1、C2000參賽工程報告命題組題 目：光伏并網(wǎng)模擬發(fā)電裝置學(xué) 校：西南交通大學(xué)指導(dǎo)教師：黃治清參賽隊(duì)成員名單含個人教育簡歷：賀雨璇、本科生、西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院龐棋峰、本科生、西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院逆變并網(wǎng)輸電目錄1 引言32 系統(tǒng)指標(biāo)33 方案比擬與論證 41.1 主電路拓?fù)?41.2 正弦脈沖寬度調(diào)制 SPWM勺方案54 理論分析與計(jì)算 64.1 最大功率點(diǎn)跟蹤MPPT的限制方法與參數(shù)計(jì)算 64.2 同頻、同相的限制方法與參數(shù)計(jì)算 74.3 提升效率的方法74.4 濾波電路設(shè)計(jì)和計(jì)算 85 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)95.1 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu) 95.2 顯示驅(qū)動結(jié)構(gòu) 105.3 模擬信號調(diào)理電路結(jié)構(gòu) 1

2、06 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì) 116.1 主電路及驅(qū)動 116.2 DSP處理器電路116.3 模擬信號調(diào)理電路116.4 系統(tǒng)電源設(shè)計(jì) 146.5 顯示電路設(shè)計(jì) 166.6 抗干擾舉措167 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì) 177.1 系統(tǒng)限制流程 177.2 頻譜分析流程 207.3 人機(jī)交互流程 218 系統(tǒng)關(guān)鍵設(shè)計(jì)與創(chuàng)新 229 測試方案與測試結(jié)果 229.1 測量儀器229.2 測量方案239.3 根底要求性能測試239.4 發(fā)揮局部性能測試249.5 測試結(jié)果匯總 259.6 測試結(jié)果分析2610 附錄 261引言新能源是二十一世紀(jì)世界經(jīng)濟(jì)開展中最具決定力的五大技術(shù)領(lǐng)域之一.太陽能是一種清 潔、高效和永不衰竭

3、的新能源.在新世紀(jì)中,各國政府都將太陽能資源利用作為國家可持續(xù) 開展戰(zhàn)略的重要內(nèi)容.我國西北地區(qū)土地遼闊,人煙稀少,交通不便,燃料供給緊張且價格極高,常規(guī)電網(wǎng)難 以覆蓋,但太陽能資源極為豐富.從技術(shù)經(jīng)濟(jì)角度分析,當(dāng)輸出電功率與送電距離之比小于 100瓦/公里時,用太陽電池電源供電要比常規(guī)電源供電經(jīng)濟(jì)得多,為此,我國在2002-2003年度推出了西部光伏照明工程,在西北地區(qū)大力開展光伏發(fā)電系統(tǒng)以提升西部地區(qū)人民的生 活水平,這對于貫徹西部大開發(fā)戰(zhàn)略具有重要的政治意義和經(jīng)濟(jì)意義：另一方面,根據(jù)世界各國的開展目標(biāo),預(yù)計(jì)到 2030年,世界各國的光伏發(fā)電量將占到總發(fā)電量的5獷20%也就是意味著應(yīng)用石化

4、能源所造成的環(huán)境污染將會得到極大改善.DSP具有強(qiáng)大的數(shù)據(jù)處理水平和高運(yùn)行速度,其豐富的片內(nèi)資源和外設(shè)資源,非常適合 于應(yīng)用于電力電子場合,為光伏并網(wǎng)模擬發(fā)電裝置提供了一個良好的解決方案.本裝置采用TI公司最新推出的浮點(diǎn) DSP芯片TMS320F28335很好地實(shí)現(xiàn)了光伏并網(wǎng)模擬發(fā)電的各項(xiàng)指 標(biāo).TMS320F28335為基于業(yè)界首款浮點(diǎn)數(shù)字信號限制器 DSC ,高性能靜態(tài)CMO波術(shù), 具有150MHz的高速處理水平,具備 32位浮點(diǎn)處理單元,6個DMA!道支持ADC McBS橋口 EMIF,有多達(dá)18路的PW喻出,其中有 6路為TI特有的增強(qiáng)型 PWM輸出模塊EPWM具 備150 ps ME

5、P分辨率,6個事件捕捉輸入,12位16通道ADC其新型浮點(diǎn)限制器與 TI前 一代領(lǐng)先數(shù)字信號限制器相比,性能平均提升50%,并與定點(diǎn)C28x限制器軟件兼容.得益于其浮點(diǎn)運(yùn)算單元,可快速編寫限制算法而無需在處理小數(shù)操作上消耗過多的時間和精力, 簡化了軟件編程,縮短了開發(fā)周期.并且 TI公司專用的集成開發(fā)環(huán)境 CC時供了對C語言 很好的支持,其 C編譯器可以直接從 C語言源程序生成高效簡捷的匯編語言代碼.2系統(tǒng)指標(biāo)本裝置到達(dá)了該題目要求的所有根本指標(biāo)和發(fā)揮局部指標(biāo),并在此根底上增加了以下功能：1自帶頻譜分析儀,可分析至32次諧波,并計(jì)算輸出波形失真度.2數(shù)字顯示功能：本裝置采用自行設(shè)計(jì)驅(qū)動的4.3

6、 '彩色液晶TFT LCD,完成了輸出波形、頻譜特性以及輸入電壓、電流、功率,輸出電壓、電流、功率,效率,頻率,相位差, 失真度的正確顯示.3開機(jī)自檢及保護(hù).4輔助電源采用開關(guān)電源芯片設(shè)計(jì),效率>90%A上,只需要一路+5V輸入即可.限制電路全部采用低功耗設(shè)計(jì),效率也較高.現(xiàn)將題目的要求指標(biāo)包括根本要求指標(biāo)和發(fā)揮局部指標(biāo)和本設(shè)計(jì)實(shí)測各項(xiàng)指標(biāo)在表 2-1中進(jìn)行比擬.表2-1各項(xiàng)指標(biāo)對照表測試工程根本要求指標(biāo)發(fā)揮局部指標(biāo)實(shí)測指標(biāo)取大功率點(diǎn)跟蹤0 1%-0 0.47%頻率跟蹤0 1%-工 0.01%效率刈>60%>80%>94%uo失真度THD0 5%<1%&l

