1、信息與通信工程學院微波實驗報告班級： 姓名： YHY 學號： 日期： 2014年6月 實驗二 分支節(jié)匹配1一 實驗目的1二 實驗原理1三 實驗內(nèi)容1四、實驗步驟1五、 實驗仿真2實驗三 四分之一波長阻抗變換器9一 實驗目的9二 實驗原理9三 實驗內(nèi)容9四 實驗步驟10五 實驗仿真10實驗四 低通濾波器17一、 實驗目的17二、 實驗原理17三、 實驗內(nèi)容21四、 實驗步驟21五、 實驗仿真22實驗二 分支節(jié)匹配一 實驗目的1熟悉支節(jié)匹配器的匹配原理2了解微帶線的工作原理和實際應用3掌握Smith圖解法設計微帶線匹配網(wǎng)絡二 實驗原理支節(jié)匹配器是在主傳輸線上并聯(lián)適當?shù)碾娂{（或者串聯(lián)適當?shù)碾娍梗?，?/p>

2、附加的反射來抵消主傳輸線上原來的反射波，以達到匹配的目的。單支節(jié)匹配器，調(diào)諧時主要有兩個可調(diào)參量：距離d和由并聯(lián)開路或短路短截線提供的電納。匹配的基本思想是選擇d，使其在距離負載d處向主線看去的導納Y是Y0+jB形式。然后，此短截線的電納選擇為-jB，根據(jù)該電納值確定分支短截線的長度，這樣就達到匹配條件。雙支節(jié)匹配器，通過增加一個支節(jié)，改進了單支節(jié)匹配器需要調(diào)節(jié)支節(jié)位置的不足，只需調(diào)節(jié)兩個分支線長度，就能夠達到匹配（但是雙支節(jié)匹配不是對任意負載阻抗都能匹配的，即存在一個不能得到匹配的禁區(qū)）。三 實驗內(nèi)容已知：輸入阻抗 Zin=75 負載阻抗 Zl=（64+j35） 特性阻抗 Z0=75 介質(zhì)基

3、片 r=2.55，H=1mm假定負載在2GHz時實現(xiàn)匹配，利用圖解法設計微帶線單支節(jié)和雙支節(jié)匹配網(wǎng)絡，假設雙支節(jié)網(wǎng)絡分支線與負載的距離d1=1/4，兩分支線之間的距離為d2=1/8。畫出幾種可能的電路圖并且比較輸入端反射系數(shù)幅度從1.8GHz至2.2GHz的變化。四、實驗步驟1. 根據(jù)已知計算出各參量，確定項目頻率。2. 將歸一化阻抗和負載阻抗所在位置分別標在Smith圓上。3. 設計單枝節(jié)匹配網(wǎng)絡，在圖上確定分支線與負載的距離以及分支線的長度，根據(jù)給定的介質(zhì)基片、特性阻抗和頻率用TXLine計算微帶線物理長度和寬度。此處應該注意電長度和實際長度的聯(lián)系。4. 畫出原理圖，在用微帶線畫出基本的原

4、理圖時，注意還要把襯底添加到圖中，將各部分的參數(shù)填入。注意微帶分支線處的不均勻性所引起的影響，選擇適當?shù)哪Ｐ汀?. 負載阻抗選擇電阻和電感串聯(lián)的形式，連接各端口，完成原理圖，并且將項目的頻率改為1.82.2GHz。6. 添加矩形圖，添加測量，點擊分析，測量輸入端的反射系數(shù)幅值。7. 同理設計雙枝節(jié)匹配網(wǎng)絡，重復上面的步驟。五、 實驗仿真1. 單支節(jié)（1）根據(jù)已知計算出各參量。寫入Output Equations。zl為歸一化負載阻抗；zin為歸一化輸入阻抗；Tl為負載處反射系數(shù)；Tin 為輸入端反射系數(shù)；b為以0.01為步長掃描02*PI；R為阻抗處等反射系數(shù)圓；Rp為匹配圓；Rj為大圓。（2

5、） 在Smith導納圓圖上畫出負載所處的VSWR圓，標出其與單位電導圓的交點。這里可以有兩個交點，選擇離負載較近的那個點進行計算。下面以分別實部虛部、幅度角度方式顯示：角度：93.87- -105.7=199.57 199.57/2=99.785由圖得出支節(jié)的電納為-j0.。圖1-1 復數(shù)形式顯示 圖1-2 幅角形式顯示注：幅角顯示時要切換至“等反射系數(shù)圓”顯示。（3） 已知角度后，用TXLine算出負載距離支節(jié)間的微帶線的參數(shù)。W=1.4373mm，L=29.004mm。（4） 由圖求出短路點距離支節(jié)接入點的電長度，角度為（180-55.99）/2=62.005再由TXLine，輸入角度值，

