微波電路與系統(tǒng)第九講——振蕩器和混頻器

振蕩器是所有射頻系統(tǒng)中最基本的部件之一，它可以將直流功率轉(zhuǎn)化成射頻功率，在特定的頻率點建立起穩(wěn)定的正弦振蕩，成為所需的射頻信號源。早期的振蕩器在低頻下使用，考畢茲（Colpitts）、哈特萊（Hartley）等結(jié)構(gòu)都可以構(gòu)成低頻振蕩器，并可以使用晶體諧振器提高低頻振蕩器的頻率穩(wěn)定性。隨著現(xiàn)代通信系統(tǒng)的出現(xiàn)，頻率不斷升高，現(xiàn)代射頻系統(tǒng)的載波常常超過1GHz，這就需要有與之相適應(yīng)的振蕩器。在較高頻率處可以使用工作于負阻狀態(tài)的二極管和晶體管，并利用腔體、傳輸線或介質(zhì)諧振器等構(gòu)成振蕩器，用這種方法構(gòu)成的振蕩器可以產(chǎn)生高達100GHz的基頻振蕩。

混頻器是射頻系統(tǒng)中用于頻率變換的部件，具有廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，其可以將輸入信號的頻率升高或降低，而不改變原信號的特性?；祛l器的典型應(yīng)用是在射頻的接收系統(tǒng)中，它可以將較高頻率的射頻輸入信號變換為頻率較低的中頻輸出信號，以便更容易對信號進行后續(xù)的調(diào)整和處理。本講將討論低頻晶體管振蕩器、微波振蕩器和混頻器2of36第9講振蕩器和混頻器9.1二極管負阻原理9.2負阻振蕩器原理9.3二極管振蕩器9.4晶體管負阻原理9.5晶體管振蕩器9.1振蕩器的基本模型9.2微波振蕩器9.3混頻器3of40目錄45678910111213141516171819202122232425262728293031323334353637383940414243444546474849505152535455565758596061626364656667686970719.1振蕩器的基本模型

從最一般的意義上看，振蕩器是一個非線性電路，它將直流（DC）功率轉(zhuǎn)換為交流（AC）波形。

振蕩器的核心是一個能夠在特定頻率上實現(xiàn)正反饋的環(huán)路，圖9.1示出了正弦振蕩器的基本工作原理。圖9.1振蕩器的基本結(jié)構(gòu)框圖72of369.1振蕩器的基本類型

圖中，具有電壓增益A的放大器輸出電壓為Vo(ω)，這一輸出電壓通過傳遞函數(shù)為H(ω)的反饋網(wǎng)絡(luò)，加到電路的輸入電壓Vi(ω)上，于是輸出電壓可以表示為用輸入電壓表示的輸出電壓為

由于振蕩器沒有輸入信號，若要得到非零的輸出電壓，式（9.2）的分母必須為0，這稱為巴克豪森準(zhǔn)則（Barkhausencriterion）。振蕩器由起振到穩(wěn)態(tài)依賴于不穩(wěn)定電路，這與放大器的設(shè)計不同，放大器的設(shè)計要達到最大穩(wěn)定性。73of369.1振蕩器的基本類型

9.1.1振蕩電路的一般分析方法圖9.2晶體管振蕩器的一般電路振蕩電路有許多可能的形式，它們采用雙極結(jié)晶體管（BJT）或場效應(yīng)晶體管（FET），可以是共發(fā)射極/源極、共基極/柵極或共集電極/漏極結(jié)構(gòu)，并可以采用多種形式的反饋網(wǎng)絡(luò)。各種形式的反饋網(wǎng)絡(luò)形成了考畢茲（Colpitts）、哈特萊（Hartley）等振蕩電路，圖9-2所示的基本振蕩電路可以代表這些不同電路的一般形式。74of369.1振蕩器的基本類型

若X1和X2為電容，X3為電感，就得到了考畢茲（Colpitts）振蕩器；若X1和X2為電感，X3為電容，就得到了哈特萊（Hartley）振蕩器。9.1.2使用雙極結(jié)晶體管的共發(fā)射極振蕩電路1．考畢茲（Colpitts）振蕩器對于考畢茲振蕩器，取X1=-1/(ω0C1)，X2=-1/(ω0C2)，X3=ω0L3，則式（9.8b）成為式（9.9）為考畢茲電路振蕩的必要條件。式（9.8a）成為75of369.1振蕩器的基本類型

（a）考畢茲振蕩器（b）哈特萊振蕩器圖9.3共發(fā)射極雙極結(jié)型晶體管振蕩器76of369.1振蕩器的基本類型

2．哈特萊振蕩器對于哈特萊振蕩器考畢茲振蕩器，取X1=ω0L1，X2=ω0L2，X3=-1/(ω0C3)，則式（9.8b）成為式(9.11)成為哈特萊電路振蕩的必要條件。式(9.8a)成為由上式可以得到振蕩器的振蕩頻率ω0為必須強調(diào)以上的分析是基于相當(dāng)理想的假設(shè)得到的，實際振蕩器需要考慮一些其他因素，例如晶體管的輸入導(dǎo)納有虛部而不是純實數(shù)、晶體管特性隨溫度有變化、電路有耦合、電感和電容有損耗等。

為考慮上述諸多因素，可以借助計算機輔助設(shè)計軟件完成設(shè)計。77of369.1振蕩器的基本類型

共柵極場效應(yīng)晶體管振蕩電路，要求式(9.4)中的V1=0，同樣用V3=V4給出反饋路徑。

另外，場效應(yīng)晶體管的輸入導(dǎo)納可以忽略，近似取Gi=0，但場效應(yīng)晶體管的輸出導(dǎo)納不能忽略，Go≠0。

由以上條件，式(9.4)可以降為2階矩陣方程，變?yōu)?.1.3使用場效應(yīng)晶體管的共柵極振蕩電路式(9.13)中，V=V3=V4。78of369.1振蕩器的基本類型

為了提高頻率穩(wěn)定性，常將石英晶體用于振蕩電路中。石英晶體諧振器具有許多優(yōu)點，包括具有極高的品質(zhì)因數(shù)（可以高達105）、良好的頻率穩(wěn)定性和良好的溫度穩(wěn)定性等，因而晶體控制振蕩器得到廣泛采用。但遺憾的是，石英晶體諧振器屬于機械系統(tǒng)，其諧振頻率一般不能超過250MHz。

石英晶體諧振器由安裝在2個金屬板之間的石英切片構(gòu)成。石英晶體具有在電場的作用下發(fā)生機械形變的壓電效應(yīng)，通過壓電效應(yīng)可以在晶體中激勵機械振蕩，根據(jù)晶體的幾何形狀和切割方向，石英會具有不同的縱向或切向諧振頻率。9.1.4晶體管振蕩器(a)晶體的等效電路(b)晶體諧振器的輸入電抗圖9.4石英晶體的等效電路79of369.1振蕩器的基本類型

圖9.5皮爾斯晶體振蕩器電路80of369.1振蕩器的基本類型9.2微波振蕩器

當(dāng)工作頻率接近1GHz時，電壓和電流的波動特性不能忽略，需要采用傳輸線理論描述電路的特性，因此需要討論基于反射系數(shù)和S參量的微波振蕩器。微波振蕩器的內(nèi)部有一個有源固態(tài)器件，該器件與無源網(wǎng)絡(luò)配合，可以產(chǎn)生所需要的微波信號。由于振蕩器是在無輸入信號的條件下產(chǎn)生振蕩功率，因此具有負阻效應(yīng)。若一個器件的端電壓與流過該器件的電流之間相位相差180°，該器件稱為負阻器件，微波三端口負阻器件包括雙極結(jié)型晶體管、場效應(yīng)晶體管等，微波二端口負阻器件包括隧道二極管、雪崩渡越二極管和耿氏二極管等。

利用三端口負阻器件可以設(shè)計出微波雙端口振蕩器，利用二端口負阻器件可以設(shè)計出微波單端口振蕩器。81of369.2微波振蕩器

1.雙端口振蕩器振蕩條件雙端口振蕩器如圖9.6所示，由晶體管、振蕩器調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)和終端網(wǎng)絡(luò)三部分組成。若使圖9.6所示的雙端口振蕩器產(chǎn)生振蕩，需要滿足3個條件。9.2.1振蕩條件圖9.6雙端口振蕩器的框圖