7、t;0.6%欠壓保護(hù)25 ±0.5 V-25.11 V過流保護(hù)1.5 ±0.2 A-1.534 A相位跟蹤-_ 0< 5< 3.92 °自動恢復(fù)-臺匕 目匕臺匕 目匕注：本裝置所顯示的輸出電流,電壓分別為題目中的變壓器次邊的Io, Uo , 輸出效率Po=Io*Uo ,效率為“=Po/Pd ,其中,Pd =Ud Id.測試表中的輸出電壓、電流及效率為變壓 器原邊的測試結(jié)果.因此,錄像中 TFT LCDk所顯示的效率較實(shí)測數(shù)據(jù)偏低.3方案比擬與論證3.1 主電路拓?fù)浞桨敢唬簡蜗喟霕蚰孀冸娐酚梢粚虮垡约耙粋€帶有中點(diǎn)的直流電源構(gòu)成如圖3-1所示,在實(shí)際中,

8、通常用一個直流電源與兩個足夠大的電容器串聯(lián)代替帶有中點(diǎn)的直流電源, 其輸出電壓幅值為 Ud/2 ,在輸出工頻電壓時,電容的容量要取得大.圖3-1單相橋式逆變拓?fù)浞桨付簡蜗鄻蚴侥孀冸娐肥莾蓚€單相半橋逆變電路的組合,其電路如圖3-2所示.橋式電路的輸出波形與單相半橋的輸出波形相同,諧波成分也相同,但是幅值增大了一倍.圖3-2單相橋式逆變拓?fù)浞桨溉翰捎肈類功放芯片,可實(shí)現(xiàn)此題目要求的DC-AC驅(qū)動、變換及SPW械,輸出可以很好地跟蹤輸入電壓 UREF,效率高,失真小,外圍電路簡單,只需按要求設(shè)計(jì)低通濾波 器即可.此方案簡單,但與實(shí)際并網(wǎng)發(fā)電的概念有差異,故放棄此方案.經(jīng)論證比擬：單相半橋電路輸出

9、幅值低,直流利用率低,且需要很大的電容來保證電容電壓的均衡與恒定,很難到達(dá)題目的要求,故采用方案二作為DC-AC主電路拓?fù)?3.2 正弦脈沖寬度調(diào)制SPWIW方案方案一:采用SPWIW用芯片進(jìn)行SPW俄的發(fā)生.方案二：模擬方法產(chǎn)生 SPW眼.用模擬比擬器比擬生成 SPWMt如果用信號波正弦作 為比擬器的同相端輸入信號, 三角載波作為比擬器的反相端輸入信號, 便實(shí)現(xiàn)了自然法生成 SPW眼.方案三：規(guī)那么采樣算法產(chǎn)生 SPW眼.可以采用軟件算法全數(shù)字化實(shí)現(xiàn).規(guī)那么采樣法產(chǎn)生SPW腋,是由經(jīng)過采樣的正弦波與三角波相交,由交點(diǎn)得出脈沖寬度.當(dāng)然,這種經(jīng)過采樣的正弦波實(shí)際上是階梯波,只在三 角波的頂點(diǎn)位

10、置或底點(diǎn)位置對正弦波進(jìn)行采樣,其原理如圖3-3所示.由于階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈沖寬度在一個采樣周期Ts Ts=Tt內(nèi)的位置是對稱的,所以稱為對稱規(guī)那么采樣.toff =- 1 -M sin t1(3-1 )(3-2)由圖3得,4ton = Ts 1 M sinti4脈沖寬度為：tpw = Ts 1 M sint1 = 1 M sint1p 22式3-1中,t1為采樣點(diǎn)此處為頂點(diǎn)采樣的時刻.式3-2中,采樣點(diǎn)時刻L只與載波比N有關(guān),而與幅度調(diào)制比 M無關(guān),且t1 =kTt, k=0,1,.,N -1O圖3-3對稱規(guī)那么采樣算法示意圖TMS320F28335有ePWM形產(chǎn)生單元包含可編程死

11、區(qū)限制,可輸出非對稱PW峨形、對稱PW瞰形或空間矢量PW眼形.具有可編程的死區(qū)限制性能,以預(yù)防橋式驅(qū)動主電路的上下橋臂短路.同時 DSP還具有強(qiáng)大的運(yùn)算水平,因此用DSP實(shí)現(xiàn)SPWM1能更強(qiáng),編程更靈活,且有更快的運(yùn)算速度.經(jīng)論證比擬：方案一存在開關(guān)頻率較低,且限制不靈活的缺點(diǎn),且本錢較高,方案二需 要搭建較高頻率的三角波發(fā)生器,且要求比擬器速度快,精度高,方案三限制靈活,無需外 加電路,且可以實(shí)現(xiàn)高頻率開關(guān)信號的發(fā)生,雖然需要處理的數(shù)據(jù)量較大,但是 TMS320F28335K片上150M的主頻完全可以實(shí)現(xiàn) SPW眼形的數(shù)字化產(chǎn)生.綜合考慮限制精 度及性價比等因素,系統(tǒng)采用方案三產(chǎn)生SPW俄.

12、4理論分析與計(jì)算4.1 最大功率點(diǎn)跟蹤MPPT的限制方法與參數(shù)計(jì)算光伏方陣的最優(yōu)工作點(diǎn)稱為最大功率點(diǎn),它主要取決于電池板的工作溫度和當(dāng)時的光照水平.從圖4.1可以看到在不同的光照強(qiáng)度下光伏方陣的最大功率點(diǎn)不同,其中四個大功率點(diǎn)所對應(yīng)的光伏陣列輸出電壓是近似相等的,根據(jù)光伏陣列的這一特性可以在日照變化時使光伏陣列輸出電壓鎖定在輸出最大功率的一點(diǎn)以實(shí)現(xiàn)光陣列的近似最大功率點(diǎn)跟蹤,這種最大功率點(diǎn)的跟蹤方式稱作CVT(Constant Voltage Tracking) 方式.對于光伏最大功率跟蹤(MPPT),可以把最大功率線近似地看成電壓為常數(shù)的一根垂直線,使光伏電池板工作于恒 壓跟蹤狀態(tài),這是目前