6、算出微帶線的參數(shù)。L=18.022mm，W=1.4373mm。（5）輸入端口處也需要接一個微帶線，其寬度要和輸出端口的阻抗75 匹配，長度任意。用TXLine，輸入阻抗，算出微帶線參數(shù)W=1.4373mm，長度任意，取作L=26.159mm。（6）根據(jù)上述步驟，設計出的參數(shù)為負載到支節(jié)的微帶線（TL2）：L=29.004mm W=1.4373mm支節(jié)的微帶線（TL3）：L=18.022mm W=1.4373mm端口處接的微帶線（TL1）：L=26.159mm W=1.4373mm 由此搭建電路：（7）設TL2和TL3的長度可變，調(diào)諧前后后S參數(shù)對比：顯然，調(diào)諧后的電路，在中心頻率2GHz處的S

7、參數(shù)比調(diào)諧前的低得多，說明電路的性能有所提高，已經(jīng)特別接近最理想的0。2. 雙支節(jié)（1）根據(jù)已知計算出各參量。寫入Output Equations。e：大圓，等反射系數(shù)圓；g：1+jx匹配元；g2：輔助圓；r：負載所在的等反射系數(shù)圓；r2：負載與第一個支節(jié)并聯(lián)后的等反射系數(shù)圓；Rd：等電導圓。（2）在Smith導納原圖上畫出負載的位置，沿VSWR圓轉(zhuǎn)180處即為距離負載距離為1/4波長處的導納(為g=0.，b=0.46575)。用TXLine，輸入角度，求出負載和第一個支節(jié)之間的微帶線參數(shù)，L=26.159mm,W=1.4373mm（3） 再求出其所在的等電導圓與輔助圓的交點，一共可得兩個交點

8、，選擇靠下的那個點來設計。得第一個支節(jié)的導納為j（,1.989890.46575）=j1.52414，短路點離它的距離，兩者之間的角度 (180-113.5)/2=146.75。用TXLine，輸入角度，算出第一個支節(jié)的微帶線參數(shù)。L=42.654mm，W=1.4373mm（4） 因為兩個支節(jié)之間的距離為1/8波長，所以對應的角度為90/2=45 ，其微帶線參數(shù)可由TXLine算得。L=13.08mm，W=1.4373mm （5） 在Smitn圖上使該點（322.5）繞其等電導圓旋轉(zhuǎn)，必然和單位電導圓交于一點，由該點可讀出第二個支節(jié)需要的電納值為j2.16695。在單位電抗圓上標出該交點的位置

9、，計算短路點離它的距離，兩者之間的角度為（180+130.5）/2=155.25 ，用TXLine輸入角度，算得第二條支節(jié)的微帶線參數(shù)：L=45.125mm，W=1.4373mm 復數(shù)形式 幅角形式（6）由于在Port端口與第二個支節(jié)之間接的微帶線長度任意，但是寬度要與Port的阻值75 相匹配，所以用TXLine算其參數(shù)，L=26.159mm （長度任意），W=1.4373。（7）由上所述，設計出來的各參數(shù)如下負載和第一個支節(jié)的微帶線（TL4）：L=26.159mm，W=1.4373mm第一個支節(jié)的微帶線（TL5）：L=42.654mm，W=1.4373mm第一個支節(jié)到第二個支節(jié)的微帶線（T

10、L2）：L=13.08mm，W=1.4373mm第二個支節(jié)的微帶線（TL3）：L=45.125mm，W=1.4373mm第二個支節(jié)和輸入端口之間的微帶線（TL1）：L=26.159mm，W=1.4373mm由此畫出電路：（8） 根據(jù)設計的參數(shù)建立原始電路,其S參數(shù)前后對比為：調(diào)諧前調(diào)諧后調(diào)諧后電路的S參數(shù)：調(diào)諧前，偏離中心頻率，且在中心頻率2GHZ處，反射系數(shù)還不是很低，所以要調(diào)諧系統(tǒng)以改善性能。很明顯可以看出，在中心頻率處，調(diào)諧后的S參量大大低于未調(diào)諧的，而且很接近于零，說明在中心頻率處，系統(tǒng)設計接近理想狀態(tài)。實驗三 四分之一波長阻抗變換器一 實驗目的1.掌握微帶多節(jié)阻抗變阻器的工作原理2.