條件1：存在不穩(wěn)定有源器件條件2：振蕩器左端滿足條件3：振蕩器右端滿足(9.23a)(9.23b)(9.23c)82of369.2微波振蕩器

振蕩器的設(shè)計與放大器的設(shè)計有相似之處。但放大器有輸入信號，振蕩器無輸入信號，這導(dǎo)致兩者之間有差異。振蕩器與放大器的差異如下。（1）在放大器的情形，Γin<1、Γout<1。在振蕩器的情形，振蕩器調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)和終端網(wǎng)絡(luò)由無源網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，有ΓS<1、ΓT<1，所以要求Γin>1、Γout>1。（2）在放大器的情形，穩(wěn)定性因子k>1。在振蕩器的情形，穩(wěn)定性因子k<1。（3）在放大器的情形，希望器件具有高度穩(wěn)定性。在振蕩器的情形，希望器件具有高度不穩(wěn)定性。（4）在放大器的情形，有輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。在振蕩器的情形，有振蕩器調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)和終端網(wǎng)絡(luò)，其中振蕩器調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)決定振蕩頻率，終端網(wǎng)絡(luò)將負載轉(zhuǎn)換為振蕩器所需的負載以確保振蕩產(chǎn)生。（5）振蕩器的起振由任意噪聲或暫態(tài)信號觸發(fā)，但很快達到一個穩(wěn)定的振蕩狀態(tài)。振蕩器由起振到穩(wěn)態(tài)需要一個非線性有源器件完成，對振蕩器的全面分析十分復(fù)雜。83of369.2微波振蕩器

2.單端口振蕩器振蕩條件單端口振蕩器是雙端口振蕩器的特例。晶體管雙端口網(wǎng)絡(luò)配以適當(dāng)?shù)呢撦d終端，可將其轉(zhuǎn)換為單端口振蕩器，微波二極管也可以構(gòu)成單端口振蕩器。

單端口振蕩器如圖9.7所示，圖中Zin=Rin+jXin是有源器件的輸入阻抗，ZS=RS+jXS是無源負載阻抗。圖9.7單端口振蕩器電路84of369.2微波振蕩器

3.穩(wěn)定振蕩條件振蕩器在起振時，僅有式（9.28）是不夠的，還要求整個電路在某一頻率ω下出現(xiàn)不穩(wěn)定，即應(yīng)有

只要式（9.32）滿足，即電路總電阻小于0，振蕩器中將有對應(yīng)頻率下持續(xù)增長的電流I流過。當(dāng)電流I增加時，Rin(I,ω)+RS應(yīng)變?yōu)檩^小的負值，直到電流達到其穩(wěn)態(tài)值I0。此時從而使振蕩器在穩(wěn)態(tài)下運行，穩(wěn)定振蕩的頻率為ω0。85of369.2微波振蕩器

晶體管振蕩器實際是工作于不穩(wěn)定區(qū)域的晶體管二端口網(wǎng)絡(luò)。把有潛在不穩(wěn)定的晶體管終端連接一個阻抗，選擇阻抗的數(shù)值在不穩(wěn)定區(qū)域驅(qū)動晶體管，就可以建立單端口負阻網(wǎng)絡(luò)。在放大器的情形，希望器件具有高度的穩(wěn)定性；對于振蕩器，情況則恰恰相反，希望器件具有高度的不穩(wěn)定性。9.2.2晶體管振蕩器86of369.2微波振蕩器

1.晶體管振蕩器的設(shè)計步驟晶體管振蕩器的設(shè)計步驟如下。（1）選擇一個在期望振蕩頻率處潛在不穩(wěn)定的晶體管。（2）選擇一個合適的晶體管電路結(jié)構(gòu)。對于BJT，一般常采用共基或共射的組態(tài)。對于FET，一般常采用共柵或共源的組態(tài)。為增強上述電路的不穩(wěn)定性，還常常配以正反饋來增加其不穩(wěn)定性。（3）

在ΓT復(fù)平面上畫出輸出穩(wěn)定判別圓，然后在不穩(wěn)定區(qū)域中選擇一個合適的反射系數(shù)值ΓT，使其在晶體管的輸入端產(chǎn)生一個大的負阻，滿足

|Γin|>1即Zin<0（9.35）由選定的反射系數(shù)值ΓT可以確定終端網(wǎng)絡(luò)。（4）此時電路可以視為單端口振蕩器，需要選擇調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)的阻抗ZS，ZS=RS+jXS。由振蕩器起振條件式（9.32）可以得到實際中常選Zs的虛部選為式(9.38)可以保證電路諧振。由阻抗Zs可以確定諧振網(wǎng)絡(luò)。（5）如果輸入或輸出端口中的任何一個端口符合振蕩條件，則電路的端口都將產(chǎn)生振蕩。87of369.2微波振蕩器

2.設(shè)計舉例圖9.8例9.1用圖88of369.2微波振蕩器

圖9.9例9.2用圖89of369.2微波振蕩器

可以使用隧道二極管、雪崩渡越二極管和耿氏二極管等負阻器件構(gòu)建單端口振蕩電路。這些振蕩電路的缺點是輸出波形較差，噪聲也比較高，但使用這些二極管構(gòu)建的振蕩電路可以方便地獲得射頻高端頻段的振蕩信號，例如耿氏二極管可以用于制造工作頻率在1～10GHz的小功率振蕩器。下面舉例說明這類振蕩電路的設(shè)計方法。9.2.3二極管振蕩器圖9.10例9.3用圖90of369.2微波振蕩器

介質(zhì)諧振器可以用陶瓷材料制作，這種材料具有極好的溫度穩(wěn)定度。由于這種介質(zhì)的相對介電常數(shù)在20～100之間，明顯大于空氣的相對介電常數(shù)1，所以介質(zhì)諧振器的體積在同頻率下相對較小。但介質(zhì)諧振器一般不用于500MHz以下，因為當(dāng)頻率太低時它的尺寸太大。由BJT組成的介質(zhì)振蕩器，頻率可以高達15GHz；由場效應(yīng)管FET組成的介質(zhì)振蕩器，頻率可以高達35GHz。介質(zhì)諧振器通常放在微帶線旁邊，使它與振蕩電路耦合，如圖9.11（a）所示，耦合強度取決于諧振器與微帶線之間的間隔d。介質(zhì)諧振器等效于RLC并聯(lián)諧振電路，如圖9.11（b）所示，這個并聯(lián)諧振電路表現(xiàn)為微帶線上的串聯(lián)負載。9.2.4介質(zhì)諧振器振蕩器91of369.2微波振蕩器

（a）介質(zhì)諧振器（b）等效電路圖9.11介質(zhì)諧振器及等效電路92of369.2微波振蕩器

圖9.12介質(zhì)諧振器及等效電路93of369.2微波振蕩器

圖9.13例9.4用圖94of369.2微波振蕩器

95of369.2微波振蕩器9.3混頻器

混頻器是一種頻率轉(zhuǎn)換器，可以將輸入信號的頻率升高（稱為上變頻）或降低（稱為下變頻），同時又能完好保留原信號的特性。

混頻器是一個三端口器件，其中2個端口輸入，一個端口輸出。混頻器采用非線性或時變參量元件，它可以將2個不同頻率的輸入信號變?yōu)橐幌盗胁煌l率的輸出信號，輸出頻率分別為2個輸入頻率的和頻、差頻及諧波。實際混頻器通常是以二極管或晶體管的非線性為基礎(chǔ)。非線性元件能產(chǎn)生眾多的其他頻率分量，然后通過濾波選取所需的頻率分量，在混頻器中希望得到的是和頻或差頻。本節(jié)首先討論混頻器的特性；然后討論用二極管實現(xiàn)下變頻系統(tǒng)。96of369.3混頻器

9.3.1混頻器的特性（a）上變頻（b）下變頻圖9.15混頻器的符號和功能97of369.3混頻器1.上變頻混頻器符號的意思是輸出與2個輸入信號的乘積成比例。這里將會看到這是混頻器工作的理想化觀點，實際混頻器會產(chǎn)生大量輸入信號的各種諧波。

對于上變頻過程，本振LO信號連接混頻器的一個輸入端口，其可以表示為（9.42）中頻IF信號連接混頻器的另一個輸入端口，其可以表示為（9.43）98of369.3混頻器

（a）上變頻（b）下變頻圖9.16理想上變頻和下變頻的頻譜99of369.3混頻器

2.下變頻對于下變頻過程，與用在接收機中的一樣，RF信號為輸入信號，其形式為（9.47）

上面是對理想混頻器的討論，輸出信號的頻率僅為2個輸入信號的和頻和差頻。實際混頻器是由二極管或晶體管構(gòu)成的，由于二極管或晶體管的非線性，輸出會有眾多的其他頻率分量，需要用濾波器選取所需的頻率分量。3.變頻損耗混頻器的變頻損耗定義為可用RF輸入功率與可用IF輸出功率之比，用dB表示為（9.52）

