聲一i j ：j戶 本人鄭重聲明：此處所提交的碩士學位論文電流型高功率因數(shù)整流器的研究制， 是本人在華北電力大學攻讀碩士學位期f 白j ，在導師指導下進行的研究工作和取得的研究 成果。據(jù)本人所知，除了文中特別加以標注和致謝之處外，論文中不包含其他人已經(jīng)發(fā) 表或撰寫過的研究成果，也不包含為獲得華北電力大學或其他教育機構的學位或證書而 使用過的材料。與我一同工作的同志對本研究所做的任何貢獻均已在論文中作了明確的 說明并表示了謝意。 學位論文作者簽名： 虱! 丑壟日 苴日口占鄉(xiāng)i 多 y j 關于學位論文使用授權的說明 本人完全了解華北電力大學有關保留、使用學位論文的規(guī)定，即：學校有權保管、 并向有關部門送交學位論文的原件與復印件；學校可以采用影印、縮印或其它復制手 段復制并保存學位論文；學?？稍试S學位論文被查閱或借閱；學校可以學術交流為 目的，復制贈送和交換學位論文；同意學?？梢杂貌煌绞皆诓煌襟w上發(fā)表、傳播學 位論文的全部或部分內容。 ( 涉密的學位論文在解密后遵守此規(guī)定) 作者簽名：聊虢翟塵 日期：曼墨：至：16 華北電力大學碩士學位論文 1 1 整流器的應用 第一立- w - 引言弟一ji 吾 在電能變換領域中，電力電子裝置發(fā)揮著重要的作用。而電力電子器件則決定 著整個電力電子變換裝置的性能、成本、質量與體積。在進行電能變換時，電力電 子器件與傳統(tǒng)機械式開關器件不同，他能夠按照一定的控制目標，周期性地處于導 通一斷開交變狀態(tài)。所以說，電力電子器件工作過程本身是非線性的，這是電力 電子裝置產(chǎn)生諧波的根本原因。在電能進行變換時，電能從一種形式變換成另一種 形式，必然要引起電壓、電流波形的非線性變化，從而產(chǎn)生諧波。實際中，電力電 子變換裝置本身就是諧波源，也是目前電力系統(tǒng)中諧波的主要來源。 整流電路( r e c t i f i e r ) 是電力電子裝置中出現(xiàn)最早的也是應用最廣泛的一種電能變 換電路，它可以將交流電能變?yōu)橛脩羲璧闹绷麟娔?。其電路形式多種多樣，各具特色。 目前廣泛應用的整流電路主要有二極管不控整流電路、晶閘管相控整流電路和 由全控型器件構成的全控整流電路乜，3 1 。 1 1 1 二極管不控整流電路的結構和特點 二極管不控整流電路采用二極管作為整流器件。電路結構如圖卜l 所示。輸入 為交流電，輸出的直流電壓不可控，僅由輸入電壓決定。一般情況下，在直流側有 濾波回路。圖1 - 1 中方框內是濾波回路。電流型的采用電感濾波( 沒有圖中電容) ， 電壓型的采用電容濾波( 沒有圖中電感) 。 二極管整流電路的優(yōu)點： ( 1 ) 結構簡單，不需要控制電路； ( 2 ) 可靠性高，系統(tǒng)魯棒性好； ( 3 ) 成本低。 二極管整流電路的缺點： ( 1 ) 直流輸出電壓不可控，交流側輸入電流一般不連續(xù)； ( 2 ) 交流側輸入電流非正弦，含有大量低次諧波； ( 3 ) 能量只能從交流側傳遞給直流側，直流側能量不能回饋電網(wǎng)； ( 4 ) 雖然位移因數(shù)接近l ，但由于輸入電流中諧波分量很大，所以功率因數(shù)很低， 一般只能達到0 6 5 左右； ( 5 ) 引起電網(wǎng)電壓畸變，污染電網(wǎng)。 二極管整流電路的應用： 在無線電技術和電氣工程中作為直流電源被廣泛采用。 華北電力大學碩士學位論文 l y yy ：v d l 2王v d 3 zv d 5 太 杰 州： 。a 塑 u d ci 羆b ： o d c 0 一 v d 4 2iv d 畦x v d 趔s 圖1 1 二極管三相整流電路 1 1 2 晶閘管相控整流電路的結構 l 。t 。 i 訪a v d l z v d 3 2v d 5 - - j ，- - a 罷 u d 。j bl ： 雯毒 一、一 k1 m c j d c 。一 v i ：) 6 2v d 2 2 生 圖1 - 2 晶閘管整流電路 。特點和應用 晶閘管整流電路如圖卜2 所示。 晶閘管是只能控制其開通，不能控制其關斷的半控型電力電子器件。晶閘管組 成的整流器可以在交流電壓不變的情況下，通過改變觸發(fā)角的大小來改變直流輸出 電壓的大小，即可控整流。一般情況下，在直流側有濾波回路。圖中方框內是濾波 回路。電流型的采用電感濾波( 沒有圖中電容) ，電壓型的采用電容濾波( 沒有圖 中電感) 。 晶閘管相控整流電路的優(yōu)點： ( 1 ) 電路已經(jīng)非常成熟； ( 2 ) 體積小、重量輕； ( 3 ) 效率高、控制靈活。 晶閘管相控整流電路的缺點： ( 1 ) 交流側輸入端電流非正弦，諧波含量大，波形畸變嚴重； ( 2 ) 輸入電流滯后于電壓，其滯后角隨著觸發(fā)延遲角c t 的增大而增大，位移因 數(shù)也隨之降低，交流側功率因數(shù)很低； ( 3 ) 由換流引起電網(wǎng)電壓波形畸變； ( 4 ) 直流側輸出電壓含有較大紋波； ( 5 ) 由晶閘管組成的相控整流電源動態(tài)響應較慢，最快為去個工頻周期。 晶閘管相控整流電路的應用： 廣泛用于機床、軋鋼、造紙、電解、電鍍、光電、勵磁等領域h 3 。 傳統(tǒng)整流電路雖然結構簡單，應用廣泛，但是也存在很多弊端3 。傳統(tǒng)整流裝 置在電能變換時，形成較大諧波電流，功率因數(shù)也較低。無功功率的大量存在不僅 增加線路損耗，而且降低用電設備對電能的利用率，沖擊性無功負載還會使電網(wǎng)電 壓產(chǎn)生劇烈波動，嚴重影響供電質量。電力系統(tǒng)電壓應該是固定頻率和規(guī)定的幅值， 而諧波電壓和諧波電流的存在，造成了電網(wǎng)環(huán)境的污染，嚴重影響系統(tǒng)用電設備和 電網(wǎng)設備正常工作。