān)測等。1.2國內外研究現(xiàn)狀光學頻域反射技術(OFDR)，一方面需要保證光頻掃描過程線性度極佳，另一方面要求光源具有幾十納米量級的寬調諧范圍，從而實現(xiàn)高空間分辨率的兩個關鍵挑戰(zhàn)。與此同時，系統(tǒng)的測量能力還受到光源線寬特性的制約，較窄的線寬能夠提供更長的相干長度，這對于拓展測量距離至關重要。正是由于這些嚴格的技術要求，掃頻光源的開發(fā)始終是OFDR領域的研究重點。近年來，得益于光纖材料制備工藝的革新和光學器件性能的突破，掃頻光纖激光器技術取得了長足進步。根據(jù)波長調諧機制的不同，現(xiàn)有技術方案主要分為四類：基于聲光效應的可調諧濾波器方案、法布里-珀羅腔調諧方案、腔內色散調諧方案以及Sagnac環(huán)調諧方案。聲光可調諧濾波器（AOTF）利用聲光晶體中的超聲波衍射效應實現(xiàn)波長選擇。該器件由換能器和聲光介質構成，射頻信號被發(fā)送時，入射光波會發(fā)生布拉格衍射現(xiàn)象，輸出波長和射頻頻率有著精密的對應關系。通過編程控制射頻信號的頻率變化，即可獲得所需的掃頻輸出。雖然該技術的波長分辨率相對有限（1-4nm），但由于完全避免了機械運動部件，系統(tǒng)具有出色的相位穩(wěn)定性。相關研究成果已由Dubey（2007）和Ryu（2008）等學者公開發(fā)表。法布里-珀羅（F-P）可調諧濾波器采用壓電陶瓷驅動腔長變化的原理。Myoung團隊（2003）將三角波調制的F-P濾波器集成到1562nm環(huán)形腔鎖模激光器中，成功實現(xiàn)了20nm的掃頻范圍和100μm的空間分辨率。這類方案的優(yōu)勢主要體現(xiàn)在三個方面：較寬的波長調諧范圍（通?？蛇_數(shù)十納米）、快速的掃頻能力以及良好的功率穩(wěn)定性。然而，其波長調諧精度受限于壓電陶瓷的位移分辨率[5]，典型步長為數(shù)納米。在腔內色散調諧方案中，Yuichi等研究者（2009）通過巧妙設計取得了突破性進展。他們在激光諧振腔中引入100米色散補償光纖（DCF），并采用三角波調制SOA的注入電流，成功實現(xiàn)了178.7nm的超寬調諧范圍和5μs的快速掃頻周期。該方案的創(chuàng)新之處在于將波長調諧轉化為調制頻率控制，但多縱模振蕩導致的譜線展寬問題仍需進一步解決?；赟agnac環(huán)的調諧方案則利用光纖干涉儀的選擇特性。Kim等人（2003）通過線性調節(jié)調制器電壓（1-8V），在0.1ms周期內實現(xiàn)了6nm的波長掃描[5]。雖然該方案在調諧范圍和精度方面存在局限，但其卓越的掃頻速度在特定應用場景中展現(xiàn)出獨特優(yōu)勢。這些不同的技術路線各有側重，為OFDR系統(tǒng)的優(yōu)化設計提供了多樣化的選擇空間。國外從事該技術方向研究的科研院校以及科技公司有很多，目前還是國外掌握此領域的先進技術，主要以歐美國家的研究所為主。國內我們的研究機構主要還是以大學為主，像是天津大學和電子科技大學，還有上海交大和浙江大學等等具有深厚實力的高校。典型的企業(yè)有武漢雋龍科技公司等。1.3OFDR的線性與非線性掃頻1.3.1OFDR的線性掃頻影響及補償方法OFDR系統(tǒng)發(fā)生的是線性掃頻過程，光源需要使用周期性光源，在理論推導上進行的是完全線性掃頻過程，我們可以進行如下推導，在一個掃頻周期內的瞬時光頻率為 v(t)=v0此式中，起始光源用v0表示，線性掃頻光源的掃頻速率γ Er(t)=若待測光纖z出返回的測試光與參考光存在時延τz，假設待測原點出和參考臂末端的光程差為零[6] τz=此式中ng Rzeff=測試的光信號可以用下式表示 Es(t)=在之后，拍頻干涉發(fā)生在測試光和參考光之間，再經光電探測器轉換后，可以獲取拍頻電壓信號如下 UPD(t)其中，σ是光電探測器的靈敏度，?0z U~PD將(1-1)帶到(1-7)中，得到下式 U~PD想要處理拍頻信號，從光頻域轉換到距離域，可以使用傅里葉變換。1.3.2OFDR的非線性掃頻光源非線性掃頻會帶來調諧效應。以上我們介紹了OFDR光源線性掃頻的情況。但是實際實驗中，由于目前激光器沒有一款可以達到完全線性掃頻，無法達到穩(wěn)定持續(xù)的線性輸出，光電流中心在這種情況下頻率波動，是的我們要探究非線性掃頻帶來的效應及影響。先從理論上對光源無法進行線性掃頻帶來的影響進行分析，輸出的噪聲可以認為是對相位的影響。光源的非線性輸出帶來了額外相位，最后參考光的公式如下: Er(t)=測試光纖上z點的上的背向散射信號可以表示為 Es(獲取到探測器得到的光電流為： I(t通過上面分析出來余弦函數(shù)的最后一項為激光器無法線性輸出造成的額外相位誤差。激光器的非線性掃頻帶來的影響會嚴重影響到OFDR的測試指標，所以我們必須對由于激光器帶來的非線性掃頻影響進行補償，非線性掃頻的補償方法一般有兩種，分為硬件補償和軟件補償方法，我們這里對硬件補償進行詳細介紹。該技術的核心原理在于通過引入一個與主干涉儀結構完全相同的輔助干涉系統(tǒng)，實現(xiàn)對干涉信號的精確采樣。如圖1.3所示輔助干涉儀輸出的拍頻信號被用作模數(shù)轉換電路的外部觸發(fā)源，從而確保主干涉儀采集到的信號數(shù)據(jù)點嚴格遵循等光頻間隔分布。這種基于硬件實現(xiàn)的信號采集方式在學術文獻中通常被定義為頻率采樣技術，其本質是通過輔助干涉系統(tǒng)產生的周期性觸發(fā)脈沖來同步主干涉儀的模數(shù)轉換過程。相較于傳統(tǒng)的采樣方法，該技術能夠有效消除因采樣頻率不穩(wěn)定導致的信號失真問題[7]，為后續(xù)的信號處理和分析提供了更為準確的數(shù)據(jù)基礎。這種雙干涉儀協(xié)同工作的設計理念不僅提高了系統(tǒng)的測量精度，同時也為光學干涉測量領域提供了一種可靠的硬件解決方案。