100of369.3混頻器

僅用一個二極管產(chǎn)生所需IF信號的混頻器稱為單端二極管混頻器。9.3.3單端二極管混頻器圖9.17單端二極管混頻器的一般框圖101of369.3混頻器

圖9.18混頻器的AC等效電路102of369.3混頻器

前面討論的單端二極管混頻器雖然容易實現(xiàn)，但在寬帶應(yīng)用中不易保持輸入匹配及本振信號與射頻信號之間相互隔離，為此提出單平衡混頻器。

圖9.19示出單平衡混頻器的構(gòu)成，2個單端混頻器與一個3dB耦合器可以組成單平衡混頻器，為簡單起見，圖中省略了對二極管的偏置電路。9.3.4單平衡混頻器103of369.3混頻器

圖9.19單平衡混頻器104of369.3混頻器第10章頻率合成器

10.1頻率合成器的基本原理

10.2鎖相環(huán)頻率合成器PLL

10.3直接數(shù)字頻率合成器DDS

10.4PLL＋DDS頻率合成器

10.1頻率合成器的基本原理 10.1.1頻率合成器的主要指標(biāo) 除了振蕩器的基本指標(biāo)外,頻率合成器還有其他一些指標(biāo)。經(jīng)常需要考查的指標(biāo)有頻率、功率、相位、噪聲等。

1.頻率有關(guān)指標(biāo) 頻率穩(wěn)定度:與振蕩器的頻率穩(wěn)定度相同,包括時間頻率穩(wěn)定度和溫度頻率穩(wěn)定度。 頻率范圍:頻率合成器的工作頻率范圍,由整機工作頻率確定,輸出頻率與控制碼一一對應(yīng)。

頻率間隔:輸出信號的頻率步進長度,可等步進或不等步進。 頻率轉(zhuǎn)換時間:頻率變換的時間,通常關(guān)心最高和最低頻率的變換時間,即最長時間。

2.功率有關(guān)指標(biāo) 輸出功率:振蕩器的輸出功率,通常用dBm表示。 功率波動:頻率范圍內(nèi),各個頻點的輸出功率最大偏差。 3.相位噪聲 相位噪聲是頻率合成器的一個極為重要的指標(biāo),與頻率合成器內(nèi)的每個元件都有關(guān)。降低相位噪聲是頻率合成器的主要設(shè)計任務(wù)。下面將詳細討論。 4.其他 控制碼對應(yīng)關(guān)系:指定控制碼與輸出頻率的對應(yīng)關(guān)系。

電源:通常需要有兩組以上電源。

10.1.2頻率合成器的基本原理

1.直接頻率合成器 直接頻率合成器是早期的頻率合成器?；鶞?zhǔn)信號通過脈沖形成電路產(chǎn)生諧波豐富的窄脈沖,經(jīng)過混頻、分頻、

倍頻、

濾波等進行頻率的變換和組合,產(chǎn)生大量離散頻率,最后取出所需頻率。

例如,為了從10MHz的晶體振蕩器獲得為1.6kHz的標(biāo)準(zhǔn)信號,先將10MHz信號經(jīng)5次分頻后得到2MHz的標(biāo)準(zhǔn)信號,然后經(jīng)2次倍頻、5次分頻得到800kHz標(biāo)準(zhǔn)信號,再經(jīng)5次分頻和100次分頻就可得到1.6kHz標(biāo)準(zhǔn)信號。同理,如果想獲得標(biāo)準(zhǔn)的59.5MHz信號,除經(jīng)倍頻外,還將經(jīng)兩次混頻、濾波。 直接頻率合成方法的優(yōu)點是頻率轉(zhuǎn)換時間短,并能產(chǎn)生任意小數(shù)值的頻率步進。但是它也存在缺點,用這種方法合成的頻率范圍將受到限制。更重要的是由于采用了大量的倍頻、混頻、分頻、濾波等電路,給頻率合成器帶來了龐大的體積和重量,而且輸出的諧波、噪聲和寄生頻率均難以抑制。

1)基本原理 鎖相環(huán)頻率合成器的基本原理如圖10-1所示。壓控振蕩器的輸出信號與基準(zhǔn)信號的諧波在鑒相器里進行相位比較,當(dāng)振蕩頻率調(diào)整到接近于基準(zhǔn)信號的某次諧波頻率時,環(huán)路就能自動地把振蕩頻率鎖到這個諧波頻率上。這種頻率合成器的最大優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單,指標(biāo)可以做得較高。由于它是利用基準(zhǔn)信號的諧波頻率作為參考頻率的,故要求壓控振蕩器的精度必須在±0.5fR以內(nèi),如超出這個范圍,就會錯誤地鎖定在鄰近的諧波上,因此,選擇頻道比較困難。另外,它對調(diào)諧機構(gòu)性能要求也較高,倍頻次數(shù)越多,分辨率就越差,因此,這種方法提供的頻道數(shù)是有限的。圖10-1鎖相環(huán)頻率合成器 2)數(shù)字式頻率合成器 數(shù)字式頻率合成器是鎖相環(huán)頻率合成器的一種改進形式,即在鎖相環(huán)路中插入一個可變分頻器,如圖10-2所示。這種頻率合成器采用了數(shù)字控制的部件,壓控振蕩器的輸出信號進行N次分頻后再與基準(zhǔn)信號相位進行比較,壓控振蕩器的輸出頻率由分頻比N決定。當(dāng)環(huán)路鎖定時,壓控振蕩器的輸出頻率與基準(zhǔn)頻率的關(guān)系是f=Nf

R。從這個關(guān)系式可以看出,數(shù)字式頻率合成器是一種數(shù)字控制的鎖相壓控振蕩器,其輸出頻率是基準(zhǔn)頻率的整數(shù)倍。通過控制邏輯來改變分頻比N,壓控振蕩器的輸出頻率將被控制在不同的頻率上。

圖10-2數(shù)字式頻率合成器

例如,基準(zhǔn)頻率fR＝1kHz,控制可變分頻比N＝50000～40001,則壓控振蕩器的輸出頻率將為500.00～400.01kHz(頻率間隔為10Hz)。因此,數(shù)字式頻率合成器可以通過可變分頻器的分頻比N的設(shè)計,提供頻率間隔小的大量離散頻率。這種頻率合成法的主要優(yōu)點是鎖相環(huán)路相當(dāng)于一個窄帶跟蹤濾波器,具有良好的窄帶跟蹤濾波特殊性和抑制輸入信號的寄生干擾能力,節(jié)省了大量濾波器,有利于集成化、小型化。另外,它有很好的長期穩(wěn)定性,從而使數(shù)字式頻率合成器有高質(zhì)量的信號輸出。因此,數(shù)字鎖相合成法已獲得越來越廣泛的應(yīng)用。

3.直接數(shù)字頻率合成器（DDS） 直接數(shù)字頻率合成技術(shù)是從相位概念出發(fā),直接合成所需要波形的一種新的頻率合成技術(shù)。 近年來技術(shù)和器件水平的不斷發(fā)展,使DDS技術(shù)得到了飛速的發(fā)展,它在相對帶寬、頻率轉(zhuǎn)換時間、相位連續(xù)性、正交輸出、高分辨率以及集成化等一系列性能指標(biāo)方面已遠遠超過了傳統(tǒng)的頻率合成技術(shù),是目前運用最廣泛的頻率合成方法。

DDS以有別于其他頻率合成方法的優(yōu)越性能和特點成為現(xiàn)代頻率合成技術(shù)中的佼佼者。具體體現(xiàn)在相對帶寬寬,頻率轉(zhuǎn)換時間短,頻率分辨率高,輸出相位連續(xù),可產(chǎn)生寬帶正交信號及其他多種調(diào)制信號,可編程和全數(shù)字化,控制靈活方便等方面,并具有極高的性價比。

1)DDS的工作原理 實現(xiàn)直接數(shù)字頻率合成(DDS)的辦法是用一通用計算機或微型計算機求解一個數(shù)字遞推關(guān)系式,也可以在查詢表上存儲正弦波值。現(xiàn)代微電子技術(shù)的發(fā)展,已使DDS能夠工作在高達500MHz的頻率上。這種頻率合成器的體積小,功耗低,幾乎可以實現(xiàn)實時的、相位連續(xù)的頻率變換,具有非常高的頻率分辨率,可產(chǎn)生頻率和相位可控制的正弦波。電路一般包括基準(zhǔn)時鐘、頻率累加器、相位累加器、幅度/相位轉(zhuǎn)換電路、D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器。DDS的結(jié)構(gòu)有很多種,其基本的電路原理可用圖10-3來表示,圖(a)是圖（b）的簡單形式。圖10-3DDS基本結(jié)構(gòu)