早在上世紀2 0 年代諧波問題就引起了人們的關注，7 0 年代以 來，電力電子變流技術的發(fā)展和應用，使得諧波對電網(wǎng)的危害日益嚴重。 2 華北電力大學碩士學位論文 1 1 3p w m 整流電路的結構、：。j 特點和應用 三相p w m 整流器是基于全控器件和面積等效原理，把p w m 控制技術應用于整流 電路形成的一種新型整流裝置n3 ?？梢酝ㄟ^對p w m 整流電路的適當控制，使其輸入 電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1 。這種電路被稱為 單位功率因數(shù)整流器，或者高功率因數(shù)整流器拍3 。 p w m 整流電路如圖卜3 所示。 a ) 電壓型p w m 整流電路b ) 電流型p w i v l 整流電路 圖1 3p w m 整流電路 三相p w m 整流器作為一種高效、可靠、綠色的電能變換器，克服了傳統(tǒng)二極管 整流或相控整流所固有的諧波污染、功率因數(shù)低等缺點。 全控整流電路主要特點是7 8 | ： ( 1 ) 功率雙向流動； ( 2 ) 輸入電流畸變率低，波形正弦化； ( 3 ) 單位功率因數(shù)運行或功率因數(shù)可調； ( 4 ) 直流電壓可調； ( 5 ) 輸入電流連續(xù)，可以減小電路中濾波電容或電感的容量； ( 6 ) 響應速度快，運行靈活。 全控整流電路主要缺點是： ( 1 ) 控制系統(tǒng)復雜； ( 2 ) 結構復雜，造價高： ( 3 ) 系統(tǒng)魯棒性差。 目前，p w m 整流器作為核心被廣泛應用于各類電力電子應用系統(tǒng) p ，這些應用 系統(tǒng)主要有： ( 1 ) 功率因數(shù)校正( p f c ) ； ( 2 ) 靜止無功補償( s v g ) ； ( 3 ) 有源電力濾波( a p f ) ； ( 4 ) 統(tǒng)一潮流控制( u p f c ) ； ( 5 ) 超導儲能( s m e s ) ； ( 6 ) 高壓直流輸電( h v d c ) ； 華北電力大學碩士學位論文 ( 7 ) 電氣傳動( e d ) ： ( 8 ) 新型u p s 以及太陽能、風能等可再生能源的并網(wǎng)發(fā)電等陽1 0 3 。 可見，p w m 整流器有著傳統(tǒng)整流電路所不具備的諸多優(yōu)點，這些優(yōu)點使其成為 國內外研究的熱點，并將得到越來越廣泛的應用。 1 2p w m 整流器的發(fā)展現(xiàn)狀和研究意義 1 。2 1p w m 整流器的發(fā)展現(xiàn)狀 p w m 整流器的研究始于2 0 世紀8 0 年代，這一時期自關斷器件的日趨成熟和應 用，推動了p w m 技術的研究和應用。1 9 8 2 年，b u s s ea 1 f r e d ，h o l t zj o a c h i m 首先 提出了基于可關斷器件的三相全橋p w m 整流器拓撲結構以及網(wǎng)側電流幅值相位控制 策略，并且實現(xiàn)了電流型p w m 整流器網(wǎng)側單位功率因數(shù)控制。1 9 8 4 年，a k a g i h i r o f u m i 等提出了基于p w m 整流器拓撲結構的無功補償控制理論策略，這實際上就 是電壓型p w m 整流器的早期設計思想。到2 0 世紀8 0 年代末，隨著a w g r e e n 提出 的基于坐標變換的p w m 整流器連續(xù)、離散動態(tài)數(shù)學模型及控制策略，p w m 整流器的 研究發(fā)展到了一個新的高度1 2 。 自2 0 世紀9 0 年代以來，p w m 整流器一直是學術界關注和研究的熱點。隨著研 究的深入，由于p w m 整流器拓撲結構及控制技術的拓展，相關的應用研究也發(fā)展起 來，如有源濾波器、超導儲能、交流傳動、以及輕型高壓直流輸電等。這些應用技 術的研究，有力的促進了p w m 整流器及其控制技術的完善和進步。 針對不同功率等級以及不同的用途，人們研究了不同的p w m 整流器拓撲結構。 在小功率應用場合，p w m 整流器拓撲結構的研究主要集中在減少功率開關個數(shù)和改 進直流輸出性能上。對于大功率p w m 整流器，其拓撲結構的研究主要集中在多電平 拓撲結構n3 l ，變流器組合以及軟開關技術上。多電平拓撲結構的p w m 整流器主要應 用于高壓大電容場合。而對大電流應用場合，常采用整流器組合拓撲結構，就是將 幾個獨立的電流型p w m 整流器并聯(lián)。每個并聯(lián)的p w m 整流器中的p w m 信號發(fā)生采用 移相p w m 技術n 4 15 l ，從而以較低的開關頻率獲得了等效的高開關頻率控制，在降低 功率損耗的同時，有效地提高了p w m 整流器的電流、電壓波形品質。與此相似，也 可以將獨立的電壓型p w m 整流器進行串聯(lián)移相組合，以適應高壓大容量的應用場合。 經(jīng)過幾十年的研究與發(fā)展，p w m 整流器技術已日趨成熟。p w m 整流器主電路已 從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路；其拓撲結構已從單相、三 相電路發(fā)展到多電平拓撲電路；p w m 開關控制由單純的硬開關調制發(fā)展到軟開關調 制；功率等級從千瓦級發(fā)展到兆瓦級。工業(yè)上也投入了應用。 