1、PWM控制技術(shù)主要內(nèi)容：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，PWM逆變電路的諧波分析，PWM整流電路。重點(diǎn)：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法。難點(diǎn)：PWM波形的生成方法，PWM逆變電路的諧波分析。基本要求：掌握PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，了解PWM逆變電路的諧波分析，了解跟蹤型PWM逆變電路，了解PWM整流電路。PWM(PulseWidthModulation)控制脈沖寬度調(diào)制技術(shù)，通過對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效地獲得所需要波形(含形狀和幅值)。第3、4章已涉及這方面內(nèi)容：第3章：直流斬波電路采用，第4章有兩處：4.1節(jié)斬

2、控式交流調(diào)壓電路，4.4節(jié)矩陣式變頻電路。本章內(nèi)容PWM控制技術(shù)在逆變電路中應(yīng)用最廣，應(yīng)用的逆變電路絕大部分是PWM型，PWM控制技術(shù)正是有賴丁在逆變電路中的應(yīng)用，才確定了它在電力電子技術(shù)中的重要地位。1 本章主要以逆變電路為控制對(duì)象來介紹PWM控制技術(shù)，也介紹PWM整流電路PWM控制的基本原理理論基礎(chǔ)：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。沖量指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異圖6-1形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖O1a)面積等效原理：分別將如圖6-1所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環(huán)節(jié)(R-L電路)上，如

3、圖6-2a所示。其輸出電流i(t)對(duì)不同窄脈沖時(shí)的響應(yīng)波形如圖6-2b所示。從波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，各i(t)響應(yīng)波形的差異也越小。如果周期性地施加上述脈沖，貝U響應(yīng)i(t)也是周期性的。用傅里葉級(jí)數(shù)分解后將可看出，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在局頻段有所不同。1力b)圖6-2沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個(gè)正弦半波，正弦半波N等分，看成N個(gè)相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點(diǎn)重合，面積(沖量)相等，寬度按正弦規(guī)律變化。SPWM波形一一脈沖寬度

4、按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形。圖6-3用PWM波代替正弦半波要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。等幅PWM波和不等幅PWM波：由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斬波電路及本章主要介紹的PWM逆變電路，6.4節(jié)的PWM整流電路。輸入電源是交流，得到不等幅PWM波,如4.1節(jié)講述的斬控式交流調(diào)壓電路，4.4節(jié)的矩陣式變頻電路?；∶娣e等效原理，本質(zhì)是相同的。PWM電流波：電流型逆變電路進(jìn)行PWM控制，得到的就是PWM電流波。PWM波形可等效的各種波形：直流斬波電路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形，還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波

5、形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基丁等效面積原理。2 PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術(shù)。逆變電路是PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場(chǎng)合。本節(jié)內(nèi)容構(gòu)成了本章的主體PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實(shí)用的幾乎都是電壓型。(1)計(jì)算法和調(diào)制法1、計(jì)算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計(jì)算PWM波各脈沖寬度和問隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，就可得到所需PWM波形。缺點(diǎn)：繁瑣，當(dāng)輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化2、調(diào)制法輸出波形作調(diào)制信號(hào)，進(jìn)行調(diào)制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應(yīng)用最多，其

6、任一點(diǎn)水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對(duì)稱；與任一平緩變化的調(diào)制信號(hào)波相交，在交點(diǎn)控制器件通斷，就得寬度正比丁信號(hào)波幅值的脈沖，符合PWM的要求。調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，得到的就是SPWM波；調(diào)制信號(hào)不是正弦波，而是其他所需波形時(shí)，也能得到等效的PWM波。結(jié)合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對(duì)調(diào)制法進(jìn)行說明：設(shè)負(fù)載為阻感負(fù)載，工作時(shí)Vi和V2通斷互補(bǔ)，V3和V4通斷也互補(bǔ)?？刂埔?guī)律：uo正半周，Vi通，V2斷，V3和V4交替通斷，負(fù)載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段為正，一段為負(fù)，負(fù)載電流為正區(qū)問，Vi和V4導(dǎo)通時(shí)，Uo等丁Ud,V4關(guān)斷時(shí)，負(fù)載電流通過Vi和VD3續(xù)流，Uo=0,負(fù)載電流為