圖1.3硬件補償方法原理圖輔助干涉儀輸入光的電場形式可以用下面公式表示：E(t其實E0是輸入光電場的振幅值，? ?(t)=2π0t?0是線性激光器的相位，v(t)是線性可調激光器的瞬時光學頻率。入射光經過耦合器1中被分到兩個光路同時傳播到干涉儀不等長的臂中。在耦合器2中，兩束光通過了不同傳輸長度并發(fā)生干涉。干涉儀兩邊不同產生的群時延用τI(tη是一個常量，它的數(shù)值取決于光電探測器的靈敏度。干涉雙臂它的群時延一般很小。下面推導由泰勒展開式把相位關于時間t的函數(shù)展開，就可以得到下式。?(t)??(t?τ)=2π(?τ)忽略二階及其以上的高階項，進一步簡化得到u(t上面的式子當且僅當τ2v(t)di?1v(t)d圖1.4光頻獲取先歸一化處理，將得到的信號與振幅相處運算。以此利用信號的差分把光學頻率轉化為振幅的變化uNduN最后，激光器的協(xié)調速率γ(t)我們可以用如下公式計算： γ(t通過上式出的協(xié)調率積分，就可以獲得瞬時光頻率之于開始的激光器的輸出頻率的變化量 Δv(上面的推導在如下條件下進行： τ2v條件為在輔助干涉儀雙臂時延小，或者在掃頻速度不高的時候進行。采樣間的為上面推導得出的。硬件補償受限于測試距離[8]，但是物理結果簡單，處理數(shù)據(jù)邊界，分表率高，也是當今學者研究的對象和方法之一。1.4高頻低電壓信號概述高頻信號我們一般指代的是頻率3MH至300GHz之間的電磁波。高頻電路也就是無線電電路。一個導體如過能有高頻電流，就能向空間輻射電磁，高頻率的電流稱為載波電流，使用載波電流讓電磁，可以達到電磁波向空間發(fā)射?？萍嫉难该桶l(fā)展，讓電子設備和一起廣泛應用，電磁環(huán)境變得越來越復雜，特別是一些高強度的電磁脈沖對現(xiàn)有電子系統(tǒng)影響較大，這就需要我們對高頻信號了解和研究，相比于低頻信號，高頻信號能提供較高的帶寬，它對應的是更大的頻率范圍。帶寬越高，說明能傳送的數(shù)據(jù)量越多，從而支持數(shù)據(jù)速率越高、媒體內容越豐富的速率也就越高。高頻訊號在無線傳輸中相對于同功率下的低頻訊，傳輸距離損耗更小，可以更好的穿透障礙物，突破遮擋，減少由于多徑傳播而造成的干擾，使傳送質量保持得更好。與低頻訊號相比，高頻訊號的辨識度、辨別力更強，抗干擾性更佳。高頻信號的較短波長使其對外界電磁干擾和噪聲的影響較小，可通過調制和編碼技術進一步提高抗干擾性。無線通信需要在有限的頻譜資源上實現(xiàn)多用戶同時傳輸。高頻信號占用較小的頻譜資源[2]，可以支持更多用戶和更高的頻譜利用率，提高無線通信系統(tǒng)的容量。我們在軍事航空以及無線網絡等領域，高頻信號的性能對整個通信系統(tǒng)的流暢運作起到至關重要的關系低電壓低至幾毫伏的信號容易淹沒在各種噪聲中，信號不易被檢測和感知。但在現(xiàn)代科學下，低電壓這種微弱信號檢測有著至關重要的地位，它在各個領域應用都十分廣泛，通信和雷達領域，低電壓的信號檢測和接收十分重要，它可以提高雷達的探測和信息傳輸?shù)目煽啃?，在農業(yè)領域，常被用來檢測農作物生長和防范災害。常見的低電壓信號處理通常由兩種方式，一種是消除和抑制信號中帶有的噪聲，把處理后的噪聲作為特征信號分析，我們常用小波去噪，自適應濾波，分解信號等方法。另一種是用特定噪聲提取有用信號，隨機共振是一個典型的例子，利用非線性系統(tǒng)實現(xiàn)信號和噪聲之間的協(xié)作作用，得到的輸出信號與輸入的低電壓信號有相同的周期性，完成信號和噪聲之間的匹配，從而實現(xiàn)對低電壓信號的處理。為了從噪聲中提取我們想要的低電壓信號，設計的電路一般要考慮抗干擾能力，要設計合理的放大電路。高頻信號和低電壓信號的組合這對信號的研究有了更深的要求，這需要結合噪聲建模、信號處理、電磁學等理論來進行分析，精密設計硬件和設備。1.5本章小結本章闡述光纖感應。OFDR所具有的獨特優(yōu)勢是通過光頻域反射技術與OTDR技術對光纖中出現(xiàn)的散射引出光頻段的反射技術的比較而得到的。。我們對激光器非線性的輸出導致的調諧效應影響進行推導，其次在此基礎上針對非線性效應進行抑制。同時介紹了在本次系統(tǒng)出現(xiàn)的高頻低電壓信號，要根據(jù)硬件方法進行闡述實驗模型和理論推導。

第二章單門限和雙門限整形電路理論2.1OFDR非線性掃頻信號分析前面我們介紹了OFDR系統(tǒng)非線性掃頻的硬件補償方法，即搭建一條輔助光路，對輔助光路的信號進行采集，經理論推導經輔助干涉儀補償后的信號，可以抑制系統(tǒng)的非線性效應。圖2.1硬件補償系統(tǒng)圖圖2.1為OFDR的實驗系統(tǒng)配置進行描述。光源為可掃頻激光源(TunableLaserSource,TLS)，首先光源輸出調頻連續(xù)波信號后經過一個1：99耦合器，以致于來自TLS的光經OC1(OpticalCoupler,OC)分別進入輔助干涉儀和主干涉儀(MI)，其中1%的光被發(fā)送到結構為MZI的輔助干涉儀，該干涉儀為信號采集卡(Dataacquisitioncard,DAQ)提供外部時鐘(Externalclock,EXT-CLOCK)，以實現(xiàn)對MI的頻率重采樣。99%的光經過結構同為MZI結構的主干涉儀。光再經過OC4(5:95)進一步分離，其中5%的光經偏振控制器輸出用作參考光，95%的光經過環(huán)形器進入FUT以完成光纖應變傳感。后向瑞利散射光與來自MI參考路徑的參考光在耦合器OC5中發(fā)生拍頻，再通過偏振分集接收裝置消除瑞利散射返回光的偏振衰落效應。然后通過平衡增益光電探測器(BPD)對拍頻信號進行檢測。最后，電信號被發(fā)送到DAQ，通過計算機處理DAQ獲取的數(shù)據(jù)。要實現(xiàn)采集卡對信號的采樣，需要將光電探測器轉換的電信號轉化為數(shù)字信號，經過測試如圖2.2所示，連接系統(tǒng)，未通光，系統(tǒng)本身具有一個幾十赫茲的底噪，圖2.2OFDR硬件連接未通光系統(tǒng)底噪這可能是因為系統(tǒng)本身如示波器，光纖，和各種線纜所帶來的影響。