13、商用光伏發(fā)電采用的方法.電池板工作于最大功率點(diǎn)附近,工作電壓在Ud變化之前時保持不變.與其他MPP騎法相比,恒壓跟蹤法具有算法簡單易行,系統(tǒng)穩(wěn)定性高,跟蹤速度快的優(yōu)點(diǎn).圖4-1不同光強(qiáng)下光伏方陣 P-V特性為了盡量減少模擬器件實(shí)現(xiàn)MPPTW產(chǎn)生的偏差和溫漂,提升系統(tǒng)限制的可靠性和靈活性,系統(tǒng)采用DSP快速的運(yùn)算功能實(shí)現(xiàn) MPPT勺數(shù)字化限制,使系統(tǒng)結(jié)構(gòu)更為簡單,也便于 調(diào)節(jié)系統(tǒng)限制參數(shù).MPPTS制原理如圖4.2所示.圖4-2 MPPT限制原理框圖給定值USet默認(rèn)為30V, U為實(shí)際采樣值,由 DSP芯片的ADC采集后經(jīng)計(jì)算得到.偏差為：e= Ud- USet ,通過軟件PI算法實(shí)現(xiàn)PI限制

14、后,限制SPWM1調(diào)制比M再經(jīng)過 正弦波調(diào)制后給驅(qū)動電路.4.2 同頻、同相的限制方法與參數(shù)計(jì)算系統(tǒng)采用軟件鎖相環(huán)進(jìn)行系統(tǒng)的同頻,同相限制,將UH與u的信號經(jīng)過電壓比擬器比較后整形送入 DSP由DSP芯片定時器的捕捉模塊 CAP1和CAP2捕捉其上升沿,測量其頻率 及相位差,進(jìn)而判斷頻率是否相同,如不同那么重新計(jì)算開關(guān)頻率,使頻率等于fRED同相控制算法由DSP判斷其延遲時間At ,調(diào)整SPW械表的指針至相應(yīng)位置, 從而實(shí)現(xiàn)兩個信號的 同相.在設(shè)計(jì)中,SPW哦波頻率為30KHz, SPWMP斷時間間隔大約為 33us,正弦表格為128個點(diǎn),每個點(diǎn)對應(yīng)的電角度為2.8 度,CPU時鐘頻率為125

15、MHz從實(shí)驗(yàn)結(jié)果來看,按上述方法設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)的鎖相誤差不超過一個PW時斷時間,即1/128個工頻周期,可見鎖相誤差不超過0.5%,完全可以滿足本系統(tǒng)中的諧波檢測和光伏并網(wǎng)需要.4.3 提升效率的方法提升整個裝置效率的方法主要有一下幾個方面：1減小開關(guān)管的損耗為了提升整機(jī)效率,并考慮濾波器的體積,逆變電路的開關(guān)頻率不能太低,太低濾波困 難,失真度大；開關(guān)頻率也不能太高,太高所需要的驅(qū)動功率就越大,我們確定開關(guān)頻率為 30kHz o從橋式逆變的結(jié)構(gòu)看,選擇導(dǎo)通電阻ROn小、開啟速度快的 N溝道MOSf,能夠在較高的頻率下工作,且保持較低的驅(qū)動功耗.mosfeTT的功率損耗主要是由于選取的開關(guān)頻率不

16、是很高并且電路功率較低,其功率導(dǎo)通電阻的損耗和開關(guān)損耗.作為功率MOSFE怵說,有兩項(xiàng)參數(shù)是最重要的,一個是Rson, 即通態(tài)時的漏源電阻,另一個是柵極電荷量我們選擇N溝道MOSf IRFB4110作為開關(guān)管,該管Qg典型值為150nC,Rs典型彳1為3.7m Q , VG=± 20V.一個MOSFET1完全導(dǎo)通時的功耗傳導(dǎo)損耗Pon可近似為：(4-1 )Pon = I d X Rds* t on /( t on + t off )其中Id為漏極電流3A, B/3.7mQ, ton為MOSFETS全導(dǎo)通時間,可按開關(guān)周期占空比 為50%十算.那么可計(jì)算出 出 =16.65 mW.一個

17、MOSFET1的驅(qū)動損耗主要是柵極電荷的充電和放電的損耗Pc,可近似為：Pc = Q g XVgsX f4-2其中QG為柵極電荷150nC, VGs為柵源電壓12V, f為開關(guān)頻率30kHz.那么Pc =54mW2減小驅(qū)動電路的損耗功率MOSFETF關(guān)時所需驅(qū)動電流為柵極電容的充放電電流,功率管極間電容越大,所需電流越大.在開關(guān)管開和關(guān)時狀態(tài)切換的中間過渡狀態(tài)時開關(guān)損耗的值是很大的,因此要保證柵極驅(qū)動的內(nèi)阻要夠小,驅(qū)動功率足夠大,以加快上升沿和下降沿的速度,減少處于中間狀態(tài)的切換時間.即降低MOSFE驅(qū)動電路內(nèi)阻以減小時間常數(shù),加快開關(guān)速度,可減小開關(guān)損耗.驅(qū)動電路直接采用TI公司的N溝道MO

18、SFET區(qū)動芯片UCC2720Q其最高引導(dǎo)電壓為120 V ,最高Vdd電壓為20 V,工作頻率超過1 MHz,傳輸延遲時間為 20 ns , 3 A輸 入/3 A輸出電流,負(fù)載為1000 pF時,上升/下降時間分別為8 ns/7 ns .3減小輸出濾波器電感的損耗電感損耗的大小直接影響到裝置的效率和性能,主要由銅損和磁芯損耗組成.銅損主要 為導(dǎo)線的直流電阻, 取決于導(dǎo)線的線徑和總長度.磁芯損耗主要由渦流和磁滯效應(yīng)產(chǎn)生,其大小隨工作頻率的升高而增加.我們采用價格低廉的鐵氧體磁芯,用二個形狀尺寸相同的 EE磁芯形成閉合磁路,在磁芯上用漆包線繞制線圈作為濾波電感,其高頻損耗較小,效果 較好.4減小