7、負(fù)區(qū)間，io為負(fù)，實(shí)際上從VD1和VD4流過，仍有Uo=Ud,V4斷，V3通后，io從V3和VD1續(xù)流，Uo=0,U?？偪傻玫経d和零兩種電平"。U。負(fù)半周，讓V2保持通，V1保持?jǐn)?V3和V4交替通斷,Uo可得-Ud和零兩種電平。信號(hào)波艄4載波RVH調(diào)制7電路L/wx圖6-4單相橋式PWM逆變電路單極性PWM控制方式（單相橋逆變）：在Ur和uc的交點(diǎn)時(shí)刻控制IGBT的通斷。Ur正半周，Vi保持通，V2保持?jǐn)?當(dāng)Ur>Uc時(shí)使V4通，V3斷，Uo=Ud,當(dāng)Ur<Uc時(shí)使V4斷，V3通，Uo=0。Ur負(fù)半周，Vi保持?jǐn)?，V2保持通，當(dāng)Ur<Uc時(shí)使V3通，V4斷，Uo

8、=-Ud,當(dāng)Ur>Uc時(shí)使V3斷,V4通，Uo=0,虛線Uof表示U。的基波分量。波形見圖6-5o圖6-5單極性PWM控制方式波形雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）：在Ur半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波有正有負(fù)，所得PWM波也有正有負(fù)。在Ur一周期內(nèi)，輸出PWM波只有坦d兩種電平，仍在調(diào)制信號(hào)Ur和載波信號(hào)Uc的交點(diǎn)控制器件通斷。Ur正負(fù)半周，對(duì)各開關(guān)器件的控制規(guī)律相同，當(dāng)Ur>Uc時(shí)，給Vi和V4導(dǎo)通信號(hào)，給V2和V3關(guān)斷信號(hào)，如io>0,V1和V4通，如io<0,Vdi和Vd4通,Uo=Ud,當(dāng)Ur<Uc時(shí)，給V2和V3導(dǎo)通信號(hào)，給V1和V4關(guān)斷信號(hào)，如io<0

9、,V2和V3通，如io>0,Vd2和Vd3通，Uo=-Ud。波形見圖6-6。單相橋式電路既可采取單極性調(diào)制，也可采用雙極性調(diào)制。圖6-6雙極性PWM控制方式波形雙極性PWM控制方式(三相橋逆變)：見圖6-7。三相PWM控制公用uc,三相的調(diào)制信號(hào)uru、urv和UrW依次相差120°U相的控制規(guī)律：當(dāng)UrU>Uc時(shí)，給V1導(dǎo)通信號(hào)，給V4關(guān)斷信號(hào)，UUN=Ud/2,當(dāng)UrU<Uc時(shí)，給V4導(dǎo)通信號(hào)，給V1關(guān)斷信號(hào)，uun=-Ud/2;當(dāng)給Vi(V4)加導(dǎo)通信號(hào)時(shí)，可能是V1(V4)導(dǎo)通，也可能是調(diào)制電路VD1(VD4)導(dǎo)通。UUN、圖6-7三相橋式PWM型逆變電路U

10、VN和UWN的PWM波形只有iUd/2兩種電平',UUV波形可由UUN-UVN得出，當(dāng)1和6通時(shí)，UUV=Ud,當(dāng)3和4通時(shí)，uuv=Ud,當(dāng)1和3或4和6通時(shí)，uuv=0o波形見圖6-8。輸出線電壓PWM波由坦d和0三種電平構(gòu)成，負(fù)載相電壓PWM波由(之/3)Ud、(±/3)Ud和0共5種電平組成。圖6-8三相橋式PWM逆變電路波形防直通死區(qū)時(shí)間：同一相上下兩臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，為防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間。死區(qū)時(shí)間的長短主要由器件關(guān)斷時(shí)間決定。死區(qū)時(shí)間會(huì)給輸出PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。特定諧波消去法(SelectedHarmo

11、nicEliminationPWMSHEPWM):計(jì)算法中一種較有代表性的方法，圖6-9。輸出電壓半周期內(nèi)，器件通、斷各3次(不包括0和兀)，共6個(gè)開關(guān)時(shí)刻可控。為減少諧波并簡(jiǎn)化控制，要盡量使波形對(duì)稱。首先，為消除偶次諧波，使波形正負(fù)兩半周期鏡對(duì)稱，即：u(t)u(t)(6-1)圖6-9特定諧波消去法的輸出PWM波形其次，為消除諧波中余弦項(xiàng)，使波形在半周期內(nèi)前后1/4周期以兀/2為軸線對(duì)稱。u(t)u(t)(6-2)四分之一周期對(duì)稱波形，用傅里葉級(jí)數(shù)表示為:u(t)ansinnt(6-3)42式中，an為an一ou(t)sinntdt圖6-9,能獨(dú)立控制ai、a2和a3共3個(gè)時(shí)刻。該波形的an