11、掌握微帶多節(jié)阻抗變阻器的設計和仿真二 實驗原理變阻器是一種阻抗變換元件，它可以接于不同數(shù)值的電源內(nèi)阻和負載電阻之間，將兩者起一相互變換作用獲得匹配，以保證最大功率的功率：此外，在微帶電路中，將兩不同特性阻抗的微帶線連接在一起時為了避免線間反射，也應在兩者之間加變阻器。 單節(jié)/4變阻器是一種簡單而有用的電路，其缺點是頻帶太窄。為了獲得較寬的頻帶，常采用多節(jié)阻抗變換器。如下圖所示，多節(jié)變阻器的每節(jié)電長度均為；為各節(jié)的特性阻抗，為負載阻抗，并假設Zn+1Zn,Z2Z1，Z1Z0。其中iz i/z i-1 i=(i-1)/(i-1+1) 在上圖中，變阻器的阻抗由Z0變到Zn+1，對Z0歸一化，即由z0

12、0變到zn+1R，R即為阻抗變換比。其中1，2n+1為相鄰兩傳輸線段連接處的駐波比。根據(jù)微波技術(shù)的基本原理，其值等于大的特性阻抗對小的特性阻抗之比。1，2，n+1則為連接處的反射系數(shù)，為了使設計簡單，往往取多節(jié)變阻器具有對稱結(jié)構(gòu)，即使變阻器前后對稱位置跳變點的反射系數(shù)相等，1n+1,2=n。定義下列公式為變阻器的相對帶寬和中心波長：其中 和 分別為頻帶邊界的傳輸線波長， 為傳輸線中心波長，D為相對帶寬三 實驗內(nèi)容（1） 已知：負載阻抗為純電阻，中心頻率，主傳輸線特性阻抗，介質(zhì)基片，厚度H=1mm，最大反射系數(shù)模不應超過0.1，設計1,2,3節(jié)二項式變阻器，在給定的反射系數(shù)條件下比較他們的工作帶

13、寬，要求用微帶線形式實現(xiàn)（2） 已知負載阻抗為復數(shù)：，中心頻率，在電壓駐波波節(jié)或波腹點處利用單節(jié)四分之一波長變換器，設計微帶線變阻器，微帶線介質(zhì)參數(shù)同上。四 實驗步驟（1）對于純電阻負載，根據(jù)已知條件，算出單節(jié)和多節(jié)傳輸線的特性阻抗、相對帶寬。（2）根據(jù)各節(jié)特性阻抗，利用TXLine計算相應的微帶線的長度和寬度。每段變阻器的長度為四分之一波長（在中心頻率），即。（3）對于復數(shù)負載，根據(jù)負載阻抗、特性阻抗，計算歸一化負載阻抗和反射系數(shù)，將負載反射系數(shù)標注在Smith圓圖上，從負載點沿等駐波系數(shù)圓向源方向旋轉(zhuǎn)，與Smith圓圖左、右半實軸交點，旋轉(zhuǎn)過的電長度、 ，計算變換器的特性阻抗。（4）根據(jù)傳

14、輸線的特性阻抗，利用TXLine計算相應微帶線的長度及寬度，以及對應電長度、 的微帶線長度。（5）設計并完成原理圖。（6）添加并測試Rectangular圖。（7）調(diào)諧電路元件參數(shù)，使反射系數(shù)幅值在中心頻率3GHz處最低。（8）對于純電阻負載，上述指標不變，采用3節(jié)切比雪夫變阻器重新設計上述阻抗變換器。五 實驗仿真1. 單節(jié)變換器1）利用式（1）算得Z1=86.603，利用TXLine計算各微帶線參數(shù)，如下表： 微帶線Z0Z1ZLImpedance5086.603150Frequency(GHz)333Electrical length(deg)909090Physical width1.89

15、860.628010.10292Physical length13.25413.8314.314（2） 原理圖2. 2支節(jié)變換器（1） 利用式（4）算得Z1=65.804，Z2=113.975，利用TXLine計算各微帶線參數(shù)，如下表：微帶線Z0Z1Z2ZLImpedance5065.804113.98150Frequency(GHz)3333Electrical length(deg)90909090Physical width1.89861.15230.286860.10292Physical length13.25413.54714.10314.314（2） 原理圖3. 3支節(jié)變換器（1