相位累加器由N位加法器與N位累加寄存器級聯(lián)構(gòu)成。每來一個時鐘脈沖f

s,加法器將控制字K與累加寄存器輸出的累加相位數(shù)據(jù)相加,把相加后的結(jié)果送到累加寄存器的數(shù)據(jù)輸入端,以使加法器在下一個時鐘脈沖的作用下繼續(xù)與頻率控制字相加。這樣,相位累加器在時鐘作用下,不斷對頻率控制字進行線性相位累加?？梢钥闯?相位累加器在每一個時鐘輸入時,把頻率控制字累加一次,相位累加器輸出的數(shù)據(jù)就是合成信號的相位,相位累加器的輸出頻率就是DDS輸出的信號頻率,相位累加器輸出的數(shù)據(jù)作為波形存儲器（ROM）的相位取樣地址。

可把存儲在波形存儲器內(nèi)的波形抽樣值（二進制編碼）經(jīng)查表查出,完成相位到幅值的轉(zhuǎn)換。波形存儲器的輸出送到D/A轉(zhuǎn)換器,D/A轉(zhuǎn)換器將數(shù)字形式的波形幅值轉(zhuǎn)換成所要求合成頻率的模擬量形式信號。低通濾波器用于濾除不需要的取樣分量,以便輸出頻譜純凈的正弦波信號。改變DDS輸出頻率,實際上改變的是每一個時鐘周期的相位增量,相位函數(shù)的曲線是連續(xù)的,只是在改變頻率的瞬間其頻率發(fā)生了突變,因而保持了信號相位的連續(xù)性。

這個過程可以簡化為三步： （1）頻率累加器對輸入信號進行累加運算,產(chǎn)生頻率控制數(shù)據(jù)或相位步進量。 （2）相位累加器由N位全加器和N位累加寄存器級聯(lián)而成,對代表頻率的二進制碼進行累加運算,產(chǎn)生累加結(jié)果Y。 （3）幅度/相位轉(zhuǎn)換電路實質(zhì)上是一個波形存儲器,以供查表使用。讀出的數(shù)據(jù)送入D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器。

2)DDS的優(yōu)點

(1)輸出頻率相對帶寬較寬。輸出頻率帶寬為50%f

s（理論值）,但考慮到低通濾波器的特性和設(shè)計難度以及對輸出信號雜散的抑制,實際的輸出頻率帶寬仍能達到40%fs。

(2)頻率轉(zhuǎn)換時間短。DDS是一個開環(huán)系統(tǒng),無任何反饋環(huán)節(jié),這種結(jié)構(gòu)使得DDS的頻率轉(zhuǎn)換時間極短。事實上,在DDS的頻率控制字改變之后,需經(jīng)過一個時鐘周期之后按照新的相位增量累加,才能實現(xiàn)頻率的轉(zhuǎn)換。因此,頻率時間等于頻率控制字的傳輸,也就是一個時鐘周期的時間。時鐘頻率越高,轉(zhuǎn)換時間越短。DDS的頻率轉(zhuǎn)換時間可達納秒數(shù)量級,比使用其他的頻率合成方法都要短數(shù)個數(shù)量級。

(3)頻率分辨率極高。若時鐘fs的頻率不變,則DDS的頻率分辨率就是由相位累加器的位數(shù)N決定。只要增加相位累加器的位數(shù)N,即可獲得任意小的頻率分辨率。目前,大多數(shù)DDS的分辨率在1Hz數(shù)量級,有許多小于1mHz甚至更小。

(4)相位變化連續(xù)。改變DDS輸出頻率,實際上改變的是每一個時鐘周期的相位增量,相位函數(shù)的曲線是連續(xù)的,只是在改變頻率的瞬間其頻率發(fā)生了突變,因而保持了信號相位的連續(xù)性。 (5)輸出波形的靈活性。只要在DDS內(nèi)部加上相應(yīng)控制(如調(diào)頻控制FM、調(diào)相控制PM和調(diào)幅控制AM),即可方便靈活地實現(xiàn)調(diào)頻、調(diào)相和調(diào)幅功能,產(chǎn)生FSK、PSK、ASK和MSK等信號。另外,只要在DDS的波形存儲器存放不同波形數(shù)據(jù),就可以實現(xiàn)各種波形輸出,如三角波、鋸齒波和矩形波甚至任意的波形。當(dāng)DDS的波形存儲器分別存放正弦和余弦函數(shù)表時,可得到正交的兩路輸出。

(6)其他優(yōu)點:由于DDS中幾乎所有部件都屬于數(shù)字電路,易于集成,功耗低,體積小,重量輕,可靠性高,且易于程控,使用相當(dāng)靈活,因此性價比極高。 3)DDS的局限性

(1)最高輸出頻率受限。由于DDS內(nèi)部DAC和波形存儲器（ROM）的工作速度限制,使得DDS輸出的最高頻率有限。目前市場上采用CMOS、TTL、ECL工藝制作的DDS芯片工作頻率一般在幾十MHz至400MHz左右,采用GaAs工藝的DDS芯片工作頻率可達2GHz左右。

(2)輸出雜散大。由于DDS采用全數(shù)字結(jié)構(gòu),不可避免地引入了雜散。其來源主要有三個：相位累加器相位舍位誤差造成的雜散、幅度量化誤差（由存儲器有限字長引起）造成的雜散和DAC非理想特性造成的雜散。

4.PLL＋DDS頻率合成器

DDS的輸出頻率低,雜散輸出豐富,這些因素限制了它們的使用。間接PLL頻率合成雖然體積小,成本低,各項指標(biāo)之間的矛盾也限制了其使用范圍?？勺儏⒖荚打?qū)動的鎖相頻率合成器對于解決這一矛盾是一種較好的方案。而可變參考源的特性對這一方案是至關(guān)重要的。作為一個頻率合成器的參考源,首先應(yīng)具有良好的頻譜特性,即具有較低的相位噪聲和較小的雜散輸出。雖然DDS的輸出頻率低,雜散輸出豐富,但是它具有頻率轉(zhuǎn)換速度快,頻率分辨率高,相位噪聲低等優(yōu)良性能,通過采取一些措施可以減少雜散輸出。用DDS作為PLL的可變參考源是理想方案。

10.2鎖相環(huán)頻率合成器PLL

由于微電子技術(shù)的快速發(fā)展,使得PLL鎖相環(huán)頻率合成器有了很高的集成化程度。圖10-2所示的數(shù)字式間接頻率合成器可以簡化為圖10-4所示電路。頻率合成器的組成元器件有標(biāo)準(zhǔn)晶振頻率源、

頻率合成器芯片、

濾波器、

壓控振蕩器、

單片機等。

圖10-4現(xiàn)代PLL的基本結(jié)構(gòu)

10.2.1PLL各個部件的選購和設(shè)計 圖10-4中,可以購買的專業(yè)生產(chǎn)廠家的產(chǎn)品有晶體振蕩器、PLL集成電路、單片機和VCO壓控振蕩器,需要設(shè)計的部分是低通濾波器LPF和單片機的程序。

1.晶體振蕩器 目前,使用最多的標(biāo)準(zhǔn)頻率源是晶體振蕩器。專業(yè)生產(chǎn)廠家的產(chǎn)品指標(biāo)越來越高,體積越來越小。常用的有恒溫晶振OCXO、溫補晶振TCXO、數(shù)字溫補DCXO。常用標(biāo)準(zhǔn)頻率有10MHz、20MHz、40MHz等。頻率穩(wěn)定度可以達到±1×10

-6

,各種標(biāo)準(zhǔn)封裝都有。

國內(nèi)技術(shù)已經(jīng)比較成熟,北京、西安、深圳等地都有廠家生產(chǎn),價格也不貴,可根據(jù)PLL集成電路的情況和頻率合成器整機設(shè)計要求選購。

2.PLL集成電路

PLL集成電路以國外公司生產(chǎn)為主,性能穩(wěn)定可靠,工作頻率涵蓋VCO頻率。芯片內(nèi)包括參考標(biāo)準(zhǔn)頻率源的分頻器、VCO輸出信號頻率的分頻器、鑒相器、輸出電荷泵等。兩個分頻器可以將標(biāo)準(zhǔn)頻率和輸出頻率進行任意分頻,滿足頻率合成器的頻率分辨率要求,不同信號經(jīng)不同分頻后,得到兩路同頻率信號,再進行比相,相位差送入電荷泵,電荷泵的輸出電流與相位差成比例。進一步,輸出給LPF,控制VCO。