12、為4aiUd-sinntdt02a2Ud(dsinnt)dta12a3Ud-sinntda222Ud(12cosnna!(戔sin22cosnnt)d2cosnt(6-4)式中n=1,3,5,a、a2木日a30確定a1的值，再令兩個(gè)不同的an=0,就可建三個(gè)方程，求得消去兩種特定頻率的諧波:在三相對(duì)稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯(lián)立方程：2Uai(12cosi2cos22cos3)2Uda5(12cos512cos522cos53)052Ud,a7(12cos712cos722cos73)0(6-5)給定a，解方程可得a、a2和a3。a變，a、

13、a2和a3也相應(yīng)改變。一般，在輸出電壓半周期內(nèi)器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期對(duì)稱，k個(gè)開關(guān)時(shí)刻可控，除用一個(gè)控制基波幅值，可消去k-1個(gè)頻率的特定諧波，k越大，開關(guān)時(shí)刻的計(jì)算越復(fù)雜。除計(jì)算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節(jié)介紹(2) 異步調(diào)制和同步調(diào)制載波比一一載波頻率fc與調(diào)制信號(hào)頻率fr之比，N=fc/fr。根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制：1、異步調(diào)制異步調(diào)制一一載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不同步的調(diào)制方式。通常保持fc固定不變，當(dāng)fr變化時(shí)，載波比N是變化的。在信號(hào)波的半周期內(nèi)，PWM波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期

14、的脈沖不對(duì)稱，半周期內(nèi)前后1/4周期的脈沖也不對(duì)稱。當(dāng)fr較低時(shí)，N較大，一周期內(nèi)脈沖數(shù)較多，脈沖不對(duì)稱的不利影響都較小，當(dāng)fr增高時(shí)，N減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對(duì)稱的影響就變大。因此，在采用異步調(diào)制方式時(shí)，希望采用較高的載波頻率，以使在信號(hào)波頻率較高時(shí)仍能保持較大的載波比。2、同步調(diào)制同步調(diào)制N等丁常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步。基本同步調(diào)制方式，fr變化時(shí)N不變，信號(hào)波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。三相，公用一個(gè)三角波載波，且取N為3的整數(shù)倍，使三相輸出對(duì)稱。為使一相的PWM波正負(fù)半周鏡對(duì)稱，N應(yīng)取奇數(shù)。當(dāng)N=9時(shí)的同步調(diào)制三相PWM波形如圖6-10所示。fr很低時(shí)，fc

15、也很低，由調(diào)制帶來的諧波不易濾除，fr很高時(shí)，fc會(huì)過高，使開關(guān)器件難以承受。為了克服上述缺點(diǎn)，可以采用分段同步調(diào)制的方法。3、分段同步調(diào)制把fr范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)保持N包定，不同頻段N不同。在fr高的頻段采用較低的N,使載波頻率不致過高，在fr低的頻段采用較高的N,使載波頻率不致過低。圖6-11,分段同步調(diào)制一例。為防止fc在切換點(diǎn)附近來回跳動(dòng)，采用滯后切換的方法。同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機(jī)控制時(shí)容易實(shí)現(xiàn)?？稍诘皖l輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式，高頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)合起來，和分段同步方式效果接近。圖6-10同步調(diào)制三相PWM波形2.4I01020040

16、50e'o7080-圖6-11分段同步調(diào)制方式舉例(3) 規(guī)則采樣法按SPWM基本原理，自然采樣法中要求解復(fù)雜的超越方程，難以在實(shí)時(shí)控制中在線計(jì)算，工程應(yīng)用不多。規(guī)則采樣法特點(diǎn)：工程實(shí)用方法，效果接近自然采樣法，計(jì)算量小得多。規(guī)則采樣法原理：圖6-12,三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc。自然采樣法中，脈沖中點(diǎn)不和三角波一周期中點(diǎn)(即負(fù)峰點(diǎn))重合。規(guī)則采樣法使兩者重合，每個(gè)脈沖中點(diǎn)為相應(yīng)三角波中點(diǎn)，計(jì)算大為簡(jiǎn)化。三角波負(fù)峰時(shí)刻tD對(duì)信號(hào)波采樣得D點(diǎn)，過D作水平線和三角波交丁A、B點(diǎn)，在A點(diǎn)時(shí)刻tA和B點(diǎn)時(shí)刻tB控制器件的通斷，脈沖寬度a和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。圖6-1