在通光未進行掃頻后，如圖2.3所示，將會有一個大于200HZ的噪聲。圖2.3OFDR系統(tǒng)通光為掃頻系統(tǒng)底噪這此噪聲變大了，可能是加上了激光源帶來的英雄，我們使用不同的頻率進行掃頻得到光信號，在經過光電探測器轉換，得到如下信號如圖2.4所示，這是一個在1MHZ到2MHZ左右的高頻信號，信號幅值在-0.6mV到+0.6mV之間。圖2.4光電探測器輸出信號根據(jù)測試所知，系統(tǒng)本身帶有一個高頻信號噪聲，我們可以設計濾波電路來進行濾除，但是OFDR激光器是非線性掃頻[1]，頻率本身的變化會對濾波器的性能有影響，這是一個復雜的問題，對于不同的濾波電路，硬件設備有不同的影響。當信號頻率偏離濾波器的設計參數(shù)時，其通帶增益可能下降，導致有效信號衰減，而阻帶抑制能力也可能減弱，使得原本應被濾除的噪聲或干擾成分混入輸出信號，降低系統(tǒng)的信噪比。如若在截止頻率附近，不同頻率的變換它們之間的延遲可能引起信號失真，如果對精度有要求，要考慮穩(wěn)定性等因素。系統(tǒng)的前端有用信號是一個高頻信號[3]，這對我們電路所要選擇的芯片以及電容電阻有要求，要滿足高帶寬，檢測毫伏級別的信號可能會出現(xiàn)判別不精等問題，我們需要加入放大電路進行放大[6]。2.2三種整形電路理論在電子電路的設計與實驗研究中，各種波形信號是不可或缺的關鍵組成部分。工程實踐中常用的試驗信號包括在系統(tǒng)試驗、過程控制和數(shù)字處理等領域具有廣泛應用價值的正弦波、方波、三角波和鋸齒波等多種形式。通常需要對原始訊號進行必要的轉換處理以滿足實際的工程需求，例如在電壓-電流之間實現(xiàn)互相轉換，或是將模擬電壓量轉換成脈沖頻率訊號與之成比例等。這些信號轉換過程是連接傳感器、執(zhí)行機構與數(shù)字處理系統(tǒng)的關鍵環(huán)節(jié)。我們要進行OFDR技術的頻率重采樣，將輔助干涉儀得到的信號作為高速采集卡的觸發(fā)源。那么我們必須將光電探測器得到的電信號轉換為可以進行采樣的方波數(shù)字信號。這就要用到我們的整形電路了。本章將重點闡述整形電路的組成原則，工作原理以及主要的技術指標。電壓比較器的輸出電壓uo與輸入電壓uI的函數(shù)關系uo=f(uI)一般用曲線來描述，稱為電壓傳輸特性。輸入電壓uI是模擬信號，而輸出電壓uo只有兩種可能的狀態(tài)，不是高電平UOH,就是低電平UOL,用以表示比較的結果。使uo從UOH躍變?yōu)閁為了正確畫出電壓傳輸特性，必須求出以下三個要素：輸出電壓高電平和低電平的數(shù)值UOH和UOL;閾值電壓的數(shù)值UT;當uI變化且經過UT時，uo躍變的方向，即是從UOH躍變?yōu)殡妷罕容^器是最簡單的模/數(shù)轉換電路，即從模擬信號轉換成一位二值信號的電路。它的輸出表明模擬信號是否超出預定范圍，因此報警電路是其最基本的應用[9]。2.5(a)在對比較器電路中，絕大多數(shù)集成運放要么處于開環(huán)(即沒有引入反饋)，要么只引入如圖2.5(A)、(B)所示的正反饋；圖2.25(b)中的回路是電阻網；這是基本的出發(fā)點，來判斷電路是不是電壓比較器對于理想的運放，由于差模增益無窮大，輸出電壓將達到正的最大值或負的最大值，即輸出電壓與輸入電壓不再是線性關系，只要同相輸入端與反相輸人端之間存在無窮小的差值電壓，稱集成運放工作在非線性工作區(qū)，其電壓傳輸特性見圖2.5(c)。圖2.5非線性區(qū)電路特性及傳輸特性運放工作情況理想運放工作在非線性區(qū)的兩個特點是：(1)若集成運放的輸出電壓uo的幅值為±UOM,則當up<uN時uo=+UOMuo=-U(2)由于理想運放的差模輸入電阻無窮大，故凈輸人電流為零，即iP電路只有一個閾值電壓，輸入電壓uI逐漸增大或減小過程中，當通過UT時，輸出電壓uo產生躍變，從高電平UOH躍變?yōu)榈碗娖経OL,或者從UOL躍變?yōu)?.2.1單限比較器過零比較器，如名字一般，其閾值電壓UT為0V。電路如圖2.6(a)所示，集成運放開環(huán)狀態(tài)工作的集成運算放大器，它的輸出電壓只有+UOM或-UOM。當輸入電壓u1<0V時，UO=+UOM;當u1>0V時，UO=-UOM。所以如圖2.6(b)所示，表示過零比較器的電壓傳輸特性。分析可知想獲得uo圖2.6電壓比較器及電壓傳輸特性2.2.2滯回比較器電路有兩個閾值電壓，輸入電壓u1從小變大過程中使輸出電壓uO。產生躍變的閾值電壓UT1,不等于從大變小過程中使輸出電壓uO產生躍變的閱值電壓圖2.7電壓比較器電壓傳輸特性例舉單限比較器在實際應用中存在顯著的抗干擾能力不足的問題。這一局限性源于其工作原理：當輸入電壓接近閾值電壓時，任何微小的電壓變化，無論是有效輸入信號的變化亦或是外界干擾信號都可能導致輸出狀態(tài)的躍變。雖然這種特性賦予了單限比較器較高的靈敏度，但也使其在噪聲環(huán)境下容易產生誤動作。具體而言，由于單限比較器僅具有單一的閾值電壓點，缺乏滯回比較器所具有的噪聲容限機制。滯回比較器具有滯回特性，即具有慣性，因而也就具有一定的抗干擾能力。從反相輸入端輸入的滯回比較器電路如圖2.8(a)所示，正反饋是滯回比較器的一大特點。圖2.8滯回比較器及其電壓傳輸特性從集成運放輸出端的限幅電路可以看出，uO=±UZ。集成運放反相輸入端電位uNuP=R1R1令uN=uP,給出的±UT=±R2.2.3窗口比較器圖2.9(a)所示為一種窗口比較器，外加參考電壓URH>URL,電阻R1圖2.9窗口比較器及其電壓傳輸特性當輸入電壓uI大于URH時，必然大于URL,所以集成運放A1的輸出uo1=+UOM,A2的輸出uo2=-UOM，使得二極管D當uI小于URL時，必然小于URH,所以A2的輸出uo1=-UOM,A2的輸出uo2=+UOM。