19、輔助電源的損耗輔助電源采用開關(guān)電源芯片 TPS6108s TPS5430設(shè)計(jì),效率90現(xiàn)上,只需要+5V輸入 即可.5減小限制電路的損耗限制電路全部采用低功耗設(shè)計(jì),效率也較高.6減小導(dǎo)線的損耗在PCBS的布線時,盡量使功率電路的線寬加大和線距減小.濾波電容、電感引線 盡可能短.4.4 濾波電路設(shè)計(jì)和計(jì)算在逆變器的輸出中除含有需要的基波外,還含有逆變器開關(guān)頻率和開關(guān)頻率整數(shù)倍附近 的諧波,如果不能濾除這些高頻諧波,將會給電網(wǎng)帶來高頻諧波污染,也不能到達(dá)系統(tǒng)所要求的性能指標(biāo),因此必須將逆變器開關(guān)引起的諧波濾除.逆變電源選擇LC濾波器來濾除高次諧波,LC濾波參數(shù)的選擇必須適當(dāng).濾波時間常數(shù)越大,不僅

20、濾波電路的體積和重量過 大,而且濾波電路引起的相位滯后變大,采用閉環(huán)波形反應(yīng)限制時,整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性越差.反之,濾波參數(shù)選得過小,系統(tǒng)中的高頻分量得不到很好的抑制,輸出電壓不能滿足波形失真度的要求.因此,選擇濾波器參數(shù)時,要綜合考慮這兩方面的因素.系統(tǒng)輸出濾波器采用對稱結(jié)構(gòu)：L1串聯(lián)C再串聯(lián)L2,如圖4-3所示圖4-3交流濾波器電路由電路理論知,此濾波器的傳遞函數(shù)為：G(s)Vo(s)V(s)12LC_- -n211 " S2 2 . S . 2s -s n nRLCLC(4-3)COn和阻尼之.通常,選擇由相關(guān)自控原理知,影響濾波效果的參數(shù)主要是轉(zhuǎn)折角頻率SPW咽變器的輸出LC濾波

21、器的轉(zhuǎn)折頻率fn遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于逆變輸出頻率 fs,它對逆變輸出頻率以及其附近頻帶的諧波具有明顯的抑制作用.系統(tǒng)中,逆變輸出是頻率為24-36kHz的SPWM矩形脈沖輸出的基波頻率為 45-55HZ,諧波主要也集中在這附近,取此處截止頻率為 2KH%在實(shí)際應(yīng)用中,忽略電感對負(fù)載的分壓作用及電容對負(fù)載的分流作用,并考慮變壓器的電感,經(jīng)計(jì)算及實(shí)驗(yàn)調(diào)整后,取 L=L1+L2=410uH , C=20uF/50V .5系統(tǒng)結(jié)構(gòu)5.1 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)限制系統(tǒng)以TMS320F28335為核心,外擴(kuò)驅(qū)動電路,彳t號調(diào)理電路,以及LCD和鍵盤.圖5-1系統(tǒng)框圖驅(qū)動電路局部用于功率 MOSFET勺驅(qū)動限制；信號調(diào)理模塊負(fù)

22、責(zé)將輸出電壓以及正弦波參考 信號經(jīng)過零比擬,送入 DSP的捕捉模塊.將輸入輸出的電壓,電流進(jìn)行調(diào)理,變換至適合 DSP處理的范圍1V3V; LCD及鍵盤負(fù)責(zé)人機(jī)交互.系統(tǒng)的功率局部由直流濾波電路,逆變 主電路,交流濾波電路組成.逆變主電路拓?fù)洳捎脝雾?xiàng)橋式結(jié)構(gòu).系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖見圖5-1.5.2 顯示驅(qū)動結(jié)構(gòu)系統(tǒng)的顯示局部采用了自行設(shè)計(jì)驅(qū)動的4.3'彩色液晶TFT LCD,液晶限制主要以 CPLDEPM570T14小片為驅(qū)動器,負(fù)責(zé)產(chǎn)生TFT的限制時序,外擴(kuò) 256*16bit SRAMIS61LV25616芯片作為顯示緩沖存儲器.CPLD從DSP端口接收顯示內(nèi)容, 存入SRAW,之后將SR

23、AMfr的數(shù)據(jù)依序顯示在 TFT屏上.TFT驅(qū)動模塊結(jié)構(gòu)圖如圖 5-2所示.圖5-2 TFT驅(qū)動模塊結(jié)構(gòu)5.3 模擬信號調(diào)理電路結(jié)構(gòu)模擬信號調(diào)理局部由輸入電流電壓取樣調(diào)理,輸出電流電壓有效值檢波, 輸出電壓調(diào)理,輸出電壓及正弦波參考信號過零比擬這幾局部組成,調(diào)理電路結(jié)構(gòu)如圖5-3所示.圖5-3模擬信號調(diào)理電路結(jié)構(gòu)106系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)6.1 主電路及驅(qū)動開關(guān)管的選擇：題目要求輸入電壓為 30V,輸出電流為3A,故開關(guān)管電壓取100V,電流8A 即可.選擇N溝道MOSf IRFB4110可滿足要求,雖然該管 Qg較大,但 Rs很小.驅(qū)動電路采用 TI公司的上下端驅(qū)動芯片UCC27200最高引導(dǎo)電壓為

24、120 V;最高Vdd電壓為20 V;工作頻率超過1 MHz;傳輸延遲時間為 20 ns ; 3 A 輸入/ 3 A輸出電流；負(fù) 載為1000 pF時,升/降時間分別為 8 ns/7 ns .具備獨(dú)立輸入的高側(cè)/低側(cè)驅(qū)動器,其 低側(cè)與高側(cè)柵極驅(qū)動器可單獨(dú)限制,相互開關(guān)之間的時間間隔僅為1 ns, 從而能夠?qū)崿F(xiàn)最大的限制靈活性.片上自舉二極管無需使用外局部立式二極管.高側(cè)與低側(cè)驅(qū)動器均具有欠壓鎖定功能,如果驅(qū)動電壓低于指定的閾值,那么強(qiáng)制輸出為低值.實(shí)驗(yàn)證實(shí)其驅(qū)動和抗干擾水平強(qiáng).電路如圖 6-1所示.6.2 DSP處理器電路DSP有以下幾個局部組成： DSP核心電路,電源治理數(shù)字電源： +1.8