16、） . 利用式（4）算得Z1=57.360，Z2=86.603，Z3=130.753，利用TXLine計算各微帶線參數(shù)，如下表微帶線Z0Z1Z2Z3ZLImpedance5057.36086.602130.752150Frequency(GHz)33333Electrical length(deg)9090909090Physical width1.89861.49460.628030.178210.10292Physical length13.25413.413.8314.21614.314（3） 原理圖調(diào)諧后的S參數(shù)（1、2、3支節(jié)畫在一起，可以比較）可以看出：多級變換器比單節(jié)變換器能夠提

17、供更寬的有效帶寬，且節(jié)數(shù)越多，帶寬越寬。4. 波節(jié)點、波腹點（1）在Output Equations中列式計算歸一化負載阻抗和反射系數(shù)，得出駐波比，在Smith圓圖上標出波節(jié)點和波腹點，分別以實部虛部、幅度角度方式顯示：波節(jié)點：電長度 波腹點：電長度 （2） 利用TXLine計算各微帶線參數(shù)，如下表微帶線TL1(可調(diào)）TL2 TL1（可調(diào)）TL2Impedance32.7355076.37150Frequency(GHz)3333Electrical length(deg)9073.15590163.155Physical width3.62691.8990.84331.8986Physica

18、l length12.8310.7413.70524.027（3） 調(diào)諧后的波節(jié)點、波腹點原理圖：調(diào)諧后的S參數(shù)：5. 切比雪夫（Chebyshev）阻抗變換器（1）算得R=150/50=3，n=3；，取作1；相對帶寬1.0時，根據(jù)附錄設計出歸一化， ，（2）利用TXLine計算各微帶線參數(shù)，如下表：歸一化z11.249881.732052.400233Z（Impedance）5062.49486.603120.012150Frequency(GHz)33333Electrical length(deg)9090909090Physical width1.89861.27420.628010.

19、241730.10292Physical length13.25413.49213.8314.14714.314（3）調(diào)諧后的原理圖（4）調(diào)諧后的S參數(shù)（與3支節(jié)畫在一起進行比較）可以看出：切比雪夫變換器比二項式變換器的帶寬有明顯增加，但是二項式帶內(nèi)平坦度較好。實驗四 低通濾波器1、 實驗目的（1） 掌握集總參數(shù)元件低通濾波器的設計方法（2） 掌握分布參數(shù)元件低通濾波器的設計方法（3） 掌握集總參數(shù)元件和微帶線低通濾波器的設計與仿真2、 實驗原理濾波器在射頻微波發(fā)射和接收系統(tǒng)中起著非常重要的作用，系統(tǒng)中每一級電路都要插入濾波器，選取期望頻帶的信號，濾除干擾成分，射頻微波濾波器的設計分為如下兩部

20、分：第一步：根據(jù)給定的性能指標如頻率衰減特性、相移函數(shù)等，利用網(wǎng)絡綜合理論如插入損耗法，選擇低通原型濾波器電路。第二步：集總參數(shù)濾波器用分布參數(shù)元件實現(xiàn)由于射頻微波頻率較高，設計濾波器時，集中參數(shù)元件電容電感經(jīng)常用分布參數(shù)元件來實現(xiàn)例如微帶線濾波器。圖1.5.1為微帶線濾波器的設計步驟。濾波器性能指標低通原型設計頻率和阻抗定標、變換微帶線結(jié)構(gòu)的實現(xiàn)圖1.5.1設計微帶線濾波器步驟理想的低通濾波器在通帶內(nèi)插入損耗為零，在阻帶內(nèi)衰減為無限大，而且在通帶內(nèi)相位特性為線性（防止信號失真）。當然這樣的濾波器實際并不存在，所以常用巴特沃斯函數(shù)（最平坦）和切比雪夫函數(shù)（等波紋）等去逼近理想特性。1. 最平坦

21、響應（巴特沃斯響應）最平坦低通濾波器的衰減頻率特性如圖1.5.2（a）所示，圖中縱坐標表示衰減，單位為dB，橫坐標為角頻率 （a） （b）1.5.2 最平坦及等波紋低通濾波器響應最平坦特性也被稱為巴特沃斯響應，而且就給定的濾波器的復雜性或階數(shù)，在提供最平坦的通帶響應上做到最優(yōu)化，對應的數(shù)學表達式為： （1.5.1） （1.5.2）表示插入損耗或功率損耗，表示帶內(nèi)的最大衰減，表示濾波器的階數(shù)（即電路中電抗元件的數(shù)目），表示歸一化頻率。由式（1.5.2）可知，取決于帶內(nèi)最大衰減。通常取，則，這時對應的 稱之為帶寬。此時無論取任何值，。當確定后，常數(shù)取決于帶外衰減及對應的，利用式（1.5.1）可得的

