V某微波整流電路設(shè)計(jì)與仿真分析案例目錄TOC\o"1-3"\h\u18031某微波整流電路設(shè)計(jì)與仿真分析案例 112951.1引言 1296261.2915MHz微波整流電路設(shè)計(jì) 178171.2.1電路拓?fù)浼岸O管選擇 157251.2.2諧波抑制網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì) 5286841.2.3阻抗匹配 7250061.2.4版圖仿真 1026021.35.8GHz原理圖仿真 12引言ISM頻段是由美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)定義的工作頻段，為多個(gè)國(guó)家的通信領(lǐng)域所使用。目前射頻電路常用的工作頻段主要有中心頻點(diǎn)為915MHz的902–928MHz頻段、中心頻點(diǎn)為2.45GHz的2.420–2.4835GHz頻段以及中心頻點(diǎn)為5.8GHz的5.725–5.875GHz頻段。本文將對(duì)915MHz頻點(diǎn)的微波整流電路進(jìn)行主要研究，并將5.8GHz頻點(diǎn)的微波整流電路進(jìn)行擴(kuò)展研究，本章是對(duì)915MHz微波整流電路的設(shè)計(jì)、仿真和5.8GHz的原理圖仿真。設(shè)計(jì)的指標(biāo)為輸入功率容量達(dá)到30dBm，效率達(dá)到50%以上。915MHz微波整流電路設(shè)計(jì)電路拓?fù)浼岸O管選擇由第二章可知，微波整流電路拓?fù)渲饕O管整流電路、諧波抑制網(wǎng)絡(luò)和阻抗匹配三部分，其中二極管整流電路是整個(gè)拓?fù)涞暮诵暮完P(guān)鍵，因此先對(duì)整流電路進(jìn)行設(shè)計(jì)。常用的微波整流電路主要有串聯(lián)、并聯(lián)和倍壓三種，根據(jù)理論分析，倍壓整流電路的效率高于串聯(lián)和并聯(lián)整流電路，下面借助ADS仿真軟件可以對(duì)這三種整流電路進(jìn)行仿真試驗(yàn)。由2.1節(jié)可知，肖特基二極管的串聯(lián)寄生電阻和零偏結(jié)電容是對(duì)整流效率影響最大的參數(shù)，因此要盡量選擇Rs和Cj0較小的二極管；同時(shí)為了滿(mǎn)足功率容量的要求，二極管的反向擊穿電壓Vbr要足夠大。這里選擇Avago公司的肖特基二極管進(jìn)行仿真試驗(yàn)，該公司生產(chǎn)的整流二極管由于其開(kāi)啟電壓低，整流效率高，受到很多相關(guān)研究者的青睞。下表列出了幾個(gè)常用型號(hào)整流二極管的參數(shù)：表3.1常用肖特基二極管型號(hào)及參數(shù)型號(hào)VbrRsCj0HSMS280X75V30Ω1.6pFHSMS281X20V10Ω1.1pFHSMS282X15V6Ω0.7pFHSMS286X7V6Ω0.18pF由上表可知，HSMS282X系列肖特基二極管較高，和較小，符合設(shè)計(jì)的要求，下面采用該系列二極管的實(shí)際模型進(jìn)行仿真試驗(yàn)。在ADS中分別搭建串聯(lián)、并聯(lián)和倍壓整流電路拓?fù)洌渲蟹抡骖l率為915MHz，負(fù)載為300Ω，如圖3.1(a)、3.1(b)和3.1(c)。圖中采用大功率S參數(shù)控件對(duì)15-32dBm范圍內(nèi)的輸入功率進(jìn)行掃描，通過(guò)負(fù)載端電流表和輸出電壓計(jì)算負(fù)載所得的功率并計(jì)算效率，以獲得對(duì)應(yīng)的輸出效率曲線。(a)串聯(lián)半波整流電路(b)并聯(lián)半波整流電路(c)倍壓整流電路圖3.1不同類(lèi)型整流電路仿真仿真結(jié)果如圖3.2所示，其中輸入功率單位為dBm（分貝毫瓦），是射頻電路中常用的功率單位，dBm與W的轉(zhuǎn)換關(guān)系為：(3.1)圖中三條曲線分別對(duì)應(yīng)串聯(lián)半波整流電路、并聯(lián)半波整流電路和倍壓整流電路?？梢钥闯觯?lián)整流電路效率在整個(gè)輸入功率范圍內(nèi)都比較低，最高效率只有35%，達(dá)不到設(shè)計(jì)指標(biāo)的要求；并聯(lián)整流電路雖然在輸入功率較低時(shí)效率很高，但當(dāng)輸入功率達(dá)到17dBm之后始終低于倍壓整流電路，且在30dBm之后急劇下降，這是因?yàn)檎鞫O管已經(jīng)被擊穿，功率容量無(wú)法達(dá)到指標(biāo)要求。