因此D當URL<uI<URH時，uo1=uo2=-UOM,所以URH和URL分別為比較器的兩個閾值電壓，設URH和U2.2.3比較器的分析通過對上面三種電壓比較器進行了分析，得出如下結論：集成運放多工作于非線性區(qū)，可據(jù)此識別電路是電壓比較器電路的顯著特征；它的輸出電壓只有兩種可能的情形：高電平與低電平。輸出電壓與輸入電壓的函數(shù)關系用一個常用的電壓傳輸特性來描述，通常為電壓傳輸特性，電壓傳遞特性的三個要素是輸出電壓的高低電平時，閾值電壓的躍變方向，輸出電壓的跳變方向是電壓傳輸特性的高低電平。輸出電壓的高、低電平取決于限幅電路；令uP=uN所求出的uI就是閾值電壓；uI電壓比較器重要的是輸出電壓和輸入電壓之間的函數(shù)關系，稱為電壓傳輸特性。主要從以下因素來分析。輸出電壓，它是產生高低電平輸出的因素，輸入電壓，產生躍變的原因。輸入電壓是反相輸入還是同相輸入，對于運放的一體化有影響。2.3本章小結本章對三種典型電壓比較器的基本原理與工作特性進行了系統(tǒng)闡述。單限比較器采用單一的閾值電壓，當輸入信號跨越該閾值時，輸出狀態(tài)發(fā)生躍變。窗口比較器通過設置高、低兩個閾值電壓構成電壓檢測窗口，其輸出響應特性表現(xiàn)為：在輸入電壓單調變化過程中，當輸入電壓依次穿越高閾值和低閾值時，將引發(fā)兩次輸出狀態(tài)轉換。滯回比較器基于正反饋機制形成滯回特性，其具有兩個不對稱的閾值電壓（正向閾值和負向閾值，但輸入電壓單向變化時僅產生一次輸出躍變，該特性有效抑制了噪聲引起的誤觸發(fā)，顯著提升了系統(tǒng)的抗干擾能力。

第三章單門限和雙門限整形電路設計3.1單門限比較器設計3.1.1單門限比較器的實現(xiàn)本次制作的電路框圖如下所下圖3.1所示圖3.1過零比較器的流程圖具體的電路原理如下：在實用電路中為了滿足負載的需要，常在集成運放的輸出端加穩(wěn)壓管限幅電路，為了限制集成運放的差模輸入電壓，保護其輸入級，可加二極管限幅電路，如圖3.2所示。圖3.2比較器的保護電路從而獲得合適的UOL和UOH,圖3.1.2中R為限流電阻，兩只穩(wěn)壓管的穩(wěn)定電壓均應小于集成運放的最大輸出電壓UOM。設穩(wěn)壓管DZ1的穩(wěn)定電壓為UZ1,DZ2的穩(wěn)定電壓為UZ2;DZ1和DZ2的正向導通電壓均為UD。當u1<0V時，由于集成運放的輸出電壓uo,=+UOM,使DZ1工作在穩(wěn)壓狀態(tài)，DZ2工作在正向導通狀態(tài)[11]，所以輸出電壓u0=U0H=+(UZ1+UD)圖3.3比較器的限幅電路限幅電路的穩(wěn)壓管還可跨接在集成運放的輸出端和反相輸入端之間，如圖3.1.3所示。假設穩(wěn)壓管截止，則集成運放必然工作在開環(huán)狀態(tài)，輸出電壓不是+UOM,就是-UOM;這樣，必將導致穩(wěn)壓管擊穿而工作在穩(wěn)壓狀態(tài)，DZ構成負反饋通路，使反相輸人端為“虛地”,限流電阻上的電流iR等于穩(wěn)壓管的電流iz圖3.4穩(wěn)壓管接在反饋通路上圖3.4所示電路的優(yōu)點有二：一是因為綜合運放的凈輸入電壓和凈輸人電流近似為零，對輸入級起到了保護作用；二是由于集成運放未運行到非線性區(qū)域[12]，其內部晶體管在輸入電壓過0時時，無需由截面逐漸進入飽和區(qū)，也無需由飽和區(qū)逐漸進入截面，故在圖3.4和圖3.5中應注意到輸出電壓變化速度的提高。限流電阻R的阻值需要根據(jù)穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓電流和最大穩(wěn)定的電流來決定，使穩(wěn)壓管既工作在穩(wěn)壓狀態(tài)又不至于因電流過大而損壞。圖3.5示為一般單限比較器，UREFuN=R1圖3.5單限比較器及電壓傳輸特性令uNUT=?R2當u1<UT時，uN<uP,所以uo,=+UOM,u0=UOH=+UZ;當u1>UT時uo只要改變參考電壓的大小和極性以及電阻R1和R2的阻值，就可以改變閾值電壓的大小和極性。若要改變u1經過UT想要分析電壓傳輸特性時，可以研究集成運放輸出端所接的限幅電路來確定電壓比較器的輸出低電平UOL和輸出高電平U0H分別求出集成運放同相輸入端uP端電位uN的表達式，令uN=uP,解得的輸人電壓就是閾值電壓UT。同時uo在u1過UT.時的躍變方向取決于u1作用于集成運放的哪個輸入端[13]。當u1從反相輸入端(或通過電阻)輸入時，u1<UT模擬電路不便于識別太復雜的信號，考慮到信號具備為了提高檢測精度，就需要對喚醒信號進行放大。具體的原理圖下表示圖3.6過零比較器框圖3.1.2集成運放電路的選擇運算放大器因其卓越的信號處理能力，最初被廣泛應用于各類模擬運算電路，包括比例運算、求和運算、差分運算、積分運算以及微分運算等，故而得名"運算放大電路"。隨著集成電路技術的發(fā)展，集成運算放大器憑借其優(yōu)異的性能指標（如高增益、低噪聲）、低廉的成本優(yōu)勢，以及集成電路內部元件參數(shù)的高度匹配特性，已逐步取代傳統(tǒng)分立元件構成的放大電路。目前，集成運放已成為模擬信號處理與生成電路的核心器件，廣泛應用于各類電子系統(tǒng)中?？v管β值較大，橫管耐壓能力較高；對電阻的阻值、電容量的限制有一定程度的規(guī)定；以及諸如互補式MOS電路的制作方便等特性。這些特點使得集成放大電路由于硅片上不能做大電容，因此集成運輸和傳輸都采用直接耦合的方式，因此在結構上與分立元件放大電路有很大的區(qū)別。制作集成電路的形式不同，只是所用的掩模不同，元器件的增加并沒有增加制造過程，因此，在集成運輸中大量采用元件對稱性的各種差也就是說，電路的復雜化并不會使工藝過程復雜化，因此，為了達到提高各方面性能的目的，集成運放允許采用復雜的電路形式。