17、2規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法計(jì)算公式推導(dǎo)：正弦調(diào)制信號(hào)波公式中，a稱為調(diào)制度，0va<1心為信號(hào)波角頻率。從圖6-12因此可得：Urasinrt(6-6)三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度1aSinrtD2(6-7)三相橋逆變電路的情況：通常三相的三角波載波公用，三相調(diào)制波相位依次差120Q同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為力、&和凱，脈沖兩邊的間隙寬度分別為a'、mv和aw,同一時(shí)刻三相正弦調(diào)制波電壓之和為零，由式(6-6)得Tc寸1asin上)(6-8)由式(6-7)得：1(Tc)Tc(1asin尬)24(6-9)故由式(6-8)可得：U3TccWT(6-10)6-93TcUV

18、W4(6-11)利用以上兩式可簡(jiǎn)化三相SPWM波的計(jì)算(4) PWM逆變電路的諧波分析使用載波對(duì)正弦信號(hào)波調(diào)制，產(chǎn)生了和載波有關(guān)的諧波分量。諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標(biāo)之一。分析雙極性SPWM波形：同步調(diào)制可看成異步調(diào)制的特殊情況，只分析異步調(diào)制方式。分析方法：不同信號(hào)波周期的PWM波不同，無法直接以信號(hào)波周期為基準(zhǔn)分析，以載波周期為基礎(chǔ)，再利用貝塞爾函數(shù)推導(dǎo)出PWM波的傅里葉級(jí)數(shù)表達(dá)式，分析過程相當(dāng)復(fù)雜，結(jié)論卻簡(jiǎn)單而直觀。1、單相的分析結(jié)果：不同調(diào)制度a時(shí)的單相橋式PWM逆變電路在雙極性調(diào)制方式下輸出電壓的頻譜圖如圖6-13所示。其中所包含的諧波角頻率為nckr式中，n=

19、1,3,5,.時(shí)，k=0,2,4,；n=2,4,6,.時(shí)，k=1,3,5,?？梢钥闯?，PWM波中不含低次諧波，只含有角頻率為場(chǎng)，及其附近的諧波，以及23c、33c等及其附近的諧波。在上述諧波中，幅值最高影響最大的是角頻率為好的諧波分量。42QS5421-11o-_o-u角頻察(理蜘r)圖6-13單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖2、三相的分析結(jié)果：三相橋式PWM逆變電路采用公用載波信號(hào)時(shí)不同調(diào)制度a時(shí)的三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓的頻譜圖如圖6-14所示。在輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為nckr式中，n=1,3,5,時(shí)，k=3(2m-1)1,m=1,2,；6m+1,m=0,1,；n=

20、2,4,6,時(shí),k=16m-1,m=1,2,。和單相比較，共同點(diǎn)是都不含低次諧波，一個(gè)較顯著的區(qū)別是載波角頻率場(chǎng)整數(shù)倍的諧波被消去了，諧波中幅值較高的是3c坦g和23c±3r。n0由a=08-A必二。5口l«1:A1111Lt|iEL_%±11t3±5_0土Z!±4Q1232cq642JI1-oooo叫蜃坦®角頻率8瓦+k瓦）圖6-14三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖SPWM波中諧波主要是角頻率為心、2心及其附近的諧波，很容易濾除。當(dāng)調(diào)制信號(hào)波不是正弦波時(shí),諧波由兩部分組成：一部分是對(duì)信號(hào)波本身進(jìn)行諧波分析所得的結(jié)果,另一部分是

21、由丁信號(hào)波對(duì)載波的調(diào)制而產(chǎn)生的諧波。后者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。（5）提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù)直流電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值Ulm和直流電壓Ud之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力；減少器件的開關(guān)次數(shù)可以降低開關(guān)損耗；正弦波調(diào)制的三相PWM逆變電路，調(diào)制度a為1時(shí)，輸出相電壓的基波幅值為Ud/2,輸出線電壓的基波幅值為（V5/2）Ud,即直流電壓利用率僅為0.866。這個(gè)值是比較低的，其原因是正弦調(diào)制信號(hào)的幅值不能超過三角波幅值，實(shí)際電路工作時(shí)，考慮到功率器件的開通和關(guān)斷都需要時(shí)間，如不采取其他措施，調(diào)制度不可能達(dá)到1。采用這種調(diào)制方法實(shí)際能