目前，在小功率方面，p w m 整流技術主要應用于不間斷電源( u p s ) ，如許繼電源 公司的p o w e r s t a r 系列；在中等功率方面，p w m 整流技術主要應用于交流傳動領域， 4 華北電力大學碩士學位論文 如國外a b b 公司a c s 6 11 a c s 6 1 7 、富士公司r h c 系列；在大功率方面，p w m 整流技 術主要應用于靈活交流輸電( f a c t s ) 和輕型直流輸電( l h v d c ) ，如有源濾波器 ( a p f ) 引、新型靜止無功發(fā)生器( a s v g ) 等。p w m 整流器是上述各種應用領域的基礎和 關鍵，是改善電能質量，有效地利用電能的一種積極主動的電力電子裝置。因此， 對p w m 整流器的研究具有十分重要的意義。 電壓型p w m 整流器以其結構簡單、損耗低、便于控制等一系列優(yōu)點，一度成為 p w m 整流器研究的重點。電流型p w m 整流器由于需要較大的直流儲能電感，電感中 電阻成分的損耗大于電壓型中電容的損耗，交流側l c 濾波環(huán)節(jié)所導致的電流畸變、 振蕩等問題，使其結構和控制相對復雜化，從而制約了電流型p w m 整流器的應用。 但是，隨著超導技術的應用與發(fā)展，電流型p w m 整流器在超導儲能方面取得了成功 應用。由于超導線圈損耗極低，并且可直接作為電流型p w m 整流器直流側儲能電感， 因此這類應用克服了電流型p w m 整流器原有效率較低的不足。由于在超導儲能變流 環(huán)節(jié)中，應用電流型p w m 整流器無需另加直流電感，并且具有良好的電流保護性能， 因此與電壓型p w m 整流器相比，電流型p w m 整流器更為合適。顯然，經(jīng)過數(shù)年的研 究，電流型p w m 整流器技術同樣得到了發(fā)展。 1 2 2o s r 與v s r 結構和性能特點上的比較 1 從主電路結構分析 開關管結構： 電壓型主電路中每個開關管都需要反并聯(lián)一個續(xù)流二極管，它不僅為感性負載 提供續(xù)流通路，而且在逆變( 再生) 運行時，作為電流方向流通的路徑。在逆變( 再 生) 時電流方向改變，這些開關管的反并聯(lián)二極管為反向電流提供了通路。而在電 流型主電路中，不需要在功率管兩端反并聯(lián)二極管，在逆變( 再生) 時，中間回路 的電流方向保持不變，而只要改變電壓的方向。由于電流型主電路中的電力半導體 器件在主電路中必須承受正、反向的耐壓，所以應采用對稱式結構，即具有正、反 向耐壓的特性的功率管，如g t o ，i g c t 或者將m o s f e t ，i g b t 等與二極管串聯(lián)使用。 一直流側濾波回路： 電壓型p w m 整流器( v s r ) 拓撲結構最顯著的特征是直流側采用電容進行直流濾 波，從而使v s r 直流側呈現(xiàn)低阻抗的電壓源特性。v s r 交流側電感主要用以濾除網(wǎng) 側電流諧波。電流型p w m 整流器( c s r ) 拓撲結構最顯著的特征就是直流側采用電感 進行直流濾波，從而使c s r 直流側呈現(xiàn)高阻抗的電流源特性。電流型p w m 整流器除 直流儲能電感以外，與v s r 相比，其交流側有一個濾波電容，其作用是與網(wǎng)側電感 一起組成l c 濾波器，以濾除c s r 網(wǎng)側諧波電流，并抑制c s r 交流側諧波電壓。 所以，就結構來說，c s r 較v s r 復雜一些。 2 從輸出特性分析 華北電力大學碩士學位論文 一對電網(wǎng)的污染： 電流型整流器與電壓型整流器在減少對電網(wǎng)污染程度方面都具有良好的性能。 _ 逆變特征： 無論電壓型還是電流型p w m 整流器，其主電路形式都能滿足電能雙向流動的要 求。交流側輸出特性幾乎是一樣的：但直流側輸出特性存在較大的不同。從整流器 的輸出看，電流型p w m 整流器的直流側電流方向不可以改變，而電壓極性可以改變。 電壓型p w m 整流器的直流側電壓極性不可以改變，而電流方向可以改變。 輸出電壓： p w m 整流器是從斬波電路演變過來。電壓型整流器是從b o o s t 升壓型斬波電路 演變過來，電流型整流器是從b u c k 降壓型斬波電路演變過來的。所以，電壓型整 流器輸出直流電壓始終高于交流側電壓，不能從零開始調節(jié)，而電流型整流器輸出 電壓則可以從零開始調節(jié)。 就輸出特性來說，降壓型的c s r 比升壓型的v s r 更有優(yōu)勢，畢竟多數(shù)場合要求 電壓從零起調，而不是從很高的電壓起調。 3 從裝置的可靠性分析 當出現(xiàn)開路故障時： 負載和橋路開路時候，整流器將受到大的電壓沖擊。電壓型整流器由于電容的 存在不會出現(xiàn)很大危險；電流型整流器在負載側通常反向并聯(lián)一個晶閘管，使得電 感電流通過晶閘管形成通路，也不會出現(xiàn)過電壓。 一當負載出現(xiàn)短路故障時： 負載短路時候，整流器將受到大電流沖擊。電壓型整流器直流側是大的電容， 電容直接放電，將會出現(xiàn)過電流故障；在電流型p w m 整流器中由于直流側電抗的存 在，控制電路有足夠的時間進行保護動作，從而使其安全性比電壓型高。 _ 當橋路出現(xiàn)短路故障時： 電壓型整流器同一橋臂將會出現(xiàn)直通，將會出現(xiàn)過電流。與電壓型p w m 整流器 相比，電流型p w m 整流器不存在直通短路的問題，對電流的控制也相對容易得多， 電流的動態(tài)響應較快。 - 當出現(xiàn)脈沖丟失，紊亂故障時： 在出現(xiàn)脈沖丟失或者紊亂時候，p w m 整流器要么出現(xiàn)橋臂直通，要么出現(xiàn)橋臂 開路。分析同前面橋路故障一樣。 所以，如果就可靠性相比較，電流型p w m 整流器更有優(yōu)勢。 