25、V, +3.3V,模擬 電源：+3.3V , 16路ADC前端電路,外部存儲256K*16bit SRAM SD卡,人機(jī)交互接 口鍵盤,12864液晶接口,4.3 彩色液晶TFT LCD接口,RS232接口,CAN總線接口, 4個LED指示燈,復(fù)位電路,下載器接口等.電路圖見設(shè)計(jì)文檔.6.3 模擬信號調(diào)理電路1 .輸入電壓電流信號調(diào)理電路直流側(cè)輸入電壓 U和電流Id信號經(jīng)電阻分壓取樣及有源低通濾波器后由DSP的12位AD采樣,經(jīng)計(jì)算后完成最大功率點(diǎn)的跟蹤.輸入電壓調(diào)理電路見圖6-2,輸入電流調(diào)理電路見圖 6-3 .11圖6-2輸入電壓信號調(diào)理電路圖6-3輸入電流信號調(diào)理電路圖中運(yùn)算放大器采用

26、TI公司的高速單電源軌至軌雙路運(yùn)算放大器 OPA2353具有軌至軌 輸入,軌至軌輸出10mV以內(nèi)；44MHz帶寬；壓擺率：22V/ms；低噪聲：5nV/,Hz,低失 真,低噪音：0.0006%;單位增益穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn),適合該應(yīng)用場合.2 .輸出電流有效值檢測電路輸出交流電流的檢測采用 W網(wǎng)電磁式電壓電流組合傳感器,將其變換為-5V+5V的模擬交流電壓信號,即通過I-V變換后,經(jīng)無源低通濾涉及有效值檢波變?yōu)閱螛O性02.5V信號.送入DSP的ADC中,由DSP十算得到實(shí)際電流值.有效值檢波采用AD637芯片實(shí)現(xiàn),AD637是一款RMSH有效值轉(zhuǎn)換芯片,可測量的信號有效值到達(dá)7V,精度高、帶寬寬,并有電

27、源自動關(guān)斷功能,可降低靜態(tài)電流.電路圖見圖6-4.12圖6-4輸出電流有效值檢測電路3 .輸出電壓信號調(diào)理電路輸出交流電壓的檢測電路和輸出電流檢測電路結(jié)構(gòu)相同.輸出電壓通過隔離變壓器輸出信號經(jīng)過 WEB電磁式電壓電流組合傳感器變換,即通過V-V變換后,經(jīng)過濾波、放大及偏置電路后,變?yōu)閱螛O性03V的信號送入ADC由DSP十算128點(diǎn)FFT,得到頻譜特性以及失 真度.其中,信號的基波分量即為輸出電壓有效值經(jīng)無源低通濾涉及有效值檢波變?yōu)閱螛O性02.5V信號,由DSP片上ADC采樣得到.電路圖見圖 6-5.圖6-5輸出電壓信號調(diào)理電路4 .頻率與相位檢測電路由反應(yīng)信號及正弦波參考信號經(jīng)過濾波、過零比擬

28、及整形限幅得到方波信號,送入DSP捕捉模塊中,計(jì)算出正弦電壓的頻率和相位.DSP的CAP捕獲模塊只能對上升沿和下降沿信號進(jìn)行響應(yīng),且對信號的幅值有嚴(yán)格的要求,高電平不能超過3.3V.因此,為了捕獲輸出正弦電壓信號的相位和頻率,需將其濾波并轉(zhuǎn)換為03.3V的方波信號,而且要求過零翻轉(zhuǎn)時預(yù)防振蕩,以免造成 CAP的誤觸發(fā). 頻率與相位檢測電路圖見圖6-6 .134.4 系統(tǒng)電源設(shè)計(jì)由于我們要使用TMS320F2833電片片內(nèi)的AD模擬量接口來采集各路模擬信號,因此在供電上要考慮數(shù)字和模擬兩組電源,以實(shí)現(xiàn)模擬信號采樣的低噪聲和高精度.1 . DSP數(shù)字電源電路設(shè)計(jì)TMS320F28335K片需要雙數(shù)

29、字電源 3.3V、1.8V供電,為了保證在上電過程中內(nèi)部所有 模塊能夠得到正確的復(fù)位狀態(tài),要求在設(shè)計(jì)供電電路時考慮上電及掉電時的順序問題,即： 上電時,首先應(yīng)保證所有模塊的3.3V電壓包才VDDIO DD3VFLVDDAI/VDDAZ/VDDAIO/AVDDREFBG跳電,然后提供1.8V或1.9V電壓.掉電過程中, 在VDD 降低到1.5V之前,處理器的復(fù)位引腳必須插入最小 8us的低電平.電源治理芯片TPS767D301 可以自動完成上電順序的限制,因此選擇它作為DSP的電源芯片.電路如圖 6-7所示.圖6-7 DSP電源電路數(shù)字局部2 . DSP莫擬電源電路設(shè)計(jì)本系統(tǒng)需要處理多路模擬信號

30、, 因此,模擬電源的設(shè)方t尤為重要.TPS79533具有低噪聲、 高電源抑制比PSRR的優(yōu)點(diǎn),能夠?yàn)镈SP提供穩(wěn)定的模擬電源,實(shí)現(xiàn) ADC勺高精度數(shù)據(jù)采 集轉(zhuǎn)換.電路見圖 6-8 .14圖6-8 DSP電源電路模擬局部3 .電源系統(tǒng)共地局部設(shè)計(jì)對于數(shù)字電路和模擬電路混合構(gòu)成的系統(tǒng),在布線時就需要考慮它們之間互相干擾問題,特別是地線上的噪音干擾. 數(shù)字電路產(chǎn)生的噪聲會影響模擬電路, 使模擬電路的小信號 指標(biāo)變差.為了將這一干擾降至最低,除了加粗和縮短地線之外, 電路的模擬數(shù)字局部還采 用了分開布線,在一點(diǎn)通過磁珠和 0歐姆電阻接地.共地電路如圖 6-9所示.圖6-9模擬數(shù)字共地電路4 .輔助電源