22、值。為了應用方便，常把阻帶衰減特性畫成曲線（見附錄3）。橫坐標為，縱坐標為對應于的帶外衰減，圖中繪出了的曲線。2. 等波紋響應（切比雪夫響應）等波紋也稱為切比雪夫響應，其衰減頻率特性如圖1.5.2（b）所示，與最平坦相比通帶內(nèi)幅度響應有波紋，但是通帶邊緣有尖銳的截止特性，采用切比雪夫多項式響應確定階低通濾波器的插入損耗為 （1.5.3）式中為切比雪夫多項式，和如上定義，其表示式為： （1.5.4）盡管由于時，在正負1之間震蕩，通帶內(nèi)有幅度響應的波紋，但是通帶邊緣處有尖銳的截止特性，為了方便應用，阻帶衰減特性曲線畫成曲線（見附錄4）。3. 集總參數(shù)元件低通濾波器低通原型濾波器電路如圖1.5.3所

23、示，圖中，.，均為歸一化元件值，為信號源內(nèi)阻，通常，其他各元件對歸一化，為負載阻抗的歸一化值，頻率對歸一化。為了便于應用，附錄1和附錄2給出了最平坦和等波紋切比雪夫逼近濾波器的歸一化元件值。由附錄可知，對于最平坦低通濾波器原型，不論取何值，均有。對于等波紋式低通原型，當為奇數(shù)時，；當為偶數(shù)時，。(a)(b)圖1.5.3 低通原型濾波器電路圖1.5.3的低通原型電路是采用了對頻率（截止頻率）和阻抗（信號源內(nèi)阻）進行歸一化。附錄1和附錄2中給出的數(shù)據(jù)代表歸一化值，實際電路的元件值通過對阻抗和頻率的定標得到，即對表格中的數(shù)據(jù)進行反歸一化。假設信號源內(nèi)阻為，截止頻率，歸一化頻率表示為 （1.5.5）表

24、示實際角頻率，表示實際截止角頻率。由于歸一化頻率值比實際值降低了倍，為了保持濾波器各元件間的阻抗關(guān)系不變，用 代替，帶入原型濾波器的電抗電納表達式中，可確定實際電路元件值。假設、分別表示歸一化的電阻、電感、電容值，、分別表示定標后的電阻、電感、電容值，則兩者關(guān)系如下： （1.5.6a） （1.5.6b） （1.5.6c）4. 分布參數(shù)元件低通濾波器隨著工作頻率的升高，當工作波長與濾波器元件的物理尺寸接近時，實現(xiàn)濾波器設計，必須將集總參數(shù)元件變換為分布參數(shù)元件，為此介紹下面一種變換方法，即理查德（Richard）變換和科洛達（Kuroda）規(guī)則。（1） Richard變換設計濾波器時，為了實現(xiàn)從

25、集總參數(shù)元件到分布參數(shù)元件的變換，Richard將一段開路或短路傳輸線等效于電感或電容元件。由微波理論可知，一段特征阻抗為的終端短路傳輸線（無損耗）具有純電抗性輸入阻抗：（1.5.7）若令，用替代頻率變量，則電感的電抗和電容的電納分別表示為：（1.5.8） 式中為相位常數(shù)，為傳輸線長度，因此集總參數(shù)電感可以用特征阻抗為，電長度為的短路傳輸線代替，而集總參數(shù)電容可以用，電長度為的開路傳輸線代替。對于低通濾波器原型，截止產(chǎn)生在單位頻率處，即，要求在截止頻率下，傳輸線長度，是傳輸線在截止頻率下的波長。因為傳輸線的阻抗隨頻率周期性的變化，每重復一次，所以此類濾波器存在寄生通帶。 （2） Kuroda規(guī)

26、則在工程上實現(xiàn)串聯(lián)電感時，采用串聯(lián)短路傳輸線比采用并聯(lián)開路傳輸線更困難。為了方便各種傳輸線結(jié)構(gòu)之間的互相變換，Kuroda提出來四個規(guī)則（見表151）。表中的單位元件是長度為（對應于截止頻率）的傳輸線，其特征阻抗如表中所注。應用單位元件的原理是在濾波器的信號源和負載端插入與其阻抗相匹配的傳輸線段，并不影響濾波器的特性，再利用Kuroda規(guī)則，將串聯(lián)短路傳輸線變換為并聯(lián)開路傳輸線，實現(xiàn)濾波器的設計。注：微帶線低通濾波器所有的傳輸線長度，包括單位元件，串聯(lián)短路傳輸線以及并聯(lián)開路傳輸線，都是（對應于截止頻率）。表151 Kuroda規(guī)則3、 實驗內(nèi)容設計一個輸入、輸出阻抗為的等波紋低通濾波器，截止頻