國外幾個廠家,如AD、PE、HITTITE、MOTOROLA等公司的產(chǎn)品在國內(nèi)市場占有較大份額。重慶等地已有國產(chǎn)化的PLL集成電路產(chǎn)品。每個型號的PLL芯片都有相應(yīng)的設(shè)計軟件,選定參考標(biāo)頻、輸出信號的頻率范圍和步進等設(shè)計條件,可以方便地得出芯片的控制邏輯關(guān)系。

3.單片機 單片機用來調(diào)整頻率合成器的輸出頻率,也就是控制PLL芯片的邏輯關(guān)系?？刂拼a對應(yīng)關(guān)系可以是依據(jù)整機給定的控制碼,也可以是芯片內(nèi)部軟件給出的控制碼。總之,計算機提供一個變換輸出頻率的指令。 單片機可選用許多公司的51系列,也可以用可編程控制器件FPGA或CPLD,如MICROCHIP公司PIC18系列。使用時應(yīng)依據(jù)編程習(xí)慣來選擇。 4.壓控振蕩器(VCO)

壓控振蕩器輸出所需要的射頻/微波信號。VCO的基本原理在第9章有介紹,它就是一個變?nèi)莨苷{(diào)諧振蕩器。為了實現(xiàn)寬范圍調(diào)諧,通常要求較高的電壓,供電電源為12V或更高。在頻率合成器中,VCO的壓控電壓來自低通濾波器,與PLL芯片的輸出電流有關(guān)。 VCO也有大量產(chǎn)品可供選購。在射頻/微波頻段,VCO已經(jīng)成為微封裝電路,指標(biāo)穩(wěn)定可靠,使用方便。國內(nèi)石家莊十三所的產(chǎn)品與國外產(chǎn)品指標(biāo)基本一致。國外MINI-CIRCUITS、SYNERGY、HITIITE等公司的VCO在國內(nèi)有許多代理商。 5.低通濾波器(LPF)

現(xiàn)代頻率合成器的設(shè)計中,硬件的主要工作就是低通濾波器,直接影響到頻率合成器的相位噪聲和換頻速度。因為其他元件在選購時,特性指標(biāo)已經(jīng)確定,所能調(diào)整的就是低通濾波器。低通濾波器在頻率合成環(huán)路中又被稱為環(huán)路濾波器。低通濾波器通過對電阻電容進行適當(dāng)?shù)膮?shù)設(shè)置,使高頻成分被濾除。由于鑒相器PD的輸出不但包含直流控制信號,還有一些高頻諧波成分,這些諧波會影響VCO電路的工作。低通濾波器就是要把這些高頻成分濾除,以防止對VCO電路造成干擾。這個低通濾波器是低頻濾波器。濾波器的結(jié)構(gòu)可以是無源RC濾波器,也可以是有源運放低通,其原理簡單,調(diào)試較困難。

圖10-5給出了三種低通濾波器結(jié)構(gòu),圖（a）為運放積分器,有一定的直流增益,稱為二類PLL；圖（b）也有增益,為一類PLL;圖（c）是無源的,輸出電流而不是電壓,屬二類PLL。盡管電路簡單,但對環(huán)路的影響很大。設(shè)計或調(diào)試不當(dāng),會引起環(huán)路不穩(wěn)或難于鎖相。濾波器的轉(zhuǎn)換函數(shù)為（10-1）

圖10-5三種低通濾波器

濾波器的設(shè)計就是R和C的選定。后面將詳細討論如何考慮選取R和C的值,才能得到比較理想的PLL頻率合成器。

10.2.2PLL的鎖定過程 舉個簡單的鎖相環(huán)例子說明上述部件的配合過程。假定最初環(huán)沒有被鎖定,參考頻率是100MHz。把VCO的電壓調(diào)到5V,輸出頻率為100MHz。鑒相器能產(chǎn)生1V峰-峰值的余弦波。 使用一類環(huán)路濾波器,如圖10-6所示,它在低頻時增益為100,在高頻時增益為0.1。

環(huán)路沒有鎖定時,VCO的工作頻率可能在工作范圍內(nèi)的任何位置。假定工作頻率為101MHz,在參考頻率工作的前提下,在鑒相器輸出端有1MHz的差頻,對環(huán)路濾波器而言,這個頻率是高頻,濾波器的增益只有0.1。在VCO的電壓上有鑒相器的輸出0.1V的峰-峰值的調(diào)制,但這個電壓對VCO頻率影響不大。圖10-6一類環(huán)路濾波器及其響應(yīng)特性

如果VCO頻率距離參考頻率越來越遠,環(huán)內(nèi)就沒有足夠的增益將環(huán)鎖定。如果VCO頻率是100.1MHz,差頻就是100kHz,使環(huán)路濾波器處在高增益頻率范圍是恰當(dāng)?shù)?。調(diào)節(jié)VCO頻率可增大差頻電壓。隨著VCO的頻率接近參考頻率,差頻變得更低,它進入了環(huán)濾波器的高增益范圍,加速了VCO頻率的改變,直到它和參考頻率相同。此時,差頻是0。鎖定后,鎖相環(huán)成為一個穩(wěn)定的閉合環(huán)路系統(tǒng),VCO頻率與參考頻率相同。鑒相器輸出瞬時電壓與VCO輸出瞬時電壓如圖10-7（a）和（b）所示。圖10-7鑒相器和VCO輸出電壓瞬時值

鑒相器的輸出電壓與兩路輸入電壓的關(guān)系為

2Ue=kUaUbcos(Δφ)（10-2） 當(dāng)鎖相環(huán)頻率鎖定時,VCO輸入電壓達到5V。因為環(huán)濾波器的增益為100,故鑒相器輸出的電壓為Ue=-50mV,鑒相器最大電壓是1V峰-峰值,由式（10-1）得鑒相器的輸出相位為95.7°,環(huán)路濾波器保持VCO輸出為100MHz,并維持鑒相器兩端信號有95.7°的相位差。

振蕩器在一個周期的相位移為360°,在一個特定的時間,如果頻率增大,會積累更多的相位移。如果VCO的頻率改變的更多,將快速地積累更多的相位移。鑒相器輸出電壓上升，環(huán)路濾波器會增強這個改變量并且降低VCO的控制電壓,VCO輸出頻率會降到100MHz,VCO頻率偏低的情況與此類似。這個控制過程是能夠維持下去的。由于溫度、噪音、地心引力等外部因素引起的VCO頻率微小改變,鎖相環(huán)也能夠穩(wěn)定地輸出。鑒相器輸出一個誤差電壓,環(huán)路濾波器將使它增強,VCO頻率和相位將回到正確值。環(huán)的矯正作用就是保持頻率和相位為恒量。 10.2.3PLL環(huán)的分類 鎖相環(huán)是一個受負反饋控制的閉環(huán)系統(tǒng)。閉環(huán)增益H(s)為

(10-3)

式中,G(s)是開環(huán)增益,G(s)N是環(huán)增益。開環(huán)增益是鑒相器增益、環(huán)路濾波器增益和VCO增益的產(chǎn)物,N是分頻比。

式(10-3)的分母多項式的整數(shù)個數(shù)（或頻率極點數(shù)）決定系統(tǒng)的種類,可以用直流增益無限大的運放積分器來實現(xiàn)。顯然,最大增益為1的無源濾波器難以實現(xiàn)這個功能。VCO是一個純相位積分器,為分類提供一個極點,所以,PLL至少為一類。如果環(huán)路濾波器為有限直流增益,將不會改變PLL的類型。用無限增益積分器,就會得到二類PLL。 鎖相環(huán)的階數(shù)是式(10-3)的分母多項式冪次數(shù)。環(huán)路濾波器的運放至少有兩個重要的節(jié)點,一個在1～100kHz之間,另一個在10MHz以上。在壓控范圍內(nèi),VCO有頻率滾降,可在鑒相器輸出端加一個低通濾波器,進一步降低不必要的高頻信號。

前述例子使用了一類環(huán),惟一的純相位積分器是VCO,因此只有一個極。環(huán)路濾波器增益為100。如果VCO增益是1MHz/V,參考頻率改變到103MHz,VCO調(diào)諧電壓將是8V?？紤]-100的增益,鑒相器電壓就是。當(dāng)參考頻率為100MHz時,相位差為99.7°,比95.7°更超前。VCO與參考頻率的相位差是95.7°。如果參考頻率繼續(xù)改變,VCO也會改變來匹配它,鑒相器輸出電壓也改變。這是一個重要的特性,有時需要,有時則不需要,實際中要靈活掌握。