由于制作工藝不同，在集成運放中經常采用復合形式，以獲得各方面的優(yōu)異成績，所以由于制作晶體管和場效應管的性能差別很大。運放電路由輸入級、中間級、輸出級和偏置電路四部分組成，如圖3.7所示。它有兩個輸入端和一個輸出端，圖中所標uP、uN、圖3.7集成運放電路框圖運算放大器的輸入級作為信號處理的首要環(huán)節(jié)，其性能直接影響整個放大電路的工作特性。目前普遍采用差分輸入結構，該結構通過提取兩個輸入端的電位差作為有效輸入信號，從而顯著抑制共模干擾和零點漂移現(xiàn)象。例如,當系統(tǒng)存在0.05V的直流偏置誤差時，差分輸入方式通過比較2V和4V的差值（2V），可有效消除該共模誤差的影響，而單端輸入結構則無法實現(xiàn)這一優(yōu)勢。現(xiàn)代運放輸入級通常采用對稱的BJT、JFET或MOSFET差分對管構成，這種對稱拓撲結構不僅提高了電路的共模抑制比（CMRR），還能優(yōu)化輸入阻抗、噪聲性能等關鍵指標。差分放大器的核心優(yōu)勢在于其優(yōu)異的共模信號抑制能力和高輸入阻抗特性，這使其成為模擬集成電路設計的首選方案。中間級是以使集成運放大能力較強為目的的全放大電路的主放大器，多采用共射或共源放大回路，是整個放大電路的作用。而且為了提高電壓放大倍數(shù)，為了恒流源做集電極負載，往往采用復合管作為放大管?？梢蕴峁┹^高的電壓放大倍數(shù)。輸出級要有輸出電壓的線性范圍，輸出部分不同于輸入部分，要求電阻小，這樣就可以增強輸出的帶負載能力?；パa式輸出電路多用于集成運放的輸出級。偏置電路是用來在各級放大電路中設置集成運放(或發(fā)射極、漏極、源極)，以一個適當?shù)募姌O(或一個發(fā)射的電極、一個漏電的電源)來確定合適的靜態(tài)工作點。可以為各級電路提供合適的電流來工作，無論外部怎么設置偏置，偏置電流都是不變化的。同時，電源電流也不會因為供電電壓而變化[23]。集成運放有同相和反相輸入端，如圖3.8的(a)所示。集成運算放大器是指它的技術參數(shù)比較適中，可滿足大多數(shù)情況下的使用要求，舉止差分放大電路的零點漂移現(xiàn)象，同時具有高增益、高輸入阻抗、低輸出阻抗、極好的共模抑制比和帶寬等特點，；有單電源供電和正負雙電源供電之分。集成運放的輸出電壓uO與輸入電壓(即同相輸入端與反相輸入端之間的電位差)(uP-uN)之間的關系曲線稱為電壓傳輸特性，即于正、負兩路電源供電的集成運放，電壓傳輸特性如圖3.8(b)所示。圖3.8可以看出集成運放分為線性區(qū)和包。電壓放大倍數(shù)為線性區(qū)的曲線斜率；如若在非線性區(qū)，那么只有+UOM在實際的應用中，運算放大器的整體電路不會被劃分如此精細。有一些電路的輸入級和中間級為了需求結合在一起。各級之間相互影響，并不是割裂的關系，一起來決定運放的整體性能圖3.8運放電路特性由于集成運放放大的是uP和uN之間的差值信號，稱為差模信號，且沒有通過外電路引入反饋，故稱其電壓放大倍數(shù)為差模開環(huán)放大倍數(shù)，記作Aod,因而當集成運放工作在線性區(qū)時uO=Aod(uP-uN)運算放大器在實際應用中通常采用閉環(huán)工作模式，此時系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析成為關鍵設計考量。由于運算放大器的高開環(huán)增益特性，當構成閉環(huán)系統(tǒng)時可能引發(fā)相位裕度不足等問題，導致系統(tǒng)出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。因此，在進行運放電路設計時，可以頻率補償?shù)仁侄蝸泶_保閉環(huán)系統(tǒng)在所有工作條件下都能保持穩(wěn)定。運放的輸出電壓幅值與輸出電流能力需根據(jù)負載電阻的阻值進行匹配設計。當驅動特定負載時，輸出電流需求必須處于運放的額定輸出能力范圍內，否則將導致輸出波形失真或器件過載。在實際電路設計中，需綜合考慮運放的輸出驅動能力、電源電壓限制以及負載特性等因素，以確保系統(tǒng)正常工作。也要考慮到它們對頻率參數(shù)的影響，對于容性負載或感受性負載而言。常對放大、運算等模擬信號的處理提出準確度要求；如比較電壓，反應時間常被提出，要求靈敏度高。運算放大器的開環(huán)差模增益Aod的選型需綜合考慮多項關鍵性能參數(shù)：首先，靜態(tài)特性參數(shù)包括輸入失調電壓Uio及其溫漂系α、輸入失調電流IIO及其溫漂系數(shù)（α_IIO），這些參數(shù)直接影響電路的直流精度；其次，動態(tài)特性參數(shù)如轉換速率SR決定了器件的大信號響應能力。運放的電源電壓根據(jù)所能提供的電源選擇；選擇運放的功耗等等，根據(jù)能耗有沒有限制。我們在選擇運放圖3.9OPA820原理圖它的帶寬可到達幾百MHZ。我們首先對信號進行一個放大。放大后的電壓VO與輸入端電壓V V0=1+R其中Rf為輸出端的負載電阻，R對于比較器的選擇我們挑選帶寬大，輸出高的芯片，這里選擇TLV3601，部分芯片的芯片手冊如圖所示并無標注帶寬，但是我們可以從響應時間TP進行分析,帶寬F與T F=1TP (3-圖3.10TLV3601原理圖3.1.2濾波電路選擇電路設計中，基于不同應用有著許多不同種類的濾波器，但它們的基本理念都是一致的，那就是移除不必要的信號。對于我們索要測試的信號，本身帶有一個幾百KHZ的底噪，我們可以加入濾波電路。濾波器的種類分為兩大類：無源濾波器與有源濾波器。有運放即有源濾波，無源即無源。電路設計中有很多不同種類的濾波器是基于不同的應用而設計的，但它們的基本理念都是相同的，即把不需要的訊號去掉。有源濾波器由集成運放和R、C兩部分組成，同時具有無源和有源兩種器件稱為有源濾波電路。有源RC濾波為主要形式，又稱電子過濾器。主要能提高增益及帶載能力，也有體積小、重量輕的缺點，不用電感。