因此，串聯(lián)整流電路和并聯(lián)整流電路的性能均無(wú)法達(dá)到設(shè)計(jì)要求，而倍壓整流電路效率較高且功率容量較大，這里選擇倍壓整流電路來(lái)完成設(shè)計(jì)。圖3.2整流電路仿真結(jié)果在選定整流電路拓?fù)渲螅獙?duì)肖特基二極管的型號(hào)進(jìn)行選擇，采用表3.1中的四個(gè)不同系列二極管HSMS2802、HSMS2812、HSMS2822和HSMS2862搭建結(jié)構(gòu)完全相同的倍壓整流電路并給定同樣的輸入功率和頻率，仿真得到輸出功率曲線如圖3.3所示圖3.2整流電路仿真結(jié)果從圖中可以看出在HSMS2802和HSMS2812雖然擊穿電壓較高，功率容量達(dá)到要求，但其效率明顯低于HSMS2822，這是因?yàn)樗麄兊腞s和Cj0比較大；而HSMS2862雖然在輸入功率較低時(shí)效率很高，但是其在22dBm時(shí)已經(jīng)擊穿，達(dá)不到功率容量30dBm的要求，因此選擇HSMS2822作為后續(xù)設(shè)計(jì)使用的整流二極管。諧波抑制網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)二極管產(chǎn)生的高次諧波分量會(huì)導(dǎo)致整流管的損耗增大，輸出電壓紋波大，因此要在電路拓?fù)渲屑尤胫C波抑制網(wǎng)絡(luò)，濾除基波以及高次諧波分量。本文中采用λ/4開(kāi)路枝節(jié)進(jìn)行諧波抑制，ADS中的LineCalc工具提供計(jì)算線長(zhǎng)和線寬的功能，通過(guò)計(jì)算結(jié)果如表3.2所示，其中基波對(duì)應(yīng)的頻率為915MHz，二次諧波對(duì)應(yīng)的頻率為1830MHz，三次諧波對(duì)應(yīng)的頻率為2745MHz，四次諧波對(duì)應(yīng)的頻率為3660MHz。表3.2諧波抑制網(wǎng)絡(luò)參數(shù)表線寬/mil線長(zhǎng)/mil基波64.001918.90二次諧波64.06959.12三次諧波64.10638.87四次諧波64.15478.63根據(jù)915MHz射頻電路對(duì)介質(zhì)基片的要求，這里使用的板材是Rogers的RO4350B型號(hào)，一種適用于高頻電路的板材，其耗散因子為0.0037，介電常數(shù)為3.66。按照表3.2中參數(shù)搭建仿真電路，源阻抗和負(fù)載阻抗均選定為傳輸線的特性阻抗50Ω，在圖中MSub控件中就可以設(shè)置介質(zhì)基板的參數(shù)，這些參數(shù)從板材的數(shù)據(jù)手冊(cè)中可以得到，如圖3.3所示。圖3.3諧波抑制網(wǎng)絡(luò)仿真電路圖由于仿真電路拓?fù)渲胁缓盘?hào)源，只需使用ADS中的S參數(shù)模型進(jìn)行仿真，S參數(shù)又稱(chēng)為散射參數(shù)，可以反映系統(tǒng)傳輸信號(hào)和反射信號(hào)的能力。如圖3.4所示二端口網(wǎng)絡(luò)，S參數(shù)包含S11，S21，S22，S12四個(gè)參數(shù)，其中(3.2)表示端口2匹配時(shí)端口1到端口2的正向傳輸系數(shù)，能反映諧波功率從端口1向端口2的傳輸情況，通過(guò)觀察S21參數(shù)的大小，就可以知道諧波抑制網(wǎng)絡(luò)是否發(fā)揮作用，S21參數(shù)越小，則諧波抑制網(wǎng)絡(luò)的效果越好。圖3.4S參數(shù)示意圖用S參數(shù)控件對(duì)頻率進(jìn)行掃描，掃描范圍為500~4000MHz，仿真結(jié)果如圖3.5所示。從圖中標(biāo)記點(diǎn)數(shù)據(jù)可以看出，其中各次諧波對(duì)應(yīng)的S21都在-20dB以下，諧波抑制效果良好。圖3.5諧波抑制網(wǎng)絡(luò)仿真參數(shù)阻抗匹配為使微波信號(hào)能更加有效的從源傳送到負(fù)載，減小反射，提高微波整流電路的穩(wěn)定性，必須要在電路中插入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。