31、設(shè)計(jì)系統(tǒng)輔助電源采用一路 +5V輸入,利用TI公司的開關(guān)電源芯片 TPS61085調(diào)制出+12V電 源,給驅(qū)動芯片供電,再利用TPS5430芯片分別調(diào)制出模擬+5V, -5V電源給運(yùn)放,交流互感器供電.TPS61085是升壓開關(guān)電源芯片,輸入Vin=2.3V6V ,輸出Vout=2.8V18.5V .電路如圖6-10所示.TPS5430是一款3A降壓轉(zhuǎn)換器,輸入Vin=5.5 V36V,輸出Vo= 1.23V31V, 效率到達(dá)95%電路如圖6-11所示.15圖 6-11 TPS5430 電路4.5 顯示電路設(shè)計(jì)系統(tǒng)選擇了 WX4300F-M04#01 4.3" TFT LCD作為顯示

32、器件,它由 TFT-LCD面板,驅(qū)動 電路,背光單元,四線制觸摸面板組成.全頻尺寸4.3英寸,分辨率480*272,可以顯示最高1670萬色,適合于移動產(chǎn)品的顯示應(yīng)用.TFT-LCD是并行總線驅(qū)動,共 5根限制線(DCLK HSYNC VSYNC DISP, DE), 24根數(shù) 據(jù)線(R0R7 G0G7 B0B7)組成.DCLK HSYNC VSYN同步時鐘線, DISP為顯示使能 限制線,DE為數(shù)據(jù)使能限制線, 24根數(shù)據(jù)線對應(yīng) RGB( R-RED G-GREEN B-BLU日三種 顏色,其中每種顏色各 8根數(shù)據(jù)線.考慮到實(shí)際應(yīng)用的需要以及 DSP SRAM勺存儲水平,在 系統(tǒng)應(yīng)用時,只取

33、 RGBW高五位,共15根數(shù)據(jù)線,剩下 3組低三位全部置零.顯示電路選用了 IS61LV25616作為存儲芯片,IS61LV25616是一款256K*16bit 的SRAM 芯片,限制采用并行總線方式,共 18位地址線,16位數(shù)據(jù)線,5位限制線.系統(tǒng)采用 CPLD 對其進(jìn)行驅(qū)動.電路圖見設(shè)計(jì)文檔.4.6 抗干擾舉措由于系統(tǒng)功率模塊及開關(guān)電源會對限制電路產(chǎn)生很強(qiáng)的噪聲,干擾系統(tǒng)正常的工作,如：模擬量的精確采集、捕捉模塊誤動作,導(dǎo)致無法準(zhǔn)確測量信號頻率相位,因此,限制噪聲和 輻射,采取抗干擾舉措是提升系統(tǒng)性能和可靠性的主要環(huán)節(jié).通過實(shí)踐,我們深感一個噪聲很大的系統(tǒng)調(diào)試是一件很痛苦的事情,出現(xiàn)的問題

34、很多,但可以通過適當(dāng)?shù)目垢蓴_處理根本上得到解決.系統(tǒng)主要的抗干擾舉措有以下幾個方面：DSP和大功率器件的地線采用單獨(dú)接地,以減小相互干擾.DSP的I/O 口,電源線,電路板連接線等關(guān)鍵地方使用抗干擾元件,如磁珠、磁環(huán)、回路退耦、電源濾波器.一點(diǎn)共地：系統(tǒng)的模擬地與數(shù)字地分別布線,最后在一點(diǎn)通過磁珠共地.共模電感：在限制系統(tǒng)電源輸入端參加共模電感,濾除共模的紋波,提升電源穩(wěn)定性. 同時,該電路對差模噪聲也有一定的濾波作用.電路如圖 6-12所示.16丁 /77如 丁 丁圖6-12共模濾波電路屏蔽處理：為了進(jìn)一步降低噪聲, 保證信號傳輸不受干擾, 限制電路與功率電路之間的 信號線均采用屏蔽線.關(guān)鍵

35、信號靠近地,有利于降低噪聲和輻射.軟件濾波：對于 ADC采集的模擬量,DSPtB對其進(jìn)行了軟件濾波,以預(yù)防誤動作.具體 濾波算法將在下一節(jié)系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)中詳細(xì)介紹.7系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)7.1系統(tǒng)限制流程系統(tǒng)啟動過程：(開機(jī)自檢)(1)系統(tǒng)限制局部上電,DS川始運(yùn)行,首先執(zhí)行初始化程序,完成對各個功能模塊的初始化,此時系統(tǒng)功率局部保持?jǐn)嚅_狀態(tài)；(2)執(zhí)行完初始化程序之后,測量直流側(cè)開路電壓 Us,并將SPW調(diào)制比降至最低, 以避免功率電路接入瞬間的電流過大,觸發(fā)欠壓保護(hù).確認(rèn)直流側(cè)電壓正常之后, 啟動逆變程序,系統(tǒng)開始運(yùn)行.整個程序包括主程序和中斷處理程序,主程序負(fù)責(zé)對系統(tǒng)及各功能模塊的初始化：系統(tǒng)初始

36、化、GPIO口初始化、外設(shè)中斷存放器初始化、外設(shè)中斷向量表初始化、CPU1時器初始化、事件治理器初始化、 ADC莫塊初始化.中斷處理程序包括 AD采樣中斷、CAP捕獲中斷、 ePWMfr斷等.系統(tǒng)限制流程圖如圖 7-1.17開始圖7-1系統(tǒng)限制流程圖由圖可以看出,系統(tǒng)軟件局部主要完成以下功能：SPwMt號產(chǎn)生及同頻同相限制SPW跟采用DSP的增強(qiáng)型脈寬調(diào)制 PWMt出卞II塊ePWM產(chǎn)生,ePW雨個模塊都能生成 2 個獨(dú)立的PWMt號,6個模塊全部具有相同功能并且采用相同的編程方法.因此,每個模塊 都可獨(dú)立于其它模塊生成中斷并且可以在不同時間觸發(fā)模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器ADC.ePWMI塊由以下幾個子