綜上所述，電流型整流器將會受到越來越多的關注，并得到更為廣泛的應用。 1 2 3o s r 的控制策略 目前，針對電流型p w m 整流器的控制策略主要有基于三相c s r 交流側指令電流 6 華北電力大學碩士學位論文 的間接電流控制，基于三相c s r 狀態(tài)反饋的直接電流控制和三相c s r 空間矢量 ( s v p w m ) 控制。 基于三相c s r 交流側指令電流的間接電流控制系統(tǒng)利用直流電流經(jīng)過p i 調節(jié)控 制，得到交流電流幅值信號，再和網(wǎng)側電壓同步信號相乘，并和網(wǎng)側電壓信號作運 算，得出開關管上面的電流調制信號。這種控制方法易受主電路參數(shù)變化影響，且 當電網(wǎng)電動勢畸變時，同樣會使三相c s r 網(wǎng)側電流含有低次諧波，嚴重時，動態(tài)過 程甚至導致網(wǎng)側電流振蕩。 基于三相c s r 狀態(tài)反饋控制系統(tǒng)引入網(wǎng)側電流和電容電壓作為狀態(tài)變量。由于 三相c s r 交流側等效電路的狀態(tài)變量模型是完全可控的，因此引入狀態(tài)反饋且將系 統(tǒng)的極點配置在虛軸左半平面所希望的位置上，就可以得到滿意的動態(tài)特性。但是 這種控制方法是以電網(wǎng)電壓作為擾動量，增加了采樣值，要求處理的數(shù)據(jù)較多，對 控制器的要求比較高。 基于以上考慮，本論文采用了比較實用的雙閉環(huán)控制方法：直流電流采用p i 控制， 交流電流采用感性的間接電流控制方法，采用電容電壓滯環(huán)空間矢量調制方法n 7 1 8 j 9 j 。 這樣來兼顧控制精度和響應速度。 1 3 本論文的主要工作 本文對電流型高功率因數(shù)整流器的工作原理和電路結構進行分析，研究了電流型 p 1 1 m 整流器的調制方法和控制策略。提出了自己的控制方法，基于m a t l a b 語言對控制方 法進行了仿真驗證。用p r o t e l 9 9 s e 設計并印制了電路板( 主控制板、信號采集板、驅 動電路板、功率單元板和信號調理板) 。主控芯片采用t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a ，在c c 2 0 0 0 平 臺上，完成了c 語言的d s p 編程，主要包括采樣子程序，指令電流運算子程序、電 壓滯環(huán)調節(jié)子程序，p w m 脈沖輸出子程序；在x i l i n xi s e7 1 i 平臺上用v h d l 語言 編寫了信號調理程序，實現(xiàn)了脈沖信號的2 3 邏輯變換、重疊時間和區(qū)間選擇；并 在m o d e l s i m x e 一6 0 環(huán)境中對c p l d 程序進行了布局布線仿真，驗證了程序的正確 性。以i m b h 6 0 - 1 0 0 為功率單元搭建了實驗臺，進行了初步調試。 華北電力大學碩士學位論文 第二章電流型p w m 整流器調制方法 2 1 單相c s rp w m 調制方法 單相電流型p w m 整流器等效電路模型如圖2 1 所示。 在圖2 1 中，c s r 交流側r ，c 構成了c s r 網(wǎng)側的二階濾波環(huán)節(jié)，其主要 作用是濾除網(wǎng)側電流諧波，并抑制交流側諧波電壓。顯然，要實現(xiàn)c s r 的四象限運 行，關鍵在于對c s r 交流側電流f ，的控制。而采用電流型p w m 就能實現(xiàn)c s r 交 流側電流f ，基波幅值和相角的控制。首先討論單相c s r 的p w m 控制過程。 一 2 1 1 雙極性調制開關模式 與單相v s r 不同的是，單相c s r 直流側有較大的電感作為儲能元件。因此， 當開關頻率足夠高時，可近似認為，在p w m 控制過程中，單相c s r 直流側電流恒 定不變，即以o ) = ，出。么o ) 是直流電流瞬時值，k 是直流電流有效值。 擘 圖2 1 單相c s r 電路 當采用雙極性調制時，單相c s r 交流側電流f ，將在如、間切換，以實現(xiàn)交 流側電流的p w m 控制。這種調制過程可用雙極性二值邏輯開關函數(shù)p 描述，即 i1 巧、嘲、圪、嘞導通( 2 - 1 、 1 i 一1 巧、嗡、k 、啜導通 因此，單相c s r 采用雙極性調制時，只存在兩種丌關模式。如表2 1 所示。 表2 - 1 單相c s r 雙極性調制開關模式 開關模式 12 導通器件 v l ，v d l ，v 4 ，v d 4v 2 ，v d 2 ，v 3 ，v d 3 開關函數(shù) p = i p = 一1 圖2 2 給出了單相c s r 采用雙極性調制時，兩種開關模式下的電流回路。 華北電力人學碩士學位論文 a ) 模式l b ) 模式2 圖2 2 單相c s r 雙極性調制兩種開關模式下的電流回路 2 1 2 單極性調制開關模式 若采用單極性調制，單相c s r 交流側電流i j ，將在如，0 或0 ，i a c 問切換。其 中，在單相c s r 交流側電流基波f 半周，f ，只在i a c ，0i 副切換：而在交流側電流基 波負半周，則f “只在0 ，如問切換。因此，采用單極性調制時，單相c s r 開關過 程可由三值邏輯開關函數(shù)仃描述，即 f 1 巧、助l 、舊4 導通 仃= 0k 、舊l 、陽2 或v d 3 、v d 4 導通 ( 2 2 ) i l以、v d 3 、以、v d ，導通 可見，單相c s r 開關過程共存在4 種開關模式，如表2 2 所示。 顯然，模式2 、模式3 對應的c s r 交流側電流為零，因而稱其為“零模式”。 