27、率，帶內(nèi)波紋0.5dB，當頻率大于截止頻率的2倍時損耗不小于40dB。微帶線介質(zhì)基片材料：，厚度H=0.635mm。要求用集中參數(shù)元件和微帶線兩種方法實現(xiàn)低通濾波器。4、 實驗步驟（1） 根據(jù)給定的通帶阻帶的衰減值，查閱附錄4等波紋原型阻帶衰減頻率特性，確定所需的最小元件數(shù)目n，即濾波器的階數(shù)，查表獲取等波紋原型濾波器的元件歸一化值，選擇并聯(lián)電容或串聯(lián)電感優(yōu)先的電路，畫出歸一化低通原型濾波器電路。（2） 根據(jù)Richard變換，用開路和短路微帶線替代原型電路的電容和電感元件，確定每段微帶線的特性阻抗，畫出等效電路圖。（3） 為了將串聯(lián)微帶線段變成并聯(lián)微帶線段，需要在信號源端和負載端插入與之匹配

28、的單位元件。利用kuroda規(guī)則，將串聯(lián)微帶短路線變換為并聯(lián)微帶開路線，計算單位元件和微帶短截線的特性阻抗。如果電路中有多個串聯(lián)微帶短路線，需要多次插入單位元件，直到將所有的串聯(lián)微帶短路線變?yōu)椴⒙?lián)微帶開路線。（4） 將單位元件和微帶開路線的特性阻抗用進行反歸一化，利用TXLINE計算微帶線的寬度和長度，注意所有微帶線長度均為（對應于截止頻率）（5） 在Microwave Office下完成原理圖，注意考慮微帶線的不均勻性，選擇適當?shù)哪Ｐ?。選擇單位和項目頻率，添加測量（如|），運行仿真程序，畫出濾波器的帶內(nèi)、帶外衰減曲線。調(diào)諧微帶線的長度，達到低通濾波器的指標要求。（6） 利用濾波器綜合設計向?qū)?/p>

29、設計集總參數(shù)元件低通濾波器，啟動項目瀏覽器Wizards目錄下的濾波器綜合向?qū)В‵ilter Synthesis Wazards）功能，選擇低通濾波器響應，輸入各項指標參數(shù)。按照向?qū)С绦蛞来芜x擇集總元件，并聯(lián)優(yōu)先或者串聯(lián)優(yōu)先電路，明明原理圖，添加圖、測量項、優(yōu)化項。全部完成后，即可生成集中參數(shù)元件濾波器原理圖，以及相關(guān)的測量圖等。5、 實驗仿真（1） 根據(jù)衰減頻率特性，查出所需最小元件數(shù)目n=5（2） 選擇并聯(lián)電容優(yōu)先電路，畫出歸一化低通原型濾波器電路如下：1.22961.22961.70582.54081.7058 1.5.4 五階并聯(lián)優(yōu)先低通原型電路(3) 根據(jù)Richard變換，用開路和

30、短路微帶線替代原型電路的電容和電感元件,進行kuroda等效。Z2=1.2296Y3=2.5408Y5=1.7058Z4=1.2296Y1=1.7058可得微帶線的特性阻抗和特性導納為：,圖1.5.5Richard變換后電路模型Z0=0.6305Z1=0.3696=1Y1=1.7058（a）根據(jù)kuroda規(guī)則：替換掉g0，y1（y5，g6）后，電路圖變?yōu)椋簔0=0.6305z1=0.3696z2=1.2296z4=1.2296y3=2.5408z5=0.3696z6=0.6305圖1.5.6 一次kuroda規(guī)則運用后電路圖（b）又根據(jù)kuroda規(guī)則：z1=0.3696z2=1.2296y3=2.0803z4=1.5992UE替換掉圖1.5.6中g(shù)0,z0,z1,z2（g7,z6,z5,z4）后，整個電路如下：y1=0.3867z2=1.6305y3=2.0803z4=1.5992y5=2.5408z6=1.5992z8=1.6305y7=2.0803y