37、*II塊構(gòu)成：時基TB子模塊、計(jì)數(shù)器-比擬器CC子模塊、動作限定AQ子模塊、死區(qū)DB發(fā)生器子模塊、PW慚波器PC子模塊、故障斷路器Trip Zone 子模塊、事件觸發(fā)器ET子模塊.配置ePWMI塊時需要對上述子模塊中的存放器進(jìn)行初始 化.18ePW齦塊能夠在保證系統(tǒng)開銷最小的前提下可提供0%100%空比,有三種工作模式：加法計(jì)數(shù)模式、可逆計(jì)數(shù)模式和減法計(jì)數(shù)模式.本系統(tǒng)采用可逆Up-Down計(jì)數(shù)卞式PWM波形對稱,當(dāng)加法計(jì)數(shù)值到達(dá)與 CMPAt匹配,置位ePWMI/t出；當(dāng)減法計(jì)數(shù)值到達(dá)與 CMPA 值匹配,ePWMlA俞出復(fù)位；如果 CMPA直與計(jì)數(shù)器的值不匹配,那么調(diào)用ISR并加載陰影存放器

38、.利用DSP的ePWM由開關(guān)頻率計(jì)算出 ePWM勺周期,在每一次ePW附斷到來時,由規(guī)那么 采樣法計(jì)算本周期 PW瞰的占空比,即可得到相應(yīng)的SPW俄.當(dāng)頻率發(fā)生改變,那么只需改變ePWM勺周期.假設(shè)需要調(diào)整輸出波形的相位,那么移動正弦波表的指針即可.2 .頻率和相位捕獲及軟件抗干擾算法為了保證頻率和相位的跟蹤精度,對頻率和相位的準(zhǔn)確捕獲是一個非常重要的環(huán)節(jié).本 系統(tǒng)采用DSP的捕獲模塊通過對電網(wǎng)參考信號和逆變器輸出反應(yīng)信號上升沿的捕獲來獲取 頻率和相位.通過 DSP內(nèi)部的計(jì)數(shù)器得到信號前后兩個上升沿的時間差,即為信號的周期, 從而得到信號的頻率；而信號的每個上升沿都對應(yīng)著電網(wǎng)參考電壓正弦波的過

39、零點(diǎn),由此可計(jì)算出兩個信號的相位差.DSP的捕獲模塊對高頻干擾非常敏感,即使對于維持時間非常短暫的干擾信號也可能造成誤觸發(fā).由于受到開關(guān)管高頻調(diào)制的干擾以及來自地線上的其它一些高頻干擾,送入DSP的捕獲模塊的方波信號帶有高頻諧波,當(dāng)信號高頻干擾較嚴(yán)重時, 捕獲模塊可能會將同步信號兩次上升沿之間的某高頻抖動誤認(rèn)為是上升沿,從而導(dǎo)致誤觸發(fā),造成初始相位和頻率捕獲錯誤,頻率和相位的跟蹤也隨之失敗.因此為了最大可能的杜絕誤觸發(fā)現(xiàn)象,應(yīng)在硬件和軟件上采取抗干擾舉措.軟件抗干擾算法根本思路如下：待測電壓的頻率在 45Hz55 Hz范圍內(nèi),因此可在軟件中對每次上升沿觸發(fā)時所計(jì)算出 的頻率做一個合理性判斷,

40、假設(shè)計(jì)算出的頻率不在這個范圍內(nèi)那么可判定為此次觸發(fā)為一個誤觸 發(fā),對頻率和相位不作更新；如在允許范圍內(nèi),那么判定此次觸發(fā)為有效觸發(fā),更新頻率值和 相位.當(dāng)捕獲模塊出現(xiàn)上升沿時,觸發(fā)捕獲中斷,在中斷中將計(jì)數(shù)器值賦給 cnt2 ,并與前一次的計(jì)數(shù)器值cnt1做差,從而得到兩次上升沿的時間差,并計(jì)算相應(yīng)的頻率；如計(jì)算的頻率 在45Hz55Hz范圍內(nèi),那么更新頻率值,將給定正弦指針歸0,并將此次計(jì)數(shù)器值賦給 cnt1作為下次進(jìn)入中斷計(jì)算頻率時所用.如計(jì)算的頻率值不在允許范圍內(nèi),那么不做任何操作.3 .模擬信號采集直流側(cè)電壓經(jīng)模擬信號調(diào)理電路后轉(zhuǎn)換成03V的電壓信號,送入DSP的AD模塊轉(zhuǎn)換為04095

41、之間的數(shù)字量,再進(jìn)行比例積分運(yùn)算處理.由于受功率電路中開關(guān)管高頻調(diào)制所產(chǎn)生的干擾影響,直流側(cè)電壓上也會產(chǎn)生含有一定的高頻噪聲,這些高頻噪聲幅值與正常采樣值相差較大,如不經(jīng)處理直接運(yùn)算,高頻噪聲被采樣后經(jīng)PI運(yùn)算的結(jié)果會與上次運(yùn)算的結(jié)果相差較大,那么電壓跟蹤會出現(xiàn)較大的誤差.為 了將高頻噪聲對模擬信號的干擾降到可接受的誤差范圍內(nèi),軟件上應(yīng)參加對直流電壓采樣的濾波程序.為了最大限度的降低干擾,本設(shè)計(jì)采用了每周期采樣128個點(diǎn),進(jìn)行中位值平均濾波法濾波的方法,來獲取直流模擬信號.片上的ADC采用EPWMI塊驅(qū)動,通過調(diào)整EPWMI塊的 周期來改變ADC采樣率,ADC呆樣率為6.4kHz.中位值平均濾

42、波法思想：連續(xù)采樣128個數(shù)據(jù),去掉一個最大值和一個最小值,然后計(jì)算126個數(shù)據(jù)的算術(shù)平均值.該濾波法算法簡單、對周期性干擾有良好的抑制作用,平滑度高.對于偶然出現(xiàn)的脈沖 性干擾,可消除由于脈沖干擾所引起的采樣值偏差.194 .最大功率點(diǎn)跟蹤MPPT限制最大功率點(diǎn)跟蹤MPPT :采用恒壓跟蹤法CVT,當(dāng)輸入電壓不等于開路電壓一半時,采用PI算法at算SPW蜩制比M從而調(diào)節(jié)輸入電壓至 Us/2.5 .頻譜分析及失真度計(jì)算.見 7.2節(jié)詳述.6 .人機(jī)交互.見7.3節(jié)詳述.7 .系統(tǒng)保護(hù)欠壓保護(hù)：通過采樣 Ud信號,可判斷輸入是否欠壓.如果欠壓,那么關(guān)斷NMOST的驅(qū)動,以完成欠壓保護(hù).假設(shè) U恢