22、得到的直流電壓利用率比0.866還要低。1、梯形波調(diào)制方法的思路采用梯形波作為調(diào)制信號(hào)，可有效提高直流電壓利用率。當(dāng)梯形波幅值和三角波幅值相等時(shí)，梯形波所含的基波分量幅值更大。梯形波調(diào)制方法的原理及波形，見圖6-15。梯形波的形狀用三角化率s=Ut/Uto描述，Ut為以橫軸為底時(shí)梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高。s=0時(shí)梯形波變?yōu)榫匦尾?，s=1時(shí)梯形波變?yōu)槿遣?。梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波，低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產(chǎn)生的波形畸變率為以圖6-16,a和Uim/Ud隨s變化的情況。圖6-17,s變化時(shí)各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U

23、im之比。s=0.4時(shí)，諧波含量也較少，a約為3.6%,直流電壓利用率為1.03,綜合效果較好。JJ“HTUftrU-1JLT圖6-15梯形波為調(diào)制信號(hào)的PWM控制梯形波調(diào)制的缺點(diǎn)：輸出波形中含5次、7次等低次諧波。實(shí)際使用時(shí)，可以考慮當(dāng)輸出電壓較低時(shí)用正弦波作為調(diào)制信號(hào)，使輸出電壓不含低次諧波；當(dāng)正弦波調(diào)制不能滿足輸出電壓的要求時(shí)，改用梯形波調(diào)制，以提高直流電壓利用率。b圖6-16s變化時(shí)的d和直流電壓利用率圖6-17s變化時(shí)的各次諧波含量2、線電壓控制方式（疊加3次諧波）對(duì)兩個(gè)線電壓進(jìn)行控制，適當(dāng)?shù)乩枚嘤嗟囊粋€(gè)自由度來改善控制性能。目標(biāo)一一使輸出線電壓不含低次諧波的同時(shí)盡可能提高直流電壓

24、利用率，并盡量減少器件開關(guān)次數(shù)。直接控制手段仍是對(duì)相電壓進(jìn)行控制，但控制目標(biāo)卻是線電壓。相對(duì)線電壓控制方式，控制目標(biāo)為相電壓時(shí)稱為相電壓控制方式。在相電壓調(diào)制信號(hào)中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時(shí)，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。如圖6-18所示。鞍形波的基波分量幅值大。除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號(hào)，也可疊加直流分量，都不會(huì)影響線電壓。圖6-18疊加3次諧波的調(diào)制信號(hào)3、線電壓控制方式（疊加3倍次諧波和直流分量）：UrUI、疊加Up,既包含3倍次諧波，也包含直流分量，Up大小隨正弦信號(hào)的大小而變化。設(shè)三角波載波幅值為

25、1,三相調(diào)制信號(hào)的正弦分別為UrU1、UrV1和UrW1,并令：Upmin（UrU1，uv1，uw）（6-12）則三相的調(diào)制信號(hào)分別為UrUUrU1UrVUrV1upUp(6-13)UrWUrW1up圖6-19線電壓控制方式舉例不論UrU1、UrV1和UrW1幅值的大小，UrU、UrV、UrW總有1/3周期的值和三角波負(fù)峰值相等。在這1/3周期中，不對(duì)調(diào)制信號(hào)值為-1的相進(jìn)行控制，只對(duì)其他兩相進(jìn)行控制，因此，這種控制方式也稱為兩相控制方式。優(yōu)點(diǎn)：(1) 在1/3周期內(nèi)器件不動(dòng)作，開關(guān)損耗減少1/3(2) 最大輸出線電壓基波幅值為Ud,直流電壓利用率提高(3) 輸出線電壓不含低次諧波，優(yōu)丁梯形波