設計時，應以開關切換次數(shù)最少為原則選擇“零模式”。 表2 2 單相c s r 單極性調制開關模式 開關模式 1234 導通器件v l ，v d 。，v d ，v d dv l v d l ，v 2 ，v d 2v 舢v d v d ，v d lv 2 ，v d 2 ，v 舢v d ：l 開關函數(shù) 仃= l仃= 0仃= o仃= 一l 圖2 3 給出了單相c s r 單極性調制四種不同開關模式下的電流回路。 a ) 9 b ) 華北電力人學碩十學位論文 c )d ) 圖2 3 單相c s r 單極性調制不同開關模式時的電流同路 a ) 模式lb ) 模式2c ) 模式3d ) 模式4 2 2 三相c s rp w m 調制方法 2 2 1 三相c s r 開關函數(shù) 對于三相c s r 來說，要實現(xiàn)其交流側電流的p w m 控制，必須采用所謂三值邏 輯p w m 信號發(fā)生技術。三值邏輯信號要求三相c s r 上橋臂或下橋臂任意開關過程 中只有一只功率開關管導通。而對于三值邏輯p w m ，常采用三值邏輯開關函數(shù)o j q = a ，b ，c ) 描述，即 f 1上橋臂器件導通 盯i ： o同一橋臂器件全導通或全關斷 ( 2 3 ) i 一1下橋臂器件導通 進一步研究表明：二、三值邏輯丌關函數(shù)存在以下關系，即 仃口 o b 盯c 1 = 2 11o o11 1o1 p n pb pc ( 2 - 4 ) 式( 2 4 ) 給出了采用常規(guī)的二值邏輯p w m 控制規(guī)律，利用這個規(guī)律可以獲得適 用于三相c s r 調制的三值邏輯p w m 控制規(guī)律。 根據(jù)三相c s rp w m 三值邏輯開關函數(shù)波形發(fā)生規(guī)律，三相c s rp w m 過程共 存在9 種開關模式。 任何開關過程，三相c s r 上、下橋臂必須也只須各有一個功率開關管導通。這 是因為在實現(xiàn)三相c s r 交流側電流p w m 的同時，必須確保直流側電感電流回路不 能開路。由于模式7 ，模式8 和模式9 使三相c s r 交流側電流為零，因而也稱其為 “零模式”。雖然就橋路輸出特性而言，“零模式”可任意選用，但是從開關損耗角 度出發(fā)，應以開關切換次數(shù)最少為“零模式”選擇準則。圖2 4 給出了不同開關模 式下的三相c s r 電流回路。 l o 華北電力大學碩士學位論文 i d c a ) i d e c ) i d c e ) 曲 l l d c b ) l d c d ) l d c - l l 華北電力火學碩十學位論文 i ) 圖2 4 不同開關模式時的三相c s r 電流同路 a ) 模式1b ) 模式2c ) 模式3 d ) 模式4 e ) 模式5 f ) 模式6g ) 模式7 h ) 模式8i ) 模式9 2 2 2 三相o s r 開關模式 由三相c s r 主電路拓撲結構分析可知，若三相電網(wǎng)平衡，則可將三相電網(wǎng)電動 勢中心點與三相c s r 網(wǎng)側l c 濾波器電容中心點以及虛設的第四橋臂輸出端直接相 連。這樣，三相c s r 交流側可以分解為三個單相c s r ，對三相c s r 交流側波形分 析可簡化為對單相c s r 交流側波形分析。而三相c s r 直流側波形，則只需將三個 單相c s r 直流側波形疊加即可。值得注意的是，三個單相c s rp w m 各自的調制信 號相位應互差1 2 0 。 1 ) 交流側電流f ，心) ( 戶a ，b c ) 針對三相c s r 三值邏輯p w m 控制，三相c s r 任一相交流側電流f ，心) u = a ，b ，c ) 均可用三值邏輯開關函數(shù)o jq = a ，b ，c ) 描述。即 l j to ) = f 如o 妙，i a c c r ， ( ，= a ，b ，c ) ( 2 5 ) 顯然，對于- - k n c s r 任意一相交流側電流f 。( f ) ，其波形就是單極性調制的電流 p w m 波形。在交流側基波電流正半周，其電流在、0 i n 切換，而在交流側基波電 流負半周，其電流在0 、i d e 間切換。 2 ) 網(wǎng)側電流f 以) ( 戶a ，b ，c ) 三相c s r 交流側電流i j ( f ) x 1 x 一_ l 虢波即得網(wǎng)側電流i j ( f ) ( j = a ，b ，c ) 。其分析類似于 單相c s r 單極性調制相關分析。 3 ) 直流側電壓v 如( f ) 由于三相c s r 直流側電壓v 出( t ) 可以認為是由三個相位差互為1 2 0 。的單1 n c s r 直 流側電壓疊加而成，因此由三值邏輯開關函數(shù)o j ( 戶a ，b ，c ) 描述的- - $ h c s r 直流側電 1 2 華北電力人學碩+ 學位論文 壓應為： v d c ( f ) = v ，o ) 丁， ( 戶a ，b ，c ) j = 口，6 o ( 2 - 6 ) 式( 2 - 6 ) 中v 出( f ) 是直流側電壓，v j ( f ) 是三相c s r 交流側相電壓( 戶a ，b ，c ) 。 可見，三相c s r 直流側電壓v 出( t ) 是對其交流側電壓v j ( f ) 調制的結果。 當開關頻率足夠高，且c s r 網(wǎng)側l c 濾波器截止頻率足夠低時，可忽略交流側電 壓v ( f ) 及開關函數(shù)6 j 中諧波分量，即令 屹( f ) 圪s i n ( c o t - 0 ) 屹( f ) k ，s i n ( c o t - 0 - 1 2 0 。) ( 2 7 ) k ( f ) 圪，s i n ( c o t - 0 + 1 2 0 。) o b ( ，) m s i n ( c o t 一伊一1 2 0 。) 