如果環(huán)路濾波器的增益為1000,要使100MHz時鎖定,鑒相器的輸出電壓只能是-5mV,要使103MHz時鎖定,鑒相器輸出電壓是-8mV,對應(yīng)的相位差分別為90.57°和90.92°。如果直流增益進一步增大,伴隨頻率的相位差變化將進一步減小。如果增益增加到極限直流反饋電阻,Rp將接近開路,并且環(huán)路濾波器直流增益將是無窮大。圖10-5（b）所示的環(huán)路濾波器變成圖10-5（a）,此時,環(huán)路濾波器是一個獨立的積分器。包含環(huán)路濾波器的鎖相環(huán)積分器總數(shù)是兩個:一個是VCO,另一個是環(huán)路濾波器。環(huán)路濾波器用在鎖相環(huán)內(nèi)產(chǎn)生二類環(huán)。這個環(huán)的特性是隨著頻率的變化在VCO與參考頻率間仍保持一個恒定的相位移。

目前,大量使用的是一類環(huán)和二類環(huán)。三類環(huán)和更高的環(huán)用于解決特殊情況下的頻率改變問題。如衛(wèi)星發(fā)射的各個階段引起頻率變化的因素不同,要保證衛(wèi)星的微波源頻率穩(wěn)定,就應(yīng)對各個階段的情況進行控制,這時需用到三類以上的鎖相環(huán)。

10.2.4PLL設(shè)計公式 前面了解了鎖相環(huán)原理,環(huán)路濾波器和其他部分的元件值必須仔細地選擇,才能組成一個穩(wěn)定的環(huán)路。這些元件值都可以用基本閉環(huán)等式來分析和綜合。

如圖10-8所示,鎖相環(huán)系統(tǒng)模型由鑒相器、環(huán)路濾波器、VCO和分頻器組成。 每一部分可用一個恒定的增益或者頻率函數(shù)的增益值來描述。閉合回路頻率響應(yīng)的預(yù)期特性是:最小頻率為1Hz,最大頻率在10kHz和10MHz之間。圖10-8鎖相環(huán)回路頻域分析

通過計算節(jié)點Ue和Uo的電壓關(guān)系,可得出負反饋系統(tǒng)的閉合回路增益的表達式。圖中,KPD為鑒相器增益,F(s)是放大器環(huán)路濾波器表達式,KVCO/s是VCO增益，可得誤差電壓和輸出電壓為(10-4)(10-5)

所以,電壓轉(zhuǎn)移函數(shù)為

如果G(s)很大時,有

這些閉環(huán)增益的表達式可用來決定環(huán)路濾波器的帶寬和阻尼比。首先假定使用二類環(huán),因為頻率最高,容易得出濾波器轉(zhuǎn)移函數(shù)為(10-6)(10-7)

開環(huán)增益為

對于一類鎖相環(huán),Rp→∞,則

(10-9)

(10-8)

把式(10-8)和式(10-9)代入閉環(huán)鎖相環(huán)的增益公式(10-6),得 分母可改成控制理論中常見的形式:s2+2ζωns+ω2n,其中ωn是系統(tǒng)的特征頻率,ζ是阻尼因數(shù),當(dāng)Rp→∞時,二類鎖相環(huán)的特征頻率和阻尼因子分別為

(10-13)(10-14)(10-12)(10-11)

阻尼因子ζ和特征頻率ωn確定以后,即可決定電路元件。為了簡單,定義

濾波器在直流的響應(yīng)為 重新整理,得出(10-15)(10-16)(10-17)調(diào)整式（10-17）,得

(10-18)

有了阻尼比和特征頻率,選定C和直流增益的值后,就可以得出阻抗值

(10-19)(10-20)(10-21)

令Rp→∞,可以得出二類環(huán)的計算公式。 可以想象,阻尼因子ζ和特征頻率ωn有一個最佳配合。先選定特征頻率,以阻尼因子為參變量,計算出不同的衰減曲線,如圖10-9所示?？梢钥闯?特征頻率為1Hz,當(dāng)ζ小于1時,鎖相環(huán)是欠阻尼且產(chǎn)生最高點,衰減慢;當(dāng)ζ大于1時,鎖相環(huán)是過阻尼,衰減快。如果要求ζ等于1.0,衰減為-3dB,則特征頻率是2.4Hz。如果要求50kHz有-3dB衰減,且ζ等于1.0,則特征頻率為20.833kHz。

圖10-9以阻尼因子為參變量的PLL響應(yīng)曲線 10.2.5環(huán)路設(shè)計實例 設(shè)計實例一： 鎖相環(huán)輸出頻率為1600MHz,參考頻率為100MHz。電路如圖10-10所示,構(gòu)成單元有分頻器、鑒相器和二類環(huán)路濾波器。VCO的調(diào)諧斜率為1MHz/V,鑒相器輸出余弦波,最高點是100mV。濾波器的頻率為100kHz,3dB帶寬時,阻尼因子是1。

(1)用100pF的電容器,找出環(huán)路濾波器的其他元件值。

(2)用一個10kΩ電阻Rin,找出環(huán)路濾波器的其他元件值。

由前述公式,阻尼因子是1,帶寬3dB的特征頻率是2.45Hz。如果需要3dB時頻率為100kHz,特征頻率可以用縮比法得出,

fn=100kHz/2.45=41kHz。輸出頻率是輸入頻率的16倍,即N=16,

KVCO的值是1MHz/V。鑒相器的輸出是余弦波。如果環(huán)鎖定在90°或270°,鑒相器的輸出電壓是0V。對于正電阻Rin

,在270°時，斜率KPD=50mV/rad。

(1)取C為100pF， 由式(10-13)得出Rin=2.96kΩ，由式(10-14)得到Rs=77.6kΩ。 (2)Rin=10kΩ。同樣方法求得C=29.6pF，Rs=162.4kΩ。 設(shè)計結(jié)果如圖

10-10所示。

圖10-10鎖相環(huán)設(shè)計

設(shè)計實例二： 設(shè)計圖10-11所示的頻率合成器。輸出頻率為900～920MHz。輸出頻率可以通過改變阻尼因子而改變，步進為1kHz級。集成電路合成器的鑒相器輸出為5mA/rad，VCO調(diào)諧斜率是10MHz/V。圖10-11合成器設(shè)計

輸出頻率必須是參考頻率的整數(shù)倍，因此參考頻率是1kHz。分頻比從900MHz/1kHz到920MHz/kHz。用中點值910MHz/1kHz進行設(shè)計。當(dāng)分頻比改變時，選擇阻尼因子為1。環(huán)路濾波器必須衰減工作在1kHz的鑒相器輸出脈沖。由圖10-11可以看出，10倍特征頻率上衰減是14dB，100倍特征頻率上衰減是34dB。參考頻率為1kHz，選擇fn=10Hz，Kt的值用V/A表示:

得出Kt=0.345V/A，為了解出Rs和C，Kt必須是Rin的整數(shù)倍。從前述設(shè)計公式可得Rs=364Ω和C=87.45pF。 設(shè)計實例三： 觀察出一個頻率合成器的環(huán)路濾波器是一類放大器結(jié)構(gòu)，鑒相器指標(biāo)為100mV/rad，VCO輸出頻率是3GHz，調(diào)諧斜率是100MHz/V，參考源是100MHz。如果Rin=620Ω，Rs=150Ω,Rp=56kΩ且C=1nF，那么鎖相環(huán)的3dB帶寬和阻尼因子是多少?

輸出頻率為3GHz，參考頻率為100MHz，分頻比N是30，所以Kt=2.094×106，代入到分析公式得出fn=293.1kHz，且阻尼比ζ=0.709，ζ=0.709的曲線沒有畫出，但ζ=0.5的3dB頻率是1.8Hz，ζ=1的3dB頻率是2.45Hz，故ζ=0.709的線性近似值是2.07Hz，3dB頻率約等于2.07Hz，fn=608kHz。 10.2.6PLL集成電路介紹

PLL集成電路是現(xiàn)代頻率合成器的核心部件，世界許多著名半導(dǎo)體公司都有此類產(chǎn)品。下面給出SB3236(PE3236、Q3236)芯片的例子供參考，以使用戶了解其內(nèi)部結(jié)構(gòu)和使用方法。

SB3236是一種高性能PLL頻率綜合器集成電路，內(nèi)含10/11雙模前置分頻器、模/數(shù)選擇電路、M計數(shù)器、R計數(shù)器、數(shù)據(jù)控制邏輯、鑒相器和鎖相檢測電路。R計數(shù)器和M計數(shù)器的控制字可串行或并行接口在數(shù)據(jù)控制邏輯中編程，也可直接接口輸入。