26、調(diào)制方式(6)PWM逆變電路的多重化和一般逆變電路一樣，大容量PWM逆變電路也可采用多重化技術(shù)。采用SPWM技術(shù)理論上可以不產(chǎn)生低次諧波，因此，在構(gòu)成PWM多重化逆變電路時(shí)，一般不再以減少低次諧波為目的，而是為了提高等效開關(guān)頻率，減少開關(guān)損耗，減少和載波有關(guān)的諧波分量。PWM逆變電路多重化聯(lián)結(jié)方式有變壓器方式和電抗器方式，利用電抗器聯(lián)接實(shí)現(xiàn)二重PWM逆變電路的例子如圖6-20所示。電路的輸出從電抗器中心抽頭處引出，圖中兩個(gè)逆變電路單元的載波信號(hào)相互錯(cuò)開180。，所得到的輸出電壓波形如圖6-21所示。圖中，輸出端相對(duì)丁直流電源中點(diǎn)N的電壓Uun(UuiNUU2N)/2,已變?yōu)閱螛O性PWM波了。輸

27、出線電壓共有0、±(1/2)Ud、也d五個(gè)電平，比非多重化時(shí)諧波有所減少。一般多重化逆變電路中電抗器所加電壓頻率為輸出頻率，因而需要的電抗器較大。而在多重PWM型逆變電路中，電抗器上所加電壓的頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，因此只要很小的電抗器就可以了。二重化后，輸出電壓中所含諧波的角頻率仍可表示為nckr，但其中當(dāng)n奇數(shù)時(shí)的諧波已全部被除去，諧波的最低頻率在2c附近，相當(dāng)丁電路的等效載波頻率提高了一倍圖6-20二重PWM型逆變電路£_Js£nnnnnn-ULILIIJUIAH1HUUIIJuuu矗叫A印milijlinAi印L圖6-21二重PWM型逆變電路輸出

28、波形電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，很小。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr,但其中n為奇數(shù)時(shí)的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當(dāng)丁電路的等效載波頻率提高一倍。3 PWM跟蹤控制技術(shù)PWM波形生成的第三種方法一一跟蹤控制方法。把希望輸出的波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際波形作為反饋信號(hào)，通過兩者的瞬時(shí)值比較來決定逆變電路各器件的通斷，使實(shí)際的輸出跟蹤指令信號(hào)變化，常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。(1) 滯環(huán)比較方式1、電流跟蹤控制基本原理：把指令電流i*和實(shí)際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環(huán)比較器的輸入，比較器輸出控制器件Vi和V2的通斷。Vi（或Vdi

29、）通時(shí)，i增大，V2（或VD2）通時(shí),i減小。通過環(huán)寬為2DI的滯環(huán)比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內(nèi)，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i。滯環(huán)環(huán)寬對(duì)跟蹤性能的影響：環(huán)寬過寬時(shí)，開關(guān)頻率低，跟蹤誤差大；環(huán)寬過窄時(shí)，跟蹤誤差小，但開關(guān)頻率過高。電抗器L的作用：L大時(shí)，i的變化率小，跟蹤慢。L小時(shí)，i的變化率大，開關(guān)頻率過高。供載三相的情況:vffi"1圖6-24三相電流跟蹤型PWM逆變電路圖6-25三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(diǎn)(1) 硬件電路簡(jiǎn)單(2) 實(shí)時(shí)控制，電流響應(yīng)快(3) 不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧

30、波(4) 和計(jì)算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時(shí)輸出電流中高次諧波含量多(5) 閉環(huán)控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點(diǎn)2、電壓跟蹤控制采用滯環(huán)比較方式實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。如圖6-26所示。把指令電壓u*和輸出電壓u進(jìn)行比較，濾除偏差信號(hào)中的諧波，濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器，由比較器輸出控制開關(guān)通斷，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋從電流變?yōu)殡妷?。輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除。圖6-26電壓跟蹤控制電路舉例U*=0時(shí)，輸出U為頻率較高的矩形波，相當(dāng)丁一個(gè)自勵(lì)振蕩電路。U*為直流時(shí)，U產(chǎn)生直流偏移，變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等，正寬負(fù)窄或正窄

31、負(fù)寬的矩形波。U*為交流信號(hào)時(shí)，只要其頻率遠(yuǎn)低丁上述自勵(lì)振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和U*相同，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制。(2)三角波比較方式基本原理：不是把指令信號(hào)和三角波直接進(jìn)行比較，而是閉環(huán)控制。把指令電流i*u、i*v和i*w和實(shí)際輸出電流iu、iv、iw進(jìn)行比較，求出偏差，放大器A放大后，再和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性。三相三角波發(fā)生電路圖6-27三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路特點(diǎn)：開關(guān)頻率固定，等丁載波頻率，高頻濾波器設(shè)計(jì)方便；為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相；和滯環(huán)比較