【c r f ( t ) m s i nc o t 一妒+ 1 2 0 。) 式中，k ：交流側基波電壓峰值； m ：p w m 調制比m 1 ) ： 夠：基波初始相角( 戶a ，b ，c ) 。 將式( 2 7 ) 、( 2 - 8 ) 代入式( 2 - 6 ) 解得 v 如o ) = 曇肌m 1 ) 式( 2 - 9 ) 表明：到( i c s r 交流側到直流側的變換具有b u c k 變換器特性。 4 ) 直流側電流么( t ) 三相c s r 拓撲結構直流側電壓v 出( f ) 經(jīng)一階慣性環(huán)節(jié)( 慣性時間常數(shù)為k r ) 傳遞后，即得三相c s r 直流側電流k ( t ) 。當三相電網(wǎng)平衡時，由于三相c s r 直流側 電壓y 出( ，) 中不含2 次諧波分量，因此同樣的直流側電感厶條件下，相對于單k l j c s r ， - - - k i | c s r 直流側電流屯( f ) 低頻脈動幅值較小。 2 3 三值邏輯p w m 信號產(chǎn)生 2 3 1 二、三值邏輯變換 對于三相電壓型p w m 整流器( v s r ) ，其控制常采用二值邏輯p w m 技術，即對同一 橋臂，或上側功率管導通，或下側功率管導通，而不存在同一橋臂上、下側功率管 同時導通或者同時關斷的情況。若以雙極性二值邏輯開關函數(shù)助口以描述，則 ，8 ) 爭 曲( o 厶，l 華北電力人學碩+ ! 學位論文 p = 二。毒捌姜莖薯善鎏：至裂箋耄喜羹驀 c 2 一。， l l 下側功率管導通，上側功率管關斷 然而，對于三相電流型p w m 整流器( c s r ) ，若要實現(xiàn)其交流側電流的p w m 控制，則 任一瞬間上、下側橋臂各只有一個功率開關管導通，且不存在同一側橋臂( 上側或 下側) 同時有兩個功率開關管導通的情況。這樣，若研究三相c s r 同一橋臂上、下側 功率開關管的通、斷情況，則存在上側管導通而下側管關斷、下側管關斷而上側管 導通、上下側管全導通或全關斷共計四種情況，定義三值邏輯開關函數(shù)o - ，則 fl上側功率管導通，下側功率管關斷 盯= 0上下側功率管全通或全斷( 2 一1 1 ) l l 下側功率管導通，上側功率管關斷 對于二值邏輯p w m 控制，其p w m 信號發(fā)生最常用方法是采用三角載波p w m 方案。 若在三角載波p w m 二值邏輯信號發(fā)生方法基礎上，產(chǎn)生適用于三相c s r 的三值邏輯 p w m 信號，則可使三值邏輯p w m 信號發(fā)生簡單化。下面討論三值邏輯p w m 信號產(chǎn)生 過程。首先研究二值邏輯到三值邏輯的轉換。 要實現(xiàn)三相c s r 交流側電流的p w m 控制，則三值邏輯開關函數(shù)仃i ( j = a ，b ，c ) 必須滿足 盯= 0 ( 2 1 2 ) 將雙極性二值邏輯開關函數(shù)p ，( 戶a ，b ，c ) 與三值邏輯丌關函數(shù)仃i ( 戶a ，b ，c ) 聯(lián)系起來，并令c r j 為p i 的線性組合，且令 盯= 去一p 。) = o)(2-13) 實際上，將式( 2 一1 3 ) 進一步展丌，則 仃，= 去。一p o ) + ( p 。一p h ) 0 。一p c ) = 去【( 兒一p b ) + ( p 。一p c ) + 0 。一耽) 】 2 盯。- t - 盯6 + 仃。 ( 2 1 4 ) 顯然，三值邏輯開關函數(shù)盯，( 戶a ，b ，c ) 可由雙極性二值邏輯開關函數(shù) p _ ，( 戶a ，b ，c ) 的線性組合來描述，即 盯。= l ( p o - - p b ) = i 1 ( p 。一p 。) 1 4 華北電力人學碩士學位論文 嘆= 吉o 。他) 三i = 吉 三。 j 1 至1 表2 3 二、三值邏輯轉換及狀態(tài) ( 2 - 1 5 ) ( 2 - 1 6 ) 二值邏輯三值邏輯上管狀態(tài)下管狀態(tài) 三值邏輯 p 。p b p c0 - 0 0 b o - c易嘭名藝j 蟹j 藝i 序號狀態(tài) + 1+ 1 10 + l 一1010o01# 1 + l一1+ l+ 1101o o0l0# 2 + l一1 一l+ l0 一l10000l# 3 1 + 1+ 1一l0 + 1001l0o# 4 1+ l 一1 1 + 10olo l00# 5 一l l + lo l + l001ol0# 6 1 1 1l0o1o0# 7 ( # 0 ) 00 o01o0l0# 8 ( # 0 ) + 1 + l+ 1 o01001# 9 ( # 0 ) 可見，三值邏輯p w m 有9 種開關狀態(tài)組合，其中# 7 - # 9 是“零狀態(tài)”開關組合。 2 3 2 三值邏輯p w m 狀態(tài)切換 以三相c s rs p w m 控制為例，討論f 弦波調制信號周期中三值邏輯p w m 狀態(tài)的 切換。 對于二值邏輯p w m 狀態(tài)切換來說，一個f 弦波調制信號周期中，每隔6 0 0 其狀 態(tài)切換模式發(fā)生變化。這是因為，三相對稱f 弦波信號幅值大小關系每間隔6 0 0 改 變一次。另外，當p w m 開關頻率與花弦波頻率相比足夠高時，一個p w m 開關周期中 的調制信號幅值可近似不變。 三值邏輯狀態(tài)在兩個非零狀態(tài)值與一個零狀態(tài)值間來回切換。一個正弦波調制 信號周期中，每個非零狀態(tài)值在1 2 0 。