該產(chǎn)品具有工作頻率寬(前置分頻器有源時，工作頻率為200MHz～2.2GHz；前置分頻器旁無源時，工作頻率為20～220MHz)，工作電壓低(3(±5％)V),功耗小(75mW),工作溫度范圍寬(-55～+125℃)，非常好的相位噪聲特性和體積小(44線方形扁平外殼封裝)等特點。它主要應(yīng)用于通信、電子、航空航天、蜂窩/PCS基站、LMDS/MMDS/WLL基站和地面系統(tǒng)

SB3236的原理框圖如圖

10-12所示，

其外形引腳如圖10-13所示。

圖10-12SB3236的原理框圖圖10-13SB3236的外形引腳圖

1.主分頻器通道 主分頻器通道由10/11雙模前置分頻器、模/數(shù)選擇電路、9bitM計數(shù)器組成，按照用戶所定義的“M”和“A”計數(shù)器的整數(shù)值除以輸入頻率fi。Pre-en設(shè)置為“0”時10/11前置分頻器有源，Pre-en設(shè)置為“1”時前置分頻器無源。主分頻器的輸出頻率fp與VCO頻率fi的關(guān)系為 式中,A≤M＋1，M≠0。(10-22)

環(huán)路被鎖定時，fi與參考頻率fr

的關(guān)系為

由上面A的限制可知:若要獲得連續(xù)信道,fi必須大于或等于90·［fr/(R+1)］。M計數(shù)器的數(shù)據(jù)輸入為最小值“1”時，M計數(shù)器的分頻比為2。直接接口時M計數(shù)器的輸入M7和M8置為“0”。

2.參考分頻器通道 參考分頻器通道對參考頻率fr分頻獲得鑒相器的比較頻率fc，fc

是6bitR計數(shù)器的輸出。(10-23)

(10-24)

式中,R≥0。

R計數(shù)器的數(shù)據(jù)輸入等于“0”時將使參考頻率fr

直通到鑒相器。直接接口時R計數(shù)器的輸入R4和R5置為“0”。

3.鑒相器 鑒相器由主分頻器輸出fp

和參考分頻器輸出fc

的上升沿觸發(fā)，它有PD-U和PD-D兩個輸出。如果fp

的頻率或相位超前fc，則PD-D輸出負脈沖，如果fc的頻率或相位超前fp,則PD-U輸出負脈沖，脈寬與fp

和fc

兩信號之間的相差成正比。PD-U和PD-D脈沖信號驅(qū)動有源低通濾波器，且產(chǎn)生控制VCO頻率的調(diào)諧電壓。PD-U脈沖導(dǎo)致VCO頻率增高，PD-D脈沖導(dǎo)致VCO頻率降低。通過Cext可獲得鎖相檢測輸出LD。PD-U和PD-D兩輸出進行邏輯“與非”且串接2kΩ電阻，得到Cext，Cext

外接旁路積分電容。在器件內(nèi)部，Cext還驅(qū)動一個帶有開路漏極輸出的倒相器，因而LD是PD-U和PD-D的邏輯“與”。

4.寄存器編程

Enh＝1時電路處于工作模式，Enh＝0時電路處于測試工作狀態(tài)。數(shù)據(jù)輸入有三種模式:并行接口、串行接口和直接接口。 （1）在工作模式下，Enh＝1。

①并行接口。 當(dāng)Bmode＝0和Smode＝0時,采用并行接口模式。 在并行接口模式下，并行輸入數(shù)據(jù)D［7∶0］，在M1-WR、M2-WR、A-WR上升沿分別將八位并行輸入數(shù)據(jù)D［7∶0］鎖入主寄存器(PrimaryRegister)中。在Hop-WR上升沿，將主寄存器的值鎖入從寄存器(SlaveRegister)。

選用主或者從寄存器的值可迅速改變VCO的頻率。FSELP用于選擇程控分頻器使用主寄存器或從寄存器的值，F(xiàn)SELP＝1時使用主寄存器，F(xiàn)SELP＝0時使用從寄存器。

②串行接口。

Bmode＝0和Smode＝1時為串行接口模式。當(dāng)E-WR＝0和S-WR＝0時，串行數(shù)據(jù)輸入端Sdata

輸入的數(shù)據(jù)在時鐘輸入Sclk的上升沿逐次移入主寄存器，MSB(B0)最先輸入，LSB（B19）最后輸入。在S-WR上升沿(Hop-WR=0)或者Hop-WR上升沿(S-WR=0)

將主寄存器的值鎖入從寄存器。選用主或者從寄存器的值可迅速改變VCO的頻率。FSELS用于選擇程控分頻器使用主寄存器還是從寄存器的值，F(xiàn)SELS＝1時使用主寄存器，F(xiàn)SELS＝0時使用從寄存器。

③直接接口。

Bmode＝1時采用直接接口模式。 這時，計數(shù)器控制直接通過引腳輸入。在直接接口模式下，M計數(shù)器的M7與M8和R計數(shù)器的R4與R5在器件內(nèi)部設(shè)置為0。

(2)在測試模式下，Enh＝0。 ①并行接口。 并行輸入數(shù)據(jù)D［7∶0］在E-WR的上升沿鎖入測試寄存器（EnhanceRegister）。

②串行接口。 當(dāng)E-WR＝1和S-WR＝0時，串行數(shù)據(jù)輸入端Sdata輸入的數(shù)據(jù)在時鐘輸入Sclk的上升沿逐次移入測試寄存器，MSB(B0)最先輸入，LSB（B7）最后輸入。測試寄存器也采用主從寄存器，可防止在串行輸入時改變電路狀態(tài)。在E-WR的下降沿將測試寄存器中主寄存器的值鎖入從寄存器，所有控制字只有在Enh＝0時才有效。

5.參考電路圖 控制信號有三種連接形式：并行、串行、直接,如圖10-14所示。 頻率合成器電路如圖10-15所示。

圖10-14三種控制信號的連接形式

(a)并行；

(b)串行；

(c)

直接

圖10–15頻率合成器電路

6.設(shè)計工具

Peregrine公司給出了系列芯片設(shè)計頻率合成器的計算軟件,界面直觀,使用方便,主要是研究三個計數(shù)器M、A、R的設(shè)置與VCO輸出頻率的關(guān)系。設(shè)計工具界面如圖10-16所示。 軟件使用方法介紹如下： 步驟一:開啟程序，選擇PE3236。 步驟二:設(shè)置參考頻率，如10MHz或20MHz等。 步驟三:設(shè)置R計數(shù)器數(shù)值，輸入十進制數(shù)即可。 步驟四:設(shè)置頻率步長。 步驟五:設(shè)置VCO輸出頻率。 步驟六:檢查頻譜儀輸出頻率是否鎖定在步驟五的頻率上。圖10-16設(shè)計工具界面10.3直接數(shù)字頻率合成器DDS

1.概述 圖10-17是AD9850內(nèi)部結(jié)構(gòu)。正弦查詢表是一個可編程只讀存儲器(PROM)，儲存有一個或多個完整周期的正弦波數(shù)據(jù)，在時鐘fc驅(qū)動下，地址計數(shù)器逐步經(jīng)過PROM存儲器的地址，地址中相應(yīng)的數(shù)字信號輸出到N位數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)的輸入端，DAC輸出的模擬信號經(jīng)過低通濾波器(LPF)，可得到一個頻譜純凈的正弦波。圖10-17AD9850內(nèi)部結(jié)構(gòu) DDS系統(tǒng)編程控制輸出頻率的核心是相位累加器，由一個加法器和一個N位相位寄存器組成，N一般為24～32位。每來一個時鐘f

c，相位寄存器以步長M增加。相位寄存器的輸出與相位控制字相加，然后輸入到正弦查詢表地址上。正弦查詢表包含一個周期正弦波的數(shù)字幅度信息，每個地址對應(yīng)正弦波0°～360°范圍的一個相位點。查詢表把輸入的地址相位信息映射成正弦波幅度信號，驅(qū)動DAC，輸出模擬量。

相位寄存器每經(jīng)過2N/M個fc時鐘后回到初始狀態(tài)，相應(yīng)地，正弦查詢表經(jīng)過一個循環(huán)回到初始位置，整個DDS系統(tǒng)輸出一個正弦波。輸出的正弦波周期為T0=Tc2N/M，頻率為fout=Mfc/2N。相位累加器輸出N位并不全部加到查詢表，而要截斷，僅留高端13～15位。相位截斷減小了查詢表長度,但并不影響頻率分辨率,對最終輸出僅增加一個很小的相位噪聲。DAC分辨率一般比查詢表長度小2～4位。AD9850輸出頻率分辨率接口控制簡單,可以用8位并行口或串行口直接輸入頻率、相位等控制數(shù)據(jù)。