高壓大電流的負載不宜采用有源濾波器，在信號處理中經常使用。有源濾波電路的負載并不影響濾波特性，所以在對信號處理有較高要求的場合中經常使用到濾波電路的負載。一般由RC網絡和集成運放組成有源濾波電路，所以必須采用在直流電源供電適宜、且可作放大的情況下才能使用。受限于運算放大器固有的增益帶寬積參數(shù)，由其構成的有源濾波器存在明顯的高頻局限性。具體而言，當工作頻率接近運放的截止頻率時，開環(huán)增益急劇下降，導致濾波器的高頻特性惡化。這一物理限制使得傳統(tǒng)有源濾波器的工作頻率范圍通常難以突破MHz量級，在需要處理高頻信號的場合往往需要采用LC無源濾波器或其他寬帶放大方案作為補充。無源濾鏡主要是由R.L.C.組成的無源過濾器。主要的濾波方式包括電容濾波、電感濾波以及復合濾波（如倒L型、LC濾波、LC—π型濾波和RC—π型濾波等）。結構簡單，設計方便，價格便宜，有源濾波器比無源濾波器造價高出3倍以上，無源濾波器技術成熟，安裝后不需要直流供電，基本可以免維護，可靠性非常高，是目前市面上較為流行的一種無源濾波器。缺點是帶載能力較差，無放大作用，特性不理想，邊沿不陡，各層次相互影響，其通帶放大倍數(shù)及其截止頻率隨負載而變化，因此對信號處理要求較高的場合不適用于帶載放大倍率(電感L較大時濾波器的體積和重量都比較大，在低頻域中有能量損失的信號在通帶中不適用于帶載放大倍率負載效果比較明顯，容易產生電磁感應的是電感元件的使用我們使用RC濾波器來進行制作，他的截止頻率F為下式 F=12piRC (3-3.2雙門限比較器的設計3.2.1雙門限比較器的實現(xiàn)通過上面的理論了解到單門限比較器的輸入電壓在比較的時候很容易受到影響。如果輸出電壓在零點附近，那么輸出電壓就很容易判別不準，導致空翻現(xiàn)象，如果這是在工業(yè)系統(tǒng)中，那么就很容易出現(xiàn)差錯，這時候就要引入滯回比較器了，它加入的正反饋也帶來了抗干擾能力的提升。遲滯比較器是一種能夠對噪聲有明顯抑制效果的比較器結構。輸出電壓在輸入電壓uI,等于閾值電壓時是如何變化的呢?在集成運放為理想運放的情況下，假設uI<-UT,那么uN一定小于uP,因而uO=+Uz所以uP=+UT;只有當輸人電壓uI增大到+UT,再增大一個無窮小量時，輸出電壓uO才會從+Uz躍變?yōu)?Uz。同理，u1>-UT,那么uN一定大于uP,而uO=?Uz，所以uP=-UT;只有當輸人電壓u1減小到-UT,再減小一個無窮小量時，輸出電壓uO才會從-UZ躍變?yōu)?UZ?？梢?，uO從+UZ躍變?yōu)?UZ和uO從-UZ躍變?yōu)?+UZ的閾值電壓是不同的，電壓傳輸特性如圖2.3.2所示。從電壓傳輸特性曲線上可以看出，當-UT<uI<+UT,時，uO可能是+UZ,也可能是-UZ。如果u1是從小于-UT的值逐漸增大到-UT<uI由于實際集成運算放大器的開環(huán)差模增益Aod為有限值，其輸出電壓uO達到正向或負向飽和值±UZ的條件需要滿足：差模輸入電壓必須超過臨界閾值。uO在從+UZ變?yōu)?UZ或從-UZ變?yōu)?UZ的過程中，隨著uI的變化，將經過線性區(qū)，需要一定時間。滯回比較器中引入了正反饋[14]，加快了uO的轉換速度。例如，當uO=+UZ、uP=+UT時，只要u1略大于+UT足以引起uO的下降，就會產生如下的正反饋過程：即uO的下降導致uP滯回比較器的閾值電壓平移可通過在基準端施加參考電壓實現(xiàn)。具體而言，將電阻R1的接地端接入參考電壓UREF,（而非直接接地），可使電壓傳輸特性曲線沿橫軸產生整體偏移。如圖3.2.1(a)所示，當UREF為正時，特性曲線向右平移；圖3.11滯回比較器(具有參考電壓型)令uN=uUT1=R2R1UT2=R2R1兩式中第一項是曲線在橫軸左移或者右移的舉例了，當UREF>0V時，圖2.2.3所示電路的電壓傳輸特性如圖b所示，改變UREF圖3.12滯回比較器原理圖3.2.2集成運放電路的選擇由于前端的信號微弱，我們要進行雙門限(滯回)比較器的設計需要兩個門限值，過低的信號可能導致判別不精同時也無法設計閾值，我們要將信號放大幾十倍甚至是幾百倍。同時要調節(jié)閾值，使方波的占空比接近50%，這里我們使用雙路運放。雙路運放是模擬電路中的一個重要結構，一個雙路運放中封裝著兩個獨立的運算放大器，可以使設計節(jié)省電路板空間，同時提高系統(tǒng)的集成度。它的兩個運放共享電源的引腳，相較于單運放，在性能和靈活性之間有著更好的平衡。雙路運放的輸入及，增益級和輸出級完全獨立，可以保證通道隔離度。這里我們選擇NE5532DR，如圖3.13所示圖3.13NE5532原理圖內部的兩個單獨運算放棄器，我們稱為U1和U2，有著完全相同的特性，我們可以單獨或者級聯(lián)使用，在這里我們使用一個運算放大器U1來進行信號的放大，使用U2來進行門限即閾值的增大或減少。對于比較器，我們這里選用TLV3501如圖所示比較器的制作。TLV3501的帶寬可到100MHZ，與實驗所購的模塊可以一個對比。圖3.14TLV3501原理圖3.3單雙門限整形電路共通的設計問題我們由于運放需要雙電源供電，由于實驗室條件，我們使用電荷泵TPS60400來進行正負電源的轉化，如圖3.1.5所示，構建完整的直流/直流電荷泵逆變器只需要3個1μF的外部電容器。整個逆變器采用5引腳SOT23封裝，可以構建在50mm的電路板面積上。通過用集成電路取代啟動至負載通常所需的肖特基二極管，可以進一步減小電路板面積并減少組件數(shù)。圖3.15電荷泵應用同時我們在電源附近也加入電容濾波。電容的作用主要是存儲電荷。我們都知道在電源中要加電容濾波，通常會在每個芯片的電源腳放置一個0.1μF的電容去耦。然而，有些板子芯片的電源腳旁邊的電容是0.1μF，有些是0.01μF，這其中是有講究的。理想的電容只是一個電荷的存儲器，即C。但實際制造出來的電容并非如此簡單。電容的等效串聯(lián)電感ESL由電容的制造工藝和材料決定。