由于915MHz微波整流電路頻率較低，可以采用分立元件進(jìn)行匹配，在進(jìn)行阻抗匹配之前，必須求得電路的輸入阻抗是多少。由于不同的負(fù)載阻抗也會(huì)影響整流電路的性能，因此需要先在30dBm的輸入功率下對(duì)10~1000Ω范圍內(nèi)的負(fù)載進(jìn)行掃描，找到效率最佳的負(fù)載點(diǎn)。如圖3.6所示，在負(fù)載為300Ω處得到最高效率為76.5%，因此選擇負(fù)載為300Ω處進(jìn)行阻抗匹配。圖3.6變負(fù)載效率曲線下面結(jié)合2.7節(jié)所述Smithchart與輸入阻抗的映射關(guān)系，用ADS中的LSSP控件對(duì)頻率進(jìn)行掃描，對(duì)應(yīng)的掃描范圍為500~1500MHz，設(shè)置特性阻抗值為50Ω，求得電路在不同頻點(diǎn)的的S11參數(shù)及電路在915MHz處輸入阻抗。如圖3.7所示。(a)(b)圖3.7加入阻抗匹配環(huán)節(jié)前后915MHz處阻抗由圖可知，915MHz處輸入阻抗為66.2+j5.7Ω，而源阻抗為50Ω，因此需要將輸入阻抗匹配到50Ω，這里采用先串聯(lián)電容在并聯(lián)電感的方法。上文的仿真使用的都是理想電容電感，與實(shí)際情況相差較大，這里將電容和電感均替換成數(shù)值近似的Murata的實(shí)際模型，得到最終的原理圖仿真拓?fù)洌鐖D3.8所示，其中阻抗匹配部分電容容值為6.2pF，電感感值為22nH，得到新的輸入阻抗如圖3.7(b)所示，十分接近50Ω。圖3.8915MHz整流電路仿真拓?fù)渲链?15MHz倍壓整流電路原理圖仿真部分已經(jīng)基本完成，通過(guò)仿真對(duì)效率和功率容量進(jìn)行驗(yàn)證，輸出電壓和效率的波形分別如圖3.9(a)和3.9(b)所示，3.9(a)中電壓紋波在0.35V左右，在輸出電壓的5%以下，輸出電壓比較平穩(wěn)；3.9(b)在輸入功率為33dBm時(shí)效率峰值達(dá)到78.9%，比加入諧波抑制網(wǎng)絡(luò)之前高了2.4%；在輸入功率達(dá)到33dBm時(shí)，整流效率才開(kāi)始急劇下降，二極管被擊穿，因此功率容量也達(dá)到了30dBm，符合設(shè)計(jì)要求。(a)(b)圖3.9輸出電壓和效率版圖仿真由于上述仿真中元件的連接線均使用理想連接線，而實(shí)際實(shí)驗(yàn)中需要使用微帶線來(lái)進(jìn)行連接，且原理圖仿真中沒(méi)有考慮到微帶線之間的電磁耦合等問(wèn)題，因此與實(shí)際情況相差較大，需要利用ADS中的聯(lián)合仿真功能對(duì)倍壓整流電路進(jìn)行進(jìn)一步的驗(yàn)證。圖3.10(a)為由原理圖得到的版圖電路。將版圖電路放入原理圖文件中，再連接電容電感和倍壓二極管等元件，得到如圖3.10(b)所示的仿真電路圖。這里新加入了連接所用的微帶線，需要重新進(jìn)行阻抗匹配，得到的電容容值和電感感值分別為4.7pF和12nH。(a)(b)圖3.9版圖和原理圖-版圖仿真電路由圖3.10(b)仿真所得的倍壓整流電路效率波形如圖3.11所示，輸入功率為32dBm時(shí)，效率最高為76%，比原理圖仿真下降了2.9%，電路工作狀態(tài)良好。圖3.10輸出電壓和效率5.8GHz原理圖仿真5.8GHz微波整流電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與915MHz基本相同，但是隨著頻率的增加，電路能處理的微波功率往往會(huì)更小，同時(shí)效率也會(huì)有所降低，因此電路的設(shè)計(jì)復(fù)雜度也會(huì)隨之上升。由于電路拓?fù)湓O(shè)計(jì)中采用了相同的設(shè)計(jì)方法和結(jié)構(gòu)，這里不再對(duì)電路設(shè)計(jì)步驟進(jìn)行一一介紹，只對(duì)與915MHz微波整流電路設(shè)計(jì)差別較大的部分進(jìn)行詳細(xì)描述。按照?qǐng)D3.1搭建頻率為5.8GHz的三種微波整流電路拓?fù)洌負(fù)渲腥赃x擇性能較優(yōu)的HSMS282X系列二極管，得到如圖3.12所示的效率曲線。與915MHz的情況明顯有所不同的是，這里倍壓整流電路的效率不再是最高的，只有10%左右，反而是單管并聯(lián)整流電路效率較高，可以達(dá)到65%。因此在5.8GHz微波整流電路拓?fù)渲胁辉偈褂帽秹赫麟娐罚沁x擇并聯(lián)單管