區(qū)域相間出現(xiàn)。由于零狀態(tài)值分布于整個正 弦波周期之中，并且共有3 個零狀態(tài)值( 并7 一# 9 ) 這就需進一步研究不同6 0 。區(qū)域零 狀態(tài)值的選取。為便于分析，將一個正弦波周期每隔6 0 。分區(qū)，并記為i 一區(qū)間。 考慮區(qū)域i 時的情況，此時三值邏輯在# 1 ，# 3 ，# o 狀態(tài)值間切換。由于# 1 ，并3 狀 態(tài)值所表示的三相c s r 開關狀態(tài)中v 。始終導通，為了確保在# 0 ，# 1 ，# 3 狀態(tài)值間切 換時只有一對功率開關管發(fā)生狀態(tài)變化，因此區(qū)域i 時的零狀態(tài)值應取# 9 。 l5 華北電力大學碩士學位論文 區(qū)域i 一識別信號( y 。一y ；) 是通過對三相電網(wǎng)線電動勢極性信號( x o - x ：) 譯碼獲 得的。由于i 一、i i v 、i i i 一每兩個區(qū)域共用1 個零狀態(tài)值( # 9 ，# 8 ，# 7 ) ，因而 比較器 幽2 5 零狀態(tài)判別及信號輸出模刑 區(qū)域識別信號( y o - y j ) 兩兩通過與非門，并產(chǎn)生與零狀態(tài)對應的丌關信號# 9 d 一# 7 d 。 另一方面，二值邏輯開關函數(shù)信號( p - p 。) 須經(jīng)過二、三值邏輯轉換獲得三值邏輯開 關函數(shù)信號( g a - o 。) ，而通過o 。、g b 、o 。的“或”信號選通譯碼器，即只有當o 。= o b = g 。= 0 時，譯碼器輸出才有效，否則輸出無效( 全高電平) 。這說明只有在零狀態(tài)時# 9 d ，# 8 d ， # 7 d 信號方才有效。最終將三值邏輯p w m 非零狀態(tài)對應的開關信號( d 。d 。、d 。、d 。、 d 。、d 。) 與零狀態(tài)取值信號( # 9 d ，# 8 d ，# 7 d ) 分別相“與”，即獲得與三相c s r 功率開 關管對應的驅動信號( v 。、v 。、v 。、v 。、v 。、v 。) 。 華北電力入學碩十學位論文 第三章三相電流型p w m 整流器控制系統(tǒng)仿真 3 1 三相電流型p w m 整流器控制系統(tǒng)概述 目前，針對三相電流型p w m 整流器的控制主要采用的方法有：基于三相c s r 交流 側指令電流的間接電流控制，基于三相c s r 狀態(tài)反饋控制和三相c s r 空間矢量 ( s v p w m ) 控制。下面僅對基于三相c s r 狀態(tài)反饋控制系統(tǒng)作簡要說明。 3 1 1 基于三相c s r 交流側指令電流的間接電流控制 若要求- - 耗i c s r 實現(xiàn)網(wǎng)側單位功率因數(shù)正弦波整流控制，則對于n n a c n 回路，應有 f ( f ) = e m s i n c o t 1 鋤2 1 m s i n c o t( 3 一1 ) 式中，e a ( r ) 、f 。( ，) 三相c s r 電網(wǎng)a 相電動勢、電流瞬時值； 、，。- - - - - x h c s r 電n a x h 電動勢、電流峰值。 若p w m 開關頻率足夠高，且忽略a 相網(wǎng)側電阻，則三相c s ra 相交流側電壓基波穩(wěn)態(tài) 值v 。( f ) 為： 屹( f ) = 一彩厶，c o s 彩t + e ，s i n c o t ( 3 - 2 ) 由于三榧i c s r 交流側a 相電流為： 乙( t ) = 乞( f ) 一f c 口( t ) ( 3 3 ) i c a ( f ) 一三相c s r 交流側a 相濾波電容電流瞬時值。 聯(lián)立式( 3 1 ) 一式( 3 - 3 ) 得，交流側a 相指令電流為： e ，( f ) = ，：( 1 - c 0 2 三c ) s i n 緲f 一甌緲c c o s 緲f ( 3 4 ) 考慮n 三相c s r 采用三值邏輯p w m 控制，若網(wǎng)側采用y 型聯(lián)接，則對應的相調制信號 相位必滯后線調制信號相位3 0 0 。這樣，當要求三 h c s r 實現(xiàn)n n , j 單位功率因數(shù)正弦波電 流整流控制時，a 相電流調制信號指令為： 以以) = i , ( 1 - c 0 2 l c ) s i n ( 卅) - e , o c c o s ( 加詈 = k 。，2 , s i n ( 彩r 一詈) 一k ：c 。s ( r 一詈) c3 5 ， = 差即： 俐_ ( r ) + 瓦1 印。( r ) 其中，c a 相網(wǎng)側電流峰值指令； 華北電力人學碩十! 學位論文 k l = 1 0 9 2 三c k 2 = e , c o c ( 3 6 ) 顯然，上述針對- - # h c s r 網(wǎng)側電流的控制是一種基于交流側指令電流的i 可接電流控 制策略，其中，指令電流由直流電流調節(jié)器輸出給定。 在三相c s r 控制系統(tǒng)中，其直流側電流的控制過程可分析如下： 穩(wěn)態(tài)時如= 乏，若發(fā)生擾動，則控制過程如下： l idc 氣jj 二。i k loidc li d cj ，專，：個一j 女，個寸i d 。個 為抑制直流電流電流波動對三相c s r 網(wǎng)側電流控制的影響，采用了基于f d 。前饋的 變載波幅值的補償控制。當i d 。變化時，其控制過程如下： 7：j：j：；：；：；：；：；：；l扎dci ； ( 肛易鈁c ) id f 上一“山寸川個一盯 1 個jf i ，1 、j fc c 個 l 膽易功d 其中“，。