43、復(fù)正常,那么開通 NMOST驅(qū)動.過流保護(hù)：輸出電流信號 Io通過電流互感器及有效值檢波,由單片機(jī)的12位AD完成采樣計(jì)算.通過軟件判斷是否過流,假設(shè)過流那么關(guān)斷NMOST的驅(qū)動,完成輸出過流保護(hù).故障后,單片機(jī)每 5秒加小電壓試探輸出是否過流,如果正常,自動恢復(fù)為正常工作狀態(tài).7.2 頻譜分析流程頻譜分析采用FFT算法獲得信號頻譜特性,由于采樣頻率誤差會對傅立葉變換結(jié)果產(chǎn)生 相當(dāng)?shù)挠绊?且不可預(yù)防,在傅立葉變換前對被測信號做時域窗函數(shù)處理,減少系統(tǒng)的截斷效應(yīng).這里選擇漢明窗作為窗函數(shù).在加窗的情況下,可以分析的最高次諧波減半,即128點(diǎn)FFT最高可分析至32次諧波.FFT算法流程如圖7-2所

44、示,其中倒序算法如圖 7-3所示.開始送入xn, M20圖7-3倒序算法流程圖失真度計(jì)算：由失真度THD定義:THDUi(7-1 )21通過FFT的計(jì)算結(jié)果,由此可以計(jì)算出輸出電壓的失真度.7.3 人機(jī)交互流程DSP通過與驅(qū)動TFT的CPLD!信,更新SRAMH勺顯示內(nèi)容,到達(dá)實(shí)時顯示測量數(shù)據(jù)及 波形的目的.DSP顯示驅(qū)動流程如圖 7-4所示.開始8系統(tǒng)關(guān)鍵設(shè)計(jì)與創(chuàng)新1系統(tǒng)采用軟件鎖相環(huán)完成了同頻同相的限制,無需外擴(kuò)鎖相環(huán)芯片,如：CD4046具有限制靈活,本錢低的優(yōu)點(diǎn).2采用DSP測量頻率、相位,進(jìn)一步減少外擴(kuò)電路,充分利用了DSP的片內(nèi)資源,提高設(shè)計(jì)的性價比.3自帶頻譜分析儀,可分析至 3

45、2次諧波,并計(jì)算輸出波形失真度.4自行驅(qū)動4.3" TFT LCD,能夠正確、直觀地顯示輸出波形、頻譜特性以及輸入電壓、 電流、功率,輸出電壓、電流、功率,效率,頻率,相位差,失真度.可以在線的實(shí)時分析 限制系統(tǒng)性能.5開機(jī)自檢及保護(hù).6輔助電源采用開關(guān)電源芯片設(shè)計(jì),效率>90艱上,只需要一路+5V輸入即可.限制電路全部采用低功耗設(shè)計(jì),效率也較高.9測試方案與測試結(jié)果9.1測量儀器表9-1 測量儀器序號名稱、型號、規(guī)格數(shù)量備注1數(shù)字示波器DS1062CD1RIGOL2四位半數(shù)字方用表2中策電子223數(shù)字合成彳百號發(fā)生器 DF14401中策電子4失真度儀DF41201中策電子5數(shù)

46、字力用表17B1FLUKE9.2測量方案測試電路如圖9-1所示:JL勺0 aI' F£F 限制電路圖9-1系統(tǒng)測試電路圖9.3根底要求性能測試1最大功率點(diǎn)跟蹤測試條件：采用數(shù)字示波器及數(shù)字萬用表直流電壓檔測試, Rs和R給定范圍內(nèi)變化, 使Ud=US/2 ,相對偏差的絕對值 e= |U d- U d 實(shí)測|/ U d：表9-2最大功率點(diǎn)跟蹤測試結(jié)果電阻歐Ud = Us/2(V)相對偏差絕對值eUs設(shè)定值Ud實(shí)測值絕對誤差Rs=30, Rl=3660.630.330.030.10%Rs=36, Rl=3060.129.950.10.33%Rs=30, Rl=306030.140

47、.140.47%Rs=36, Rl=3660.630.210.090.30%2頻率跟蹤測試Uref端,當(dāng)條件：采用數(shù)字示波器及信號發(fā)生器頻率檔測試,調(diào)節(jié)信號發(fā)生器 f REF在給定范圍內(nèi)變化時,f F與f REF相對偏差絕對值 e=|f REF-f f| / fREF：表9-3頻率跟蹤測試結(jié)果參考頻率fREFHz輸出頻率fF Hz相對偏差絕對值e實(shí)測值絕對誤差234544.99680.00320.01%5049.99530.00470.01%5554.99320.00680.01%(3)效率測試條件：采用數(shù)字萬用表(直流及交流電壓檔)測試,當(dāng)R=R=30Q時,DC-AC變換器的效率：表9-4效率測試結(jié)果Ud (V)Id (A)U01 (V)I01 (A)效率29.890.98514.291.95594.89%注：本裝置所顯示的輸出電流,電壓分別為題目中的變壓器次邊的Io, Uo ,輸出效率Po=Io*Uo ,效率為"=Po/Pd ,其中,Pd =Ud Id.測試表中的輸出電壓、電流及效率為變壓 器原邊的測試結(jié)果.因此,錄像中TFT LCD±所顯示的效率較實(shí)測數(shù)據(jù)偏低.(4)失真度測試條件：采用失真度儀測試,當(dāng)FS=R.=30Q時,輸出電壓uo的失真度THD=0.52%(W 5%(5)輸入欠壓保護(hù)功能測試：調(diào)整電源電壓,使Ud=25V,欠壓保護(hù)正確,動作電