先進的CMOS工藝使AD9850不僅性能指標(biāo)一流,而且功耗少,在3.3V供電時,功耗僅為155mW。擴展工業(yè)級溫度范圍為-40～+85°C,其封裝是28引腳的SSOP表面封裝,引腳排列見圖10-18。圖10-18AD9850引腳圖 AD9850內(nèi)部有高速比較器,接到DAC濾波輸出端,就可直接輸出一個抖動很小的脈沖序列,此脈沖輸出可用作ADC器件的采樣時鐘。AD9850用5位數(shù)據(jù)字節(jié)控制相位,允許相位按增量180°,90°,45°,22.5°,11.25°移動或?qū)@些值進行組合。

AD9850有40位寄存器,32位用于頻率控制,5位用于相位控制,1位用于電源休眠(Powerdown)功能,2位廠家用于保留測試控制。這40位控制字可通過并行方式或串行方式裝入到AD9850。在并行裝入方式中,通過8位總線D7…D0將數(shù)據(jù)裝入寄存器,全部40位需重復(fù)5次。

在FQ-UD上升沿把40位數(shù)據(jù)從輸入寄存器裝入到頻率和相位及控制數(shù)據(jù)寄存器,從而更新DDS輸入頻率和相位,同時把地址指針復(fù)位到第一個輸入寄存器。接著在W-CLK上升沿裝入8位數(shù)據(jù),并把指針指向下一個輸入寄存器,連續(xù)5個W-CLK上升沿后,W-CLK的邊沿就不再起作用,直到復(fù)位信號或FQ-UD上升沿把地址指針復(fù)位到第一個寄存器。在串行裝入方式中,W-CLK上升沿把25引腳(D7)的一位數(shù)據(jù)串行移入,移動40位后,用一個FR-UD脈沖就可以更新輸出頻率和相位。圖10-19是AD9850高速DDS內(nèi)部細化及其各部分波形。

圖10-19DDS內(nèi)部波形關(guān)系 2.應(yīng)用電路

1）構(gòu)成時鐘發(fā)生器 圖10-20是用AD9850構(gòu)成的基本時鐘發(fā)生器電路。圖中DAC輸出IOUT驅(qū)動200Ω、42MHz低通濾波器,而濾波器后面又接了一個200Ω負載,使等效負載為100Ω。濾波器除去了高于42MHz的頻率,濾波器輸出接到內(nèi)部比較器輸入端。DAC互補輸出電流驅(qū)動100Ω負載,DAC兩個輸出間的100kΩ分壓輸出被電容去耦后,用作內(nèi)部比較器的參考電壓。時鐘頻率由軟件控制鎖定到系統(tǒng)時鐘時,AD9850構(gòu)成的時鐘發(fā)生器可以方便地提供這樣的時鐘。

圖10-20AD9850構(gòu)成時鐘發(fā)生器電路

2）頻率和相位可調(diào)的本地振蕩器

圖10-21所示電路利用AD9850產(chǎn)生一個頻率和相位可調(diào)的正弦信號。DDS與一個輸入頻率信號fin進行混頻,選擇適當(dāng)?shù)膸V波器,就可以得到頻率和相位可調(diào)的射頻輸出。利用DDS系統(tǒng)頻率分辨率高的特點,在輸入頻率fin一定時,射頻輸出可達到DDS系統(tǒng)一樣的頻率分辨率,且頻率和相位調(diào)節(jié)方便。其輸出頻率為

fout=fin+

fDDS

=fin+M×=

fin+0.0291×M

頻率分辨率為

Δfomin==0.0291

Hz

圖10-21頻率和相位可調(diào)的本地振蕩器 3）用于擴頻通信 將基本時鐘發(fā)生器電路的時鐘信號用于擴頻通信接收機,如圖10-22所示。 除此之外,AD9850還可構(gòu)成DDS+PLL頻率合成器。

圖10-22擴頻通信接收機示意圖

除此之外,AD9850還可構(gòu)成DDS+PLL頻率合成器。

3.幾點說明

(1)AD9850作為時鐘發(fā)生器使用時,輸出頻率要小于參考時鐘頻率的33%,以避免諧波信號落入有用輸出頻帶內(nèi),減少對外部濾波器的要求。

(2)AD9850參考時鐘頻率最低為1MHz,如果低于此頻率,系統(tǒng)自動進入電源休眠方式。 如果高于此頻率,系統(tǒng)恢復(fù)正常。

(3)含有AD9850的印制線路板應(yīng)是多層板,要有專門的電源層和接地層,且電源層和接地層中沒有引起層面不連續(xù)的導(dǎo)線條。在多層板的頂層應(yīng)留有帶一定間隙的接地面,為表面安裝器件提供方便。為得到最佳效果,在AD9850擬接地和數(shù)字接地連接在一起。 (4)避免在AD9850器件下面走數(shù)字線,以免把噪聲耦合進芯片。避免數(shù)字線和模擬線交叉。印制板相對面的走線應(yīng)該相互正交。在可能的條件下,采用微帶技術(shù)。

(5)像時鐘這樣的高速開關(guān)信號應(yīng)該用地線屏蔽,避免把噪聲輻射到線路板上其他部分。

(6)要考慮用良好的去耦電路。AD9850電源線應(yīng)盡可能寬,使阻抗低,減少尖峰影響。模擬電源和數(shù)字電源要獨立,分別把高質(zhì)量的陶瓷去耦電容接到各自的接地引腳。去耦電容應(yīng)盡可能靠近器件。

(7)AD9850有兩種評估板,可作為PCB布局布線參考用。AD9850/FSPCB評估板主要用于頻率合成器,AD9850/CGPCB評估板主要用于時鐘發(fā)生器。這兩種評估板都可與PC機并行打印口相連,軟件在Windows界面下進行。評估板配帶的3.5英寸軟盤有一個可執(zhí)行文件,用來裝入數(shù)據(jù),顯示AD9850的功能選擇。10.4PLL＋DDS頻率合成器 10.4.1DDS作PLL參考源 圖10-23所示電路用AD9850DDS系統(tǒng)輸出作為PLL的激勵信號,而PLL設(shè)計成N倍頻PLL,利用DDS的高分辨率來保證PLL輸出有較高的頻率分辨率。

圖10-23用AD9850系統(tǒng)輸出作為PLL的信號

直接數(shù)字頻率合成芯片DDS作為SB3236鎖相環(huán)頻率合成芯片,構(gòu)成了一個DDS+PLL頻率合成器的設(shè)計。這種結(jié)構(gòu)適用于各種型號的DDS和PLL芯片。PLL采用單環(huán)頻率合成技術(shù),以使DDS+PLL頻率合成器的結(jié)構(gòu)簡單,性能穩(wěn)定。在這種方案中,DDS的作用是為鎖相環(huán)提供一個高精度參考源。整個系統(tǒng)換頻精度受到DDS特性、濾波器的帶寬和鎖相環(huán)參數(shù)的影響,頻率切換時間主要由鎖相環(huán)決定。頻率的調(diào)節(jié)由DDS和PLL兩個芯片的邏輯關(guān)系決定,單片機或FPGA可編程邏輯器件工作量大,可參閱相關(guān)技術(shù)資料。

輸出頻率為

fout=N·M·=0.0291·N·M

頻率分辨率為

Δfomin=N·

=0.0291N 10.4.2DDS作PLL的可編程分頻器 這種方案又稱為PLL內(nèi)插DDS頻率合成器,基本電路如圖10-24所示。

圖10-24PLL內(nèi)插DDS頻率合成器原理

AD9850DDS輸出經(jīng)過濾波后的頻率為fDDS=M·fout/232，M為AD9850頻率控制字,PLL環(huán)路分頻器的分頻值為N=232/M

,由于M=1～231,所以N=2～232。在VCO輸出允許情況下,該PLL輸出頻率為fout=N·fREF=(2～232)·fREF。第11章其他常用微波電路

11.1隔離器與環(huán)形器

11.2混頻器與檢波器

11.3倍頻器和分頻器

11.4開關(guān)與相移器

11.1隔離器與環(huán)形器

隔離器又稱單向器,它是一種允許電磁波單向傳輸?shù)膬啥丝谄骷?其示意圖如圖11-1所示。從端口①向端口②傳輸?shù)恼螂姶挪ㄋp很小,而從端口②向端口①傳輸?shù)姆聪虿▌t有很大的衰減。在微波系統(tǒng)中,經(jīng)常把隔離器接在信號發(fā)生器與負載網(wǎng)絡(luò)之間,以改善源與負載的匹配。這樣可以使得來自負載的反射功率不能返回發(fā)生器輸入