一p w m 載波峰值； 吼。一三值邏輯開關函數(shù)基波分量( 尼= q 6 ，c ) ； 一p w m 調制比： 如廣三相c s r 交流側電流( k = a , b ，c ) 。 這種控制方法實質上是三相c s r 網(wǎng)側電流的間接控制。這種控制容易受到主電路 參數(shù)變化的影響，并且當電網(wǎng)電動勢畸變時，同樣會使三相c s r 網(wǎng)側含有低次諧波， 嚴重時動態(tài)過程甚至導致網(wǎng)側電流振蕩。 3 1 2 基于三相c s r 狀態(tài)反饋控制 基于三相c s r 狀態(tài)反饋控制系統(tǒng)在三相c s r 交流側指令電流的間接電流控制系 統(tǒng)基礎上引入狀態(tài)反饋控制。選取電感電流以及電容電壓為狀態(tài)變量，并建立工作 點附近的微偏擾動模型，使得電網(wǎng)電動勢擾動項得以去除。從交流側等效電路分析， 三相c s r 網(wǎng)側電流的控制是通過交流側電流的p w m 以及l(fā) c 濾波來實現(xiàn)的。而l c 濾 波環(huán)節(jié)在濾除網(wǎng)側諧波電流的同時，可能會引起網(wǎng)側電流畸變，甚至使動態(tài)過程電流振 蕩。建立狀態(tài)變量模型，進行狀態(tài)反饋控制。選擇電感電流和電容電壓為狀態(tài)變量，同 時把微偏擾動量考慮進去，同時建立微偏擾動的模型，電網(wǎng)電動勢的擾動量得以去除。 但是，考慮了控制的離散化，變量的計算延遲，系統(tǒng)的狀態(tài)空間維數(shù)由2 維增加到 3 維。由于三相c s r 交流側等效電路的狀態(tài)變量模型是完全可控的，因此引入狀態(tài) 反饋且將系統(tǒng)的極點配置在虛軸左半平面所希望的位置上，就可以得到滿意的動態(tài) 特性。但是這種控制方法增加了擾動量，增加了采樣值，要求處理的數(shù)據(jù)較多，處 理響應速度較慢。 華北電力人學碩十學位論文 3 1 3 三相c s r 空間矢量( s v p w m ) 控制 三相c s r 空間矢量( s v p w m ) 控制系統(tǒng)為了簡化控制系統(tǒng)設計，引入了坐標變換， 首先，將兩相靜止坐標系中的旋轉矢量轉換成旋轉坐標系中的靜止矢量。三相c s r 網(wǎng) 側電流s v p w m 控制，其關鍵在于導出c s r 交流側矢量指令。其次，( d ，q ) 坐標系中的 q 軸按電網(wǎng)電動勢e ，矢量定向，因此e s 矢量的d 軸分量為0 。如果交流側電流矢量已知， 可以用矢量合成的方法實現(xiàn)三相c s r 網(wǎng)側電流的s v p w m 控制。 以上是幾種常用的三相c s r 整流器的控制方法，其控制方法有各自的特點?；?三相c s r 交流側指令電流的間接電流控制系統(tǒng)受主電路參數(shù)影響較大，并且電網(wǎng)電動 勢畸變時候同樣會產(chǎn)生網(wǎng)側的低次諧波，甚至網(wǎng)側電流振蕩?；谌郼 s r 狀態(tài)反饋 控制系統(tǒng)控制系統(tǒng)雖然加入了微偏擾動量，使得諧波的影響減小，可以得到滿意的動態(tài) 特性，但是控制較為復雜，特別是一些暫態(tài)量的處理，會加大運算量，勢必會影響響應 時間。三相c s r 網(wǎng)側電流s v p w m 控制系統(tǒng)控制精度較高，如果是丌環(huán)的控制就會受 到電流諧波影響；如果是閉環(huán)控制，加入了微偏擾動量，又會會加大運算量，勢必會影 響響應時間，同時，矢量作用時間的計算也很占用資源。 基于以上考慮，本論文采用了比較實用的雙閉環(huán)控制方法：內環(huán)采用間接電流控制， 外環(huán)采用電容電壓滯環(huán)空間矢量控制。這樣來兼顧控制精度和響應時間。 下面對控制系統(tǒng)作說明。 3 2 三相電流型p w m 整流器雙閉環(huán)控制系統(tǒng) 3 2 1 三相電流型p w m 整流器雙閉環(huán)控制系統(tǒng)數(shù)學模型 華北電力大學碩士學位論文 三相電流型p w m 整流器主電路結構及控制系統(tǒng)圖如圖3 1 所示。根據(jù)基爾霍夫電壓 定律和電流定律，可以得出控制系統(tǒng)相關的數(shù)學模型如下： 曠r 島+ 哮塢 一墮a t + k ( 3 7 ) t t 擴l d c 等垴。赴 式中j = 以，b ，c 鼠、產(chǎn)分別是交流側系統(tǒng)電阻、交流濾波電感、濾波電容； ，、一交流側電流、電壓： 尺。種擴直流負載，直流電感； 厶、盯直流電流，直流電壓： 并假定三相電壓對稱，且用下式表示： p ，= e ms i n ( c o t 一刀號萬) ，n = o ，1 ，2 。 三相電流型p w m 整流器的控制目標有兩個：直流電流值和交流相角?？刂浦绷麟?流就是維持直流電流在給定值，以實現(xiàn)功率的自動匹配；控制交流相角就是控制交流電 流的相角，實現(xiàn)要求的功率因數(shù)。 由于在a b c 坐標系下，三相交流輸入電流是時變量，控制系統(tǒng)設計較為復雜。因此， 通過式( 3 8 ) 將其變換到d q 坐標系下，并使d 軸定向于電網(wǎng)電壓矢量，則對交流電流 的控制問題轉換為對恒定直流量的跟蹤問題，控制系統(tǒng)的設計將大為簡化。 t 2 口6 c 一由一了 c o s 糾c o s c 刎一爭 “n 刎“n ( 刎一娶) j 11 22 c o s c 鰣+ 爭 刪鰣+ 爭 1 2厶 ( 3 8 ) 將式( 3 - 8 ) 作用于式(