實際的貼片陶瓷電容，ESL從零點幾nH到幾個nH不等，且封裝越小ESL就越小[19]。影響電容濾波曲線特性的是電容的品質因素Q，其計算公式為Q=1/ωCESR。想要平坦的曲線，那么ESR的值就必須大，同時Q就越??；反之，想要尖銳的缺陷，ESR的值就必須小，同時Q就越大。鉭電容和鋁電解電容具有較低的等效串聯(lián)電感ESL，但相對較高的等效串聯(lián)電阻ESR。這一特性使其在較寬的頻率范圍內（通常從kHz到MHz頻段）都能保持有效的濾波性能。因此，這類電容器特別適用于電源前級的板級濾波應用，可有效抑制中低頻段的電源噪聲。也就是說，在DC/DC或者LDO的輸入級，常常用較大容量的鉭電容來濾波。我們靠近芯片的地方會放幾個10μF和0.1μF的電容來去耦這些電容一般稱為去耦電阻[7]，因為陶瓷電容有很低的ESR。第四章高頻低電壓信號整形實驗4.1單門限比較器整形測試4.1.1TLV3501高頻低電壓正弦波測試實驗系統(tǒng)的搭建如圖4.1.2所示。我們使用信號發(fā)生器，直流穩(wěn)壓電源，示波器進行測試，首先使用TLV3501模塊，實物模塊如圖4.1所示。圖4.1已購TLV3501比較器模塊使用BNC轉SMA線材進行連接，電源我們調制5V。實驗系統(tǒng)如圖4.2所示.圖4.2實驗系統(tǒng)演示示波器選擇不同的頻率進行測試，信號幅值為-6mV到+6mV。由于TLV3501是現(xiàn)成的模塊，我們將他設為對照實驗。調節(jié)電位可以調節(jié)比較的閾值。由于毫伏級別的信號實在過于微弱，無法達到此精度，我們使用-1V到+1V，頻率不同的正弦波信號進行測試，測試結果如下圖4.3所示。圖4.3從左到右1M,2M,5M,10M,15M,20M測試波形對數(shù)據(jù)進行統(tǒng)計，結果如下:表4.1TLV3501不同正弦波整形占空比頻率占空比2MHZ48.0%5MHZ47.5%10MHZ47.0%15MHZ48.5%20MHZ48.8%占空比結果在47%至48.8%，接近理想方波（50%），波動較大，但是整形效果較好，在10M以后信號開始出現(xiàn)不平滑的結果。測試頻段覆蓋了中高頻段，占空比未隨頻率升高而呈現(xiàn)單調變化，在47%-48.8%之間小幅波動。占空比偏差在3%之間，說明效應速度快，能處理高頻信號。4.1.2TLV3501高頻低電壓三角波和隨機噪聲測試三角波測試如圖4.1.3所示，隨機噪聲如圖4.4所示。圖4.4從左到右500KHZ,1MHZ方波整形統(tǒng)計結果如下：表4.2TLV3501不同三角波整形占空比頻率占空比1MHZ45%500KHZ45%信號在500KHZ和1MHZ在中低頻段。45%的占空比低于顯著理想值50%，無頻率理想性。與如上的正弦波結果相比，我們可以認為輸入的波形類型對于整形結果是由影響的。三角波整形時占空比下降，可能是因為TLV3501模塊對三角波斜率變化的響應差異。使用隨機噪聲進行測試，波形如圖4.1.5所示。4.5TLV3501隨機噪聲整形統(tǒng)計如下：表4.3TLV3501隨機噪聲整形占空比頻率占空比15MHZ32.1%已經看不出完整的波形了，噪聲對于比較器的影響較大，無法準確判別。同時15MHZ的高頻信號加劇了比較器的響應延遲差異，更加惡化了占空比結果?？乖肼暷芰τ邢?，若需要處理噪聲信號，我們應該選擇更魯棒的信號調理方案。4.1.3TLV3601濾波放大調試實驗我們自制的TLV3601模塊，實物如下圖4.6所示圖4.6自制TLV3601模塊使用信號發(fā)生器，直流穩(wěn)壓電源，示波器進行測試，使用BNC轉SMA線材進行連接，電源我們調制5V,系統(tǒng)搭建如上圖所示。示波器選擇不同的頻率進行測試，設定信號1MHZ，信號幅值為-6mV到+6mV。使用TLV3601接入進行測試，發(fā)現(xiàn)并無波形，如圖4.7所示圖4.7TLV3601測試波形將示波器表筆接到電源兩端，如圖4.8所示，發(fā)現(xiàn)供電正常圖4.8TLV3601供電測試將示波器黑表筆與電源共接，紅表筆接到放大器后電路，發(fā)現(xiàn)放大波形正常如圖所4.9所示。圖4.9TLV3601模塊前級放大波形將RC濾波電路的電容卸下?lián)Q成電阻，發(fā)現(xiàn)可以正常實現(xiàn)整形功能。這很有可能是電容的阻抗過低導致。電容的容抗變得極小，若電容值過大或頻率過高，將電路短路，信號被電容旁路到地，無法傳遞到后續(xù)電路。4.1.4TLV3601高頻低電壓正弦波測試使用不同頻率正弦波進行測試，波形如4.10所示圖4.10從左到又1M,2M,5M,10M,15M,20M測試波形測試結果如下：表4.4TLV3601不同頻率正弦波整形占空比頻率占空比2MHZ52.0%5MHZ52.0%10MHZ52.0%15MHZ52.1%20MHZ52.8%占空比結果在52.0%至52.8%，接近理想方波（50%），但存在輕微偏差。在2MHz~15MHz時占空比穩(wěn)定在52.0%~52.1%，但20MHz時上升至52.8%，說明高頻下電路對信號的處理可能受寄生參數(shù)（如電容、電感）影響，導致上升/下降沿不對稱。整體占空比偏差較?。ā?.8%），表明整形電路在寬頻范圍內表現(xiàn)良好，但需優(yōu)化高頻響應。4.1.5TLV3601高頻低電壓三角波和隨機噪聲測試使用不同頻率三角波進行測試，得到波形如圖4.11所示圖4.11從左到右500KHZ,1MHZ方波整形統(tǒng)計結果如下表4.5TLV3601不同頻率三角波整形結果頻率占空比500KHZ52%1MHZ53%與理想方波相差無幾。占空比偏差只在3%，波形接近理想方波，占空比隨頻率上升小幅升高。如正弦波一樣，系統(tǒng)存在正向偏差?？赡苁且驗槿遣ǖ纳仙?下降斜率存在微小差異。波形類型變化對此模塊影響不大。使用隨機噪聲進行測試，得到波形如圖4.12所示圖4.12隨機噪聲整形波形統(tǒng)計如下表4.6TLV3601隨機噪聲整形頻率占空比15MHZ65.9%與理想方波相差甚遠，已經看不出方波的形狀。65.9%的占空比嚴重偏離理想方波。高頻噪聲加劇了比較器的延遲差異。電路對噪聲的響應存在明顯的不對稱性。在噪聲環(huán)境下表現(xiàn)較差，直接的隨機噪聲整形噪聲導致脈沖失真嚴重。4.2雙門限滯回比較器整形測試4.2.1高頻低電壓正弦波測試自制的雙門限滯回比較器，實物如下圖4.13所示圖4.13雙門限比較器實物實驗系統(tǒng)選擇如上4.1.2所示，使用選擇不同的頻率進行測試，信號幅值為-6mV到+6mV的正弦波進行整形測試。波形如圖4.14所示圖4.14從左到右1M,2M,5M,10M整形波形統(tǒng)計如下表4.7滯回比較器不同頻率正弦整形頻率占空比1MHZ48.0%2MHZ44.8%5MHZ47.0%10MHZ47.0%由于使用的NE5532DR最高帶寬為10MHZ，這里就不使用20MHZ信號進行測試了。在1MHZ到2MHZ時，波形較大，低于理想值，在高頻段大于2MHZ時占空比表現(xiàn)穩(wěn)定，可以看出稍有波動，滯回比較器本身具有抗干擾能力。這可能和前面將毫伏級別的信號放大百倍有關系，其中的損耗太大，導致后面判別不準確。4.2.2高頻低電壓三角波和隨機噪聲測試使用不同頻率三角波進行整形，波形如圖4.15所示。圖4.15滯回比較器三角波整形波形統(tǒng)計如下表4.8滯回比較器不同頻率三角波整形頻率占空比500KHZ48%1MHZ48%三角波整形效果較好，在兩個頻段占空比表現(xiàn)一致，說明對三角波有很好的頻率穩(wěn)定性，若需更高精度，可進行小幅參數(shù)調整。相比單門限比較器，在三角波處理上展現(xiàn)出更好的穩(wěn)定性。使用隨機噪聲進行測試，波形如圖4.16所示圖4.16隨機噪聲整形波形統(tǒng)計如下表4.9滯回比較器隨機噪聲整形頻率占空比10MHZ37.9%同上面兩款整形電路模塊一樣，效果很差，基本看不出來方波的樣子了。盡管滯回比較器的抗干擾能力比一般的過零比較器要好，但在高頻率下，它的表現(xiàn)仍然不佳。處理高頻隨機噪聲的能力有限。在這三款比較器中，其中最好的是TLV3601模塊，因為他的精度高，同時過零比較也是一個保守的判別方式，調節(jié)閾值總會有誤差和精度不夠等問題。信號一旦過了10M以上，在10M以上波形發(fā)生畸變，不再是明顯的方波了。在我們分析結果前必須要知道此次實驗是將高頻低電壓的信號通過整形電路變?yōu)榉讲?，首先要了解一下方波才能更好的知道結果。方波是以在極大值和極小值之間瞬間跳躍形成鋸齒狀為特征的周期性信號。這種瞬間跳變可以理解為數(shù)學上需要無限寬才能完美表現(xiàn)的無限急劇變化。當用傅立葉級數(shù)對對方波進行分析時，發(fā)現(xiàn)傅立葉級數(shù)的理想方波只包含奇次諧波分量。這是因為方波信號是一個奇函數(shù)，并且僅奇次諧波與方波的對稱性和形狀相匹配。理想方波的每一次奇諧頻為基頻的單數(shù)倍，隨著諧頻(具體為頻率的倒數(shù))的增加，其幅度逐漸減小。這一區(qū)間的下調以1/n的形式出現(xiàn)，其中n為諧號。如此的幅度分布，使得這些奇異的諧波在全部合成時，都向方波的理想形態(tài)靠攏。這些正弦波通過將無限多個奇次諧波以適當?shù)姆券B加在一起，就形成了正弦波的近似方波。合成的波形越來越接近理想的方波形狀，因為含有更多的奇次諧波。事實上，由于無限諧波序列收斂的數(shù)學性質，在每個跳變點附近的各個跳變點的附近，這種方法的產生的方波會有一個吉布斯現(xiàn)象，也就是超調和振蕩出現(xiàn)在跳變點附近。理想方波占空比的50%，是指波形在一個周期內處于高電平狀態(tài)的時間與低電平時相當?shù)闹芷趦炔ㄐ翁幱诟咚綘顟B(tài)的時期。在脈沖寬度調制(PWM)中，可以調整占空比，重要的是產生不同形狀的方波。方波是一種基本的波形，在很多領域都有它的獨到造型和應用，所以它叫作方波。它的波形直接跳變在最大值和最小值之間，形成類似方塊的形狀，這也是它的名稱由來。由傅里葉級數(shù)合成多個不同頻率的正弦波，方波可以這么理解。方波的數(shù)學表示理想的方波可以表示為無限多個奇次諧波的和，其基本頻率為f，則表示其傅立葉級數(shù)。x(t這個級數(shù)包含了所有的奇次諧波，而偶次諧波則不參與構成方波。每個諧波的振幅是其頻率的倒數(shù)，這意味著基頻分量最強，隨著頻率的增加，每個諧波的貢獻逐漸減少。我們通過實驗觀察到在10M以下波形較好，超過10M波形就開始畸變了，這本身是因為方波是正弦波疊加而成，它的奇此諧波帶寬已經接近或者超過了我們本身所用的示波器如圖4.2.5所示帶寬(100MHZ)，這也是正常的現(xiàn)象。方波內含基波和它的奇次諧波，所以它的頻譜是很有特色的。方波的頻譜表明，隨著頻率的增加，高頻分量會減少，但絕對不會徹底消失。盡管理想的方波需要無限多的頻率成分才能實現(xiàn)，但在實際應用中，只有近似的方波才能生成，所謂“方波”(found-wave)這是由于任何實際的電子裝置都不能對無限高的頻率產生或作出反應。因此，實際的方波通常只包含有限的諧波數(shù)量，這就造成了它的邊緣有一定的斜度或圓滑度，而不是完全垂直。并且在傳送時較容易出現(xiàn)高頻成分衰減的情況，也會對方波訊號的傳送效果造成影響。

第五章總結與展望5.1非技術性因素探究我們通常在實際操作前會進行仿真實驗，仿真實驗的結果和實際實驗一般有差別。本次實驗中，從選型設計到實踐除了理論及技術問題，還有許多非技術因素值得探究。我們通常在實際操作前會進行仿真實驗，在芯片選型這一點，存在各種芯片，他們有相同的功能，但是有著不同的技術指標與應用。部分芯片使用的是QNF封裝，這是一種無引腳的設計，焊盤分布在封裝四周，是一種高密度的PCB布局，通過