32、控制方式相比，這種控制方式輸出電流諧波少。定時(shí)比較方式：不用滯環(huán)比較器，而是設(shè)置一個(gè)固定的時(shí)鐘。以固定采樣周期對(duì)指令信號(hào)和被控量采樣，按偏差的極性來控制開關(guān)器件通斷。在時(shí)鐘信號(hào)到來時(shí)刻，如i<i*,令V1通，V2斷，使i增大；如i>i*,令V1斷，V2通，使i減小。每個(gè)采樣時(shí)刻的控制作用都使實(shí)際電流與指令電流的誤差減小。采用定時(shí)比較方式時(shí)，器件最高開關(guān)頻率為時(shí)鐘頻率的1/2,和滯環(huán)比較方式相比，電流誤差沒有一定的環(huán)寬，控制的精度低一些。4 PWM整流電路及其控制方法實(shí)用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后丁電壓，且諧波分量大，因此功率因數(shù)很低。

33、二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近1,但輸入電流諧波很大，所以功率因數(shù)也很低。把逆變電路中的SPWM控制技術(shù)用丁整流電路，就形成了PWM整流電路?？墒蛊漭斎腚娏鞣浅＝咏也?，且和輸入電壓同相位，功率因數(shù)近似為1,也稱單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。(1)PWM整流電路的工作原理PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多1、單相PWM整流電路圖6-28a和b分別為單相半橋和全橋PWM整流電路。半橋電路直流側(cè)電容必須由兩個(gè)電容申聯(lián)，其中點(diǎn)和交流電源連接。全橋電路直流側(cè)電容只要一個(gè)就可以。交流側(cè)電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感，是電路正常工作所必須的。Va)b)

34、圖6-28單相PWM整流電路a)單相半橋電路b)單相全橋電路單相全橋PWM整流電路的工作原理：正弦信號(hào)波和三角波相比較的方法對(duì)V1V4進(jìn)行SPWM控制，就可在交流輸入端AB產(chǎn)生SPWM波UAB。uab中含有和信號(hào)波同頻率且幅值成比例的基波、和載波有關(guān)的高頻諧波，不含低次諧波。由丁Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產(chǎn)生很小的脈動(dòng)。當(dāng)信號(hào)波頻率和電源頻率相同時(shí)，is也為與電源頻率相同的正弦波。Us一定時(shí)，is幅值和相位僅由UAB中基波UABf的幅值及其與us的相位差決定。改變UABf的幅值和相位，可使is和Us同相或反相，is比us超前90°,或is與us相位差為所需角度。相量圖（圖6-2

35、9）a：滯后相角a,Is和Us同相，整流狀態(tài)，功率因數(shù)為1,PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)b:超前相角a,Is和Us反相，逆變狀態(tài)，說明PWM整流電路可實(shí)現(xiàn)能量正反兩方向流動(dòng)，這一特點(diǎn)對(duì)丁需再生制動(dòng)的交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)很重要。c：滯后相角a,Is超前Us90°,電路向交流電源送出無功功率，這時(shí)稱為靜止無功功率發(fā)送器（StaticVarGeneratorSVG）d:通過對(duì)幅值和相位的控制，可以使Is比Us超前或滯后任一角度代d)圖6-29PWM整流電路的運(yùn)行方式相量圖a）整流運(yùn)行b）逆變運(yùn)行c）無功補(bǔ)償運(yùn)行d）超前角為4對(duì)單相全橋PWM整流電路工作原理的進(jìn)一步說明整流狀態(tài)下，Us>

36、;0時(shí)，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個(gè)升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例。V2通時(shí)，Us通過V2、VD4向Ls儲(chǔ)能。V2關(guān)斷時(shí)，Ls中的儲(chǔ)能通過VD1、VD4向C充電。Us<0時(shí)，（Vi、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個(gè)升壓斬波電路。由丁是按升壓斬波電路工作，如控制不當(dāng)，直流側(cè)電容電壓可能比交流電壓峰值高出許多倍，對(duì)器件形成威脅。另一方面，如直流側(cè)電壓過低，例如低丁Us的峰值，則UAB中就得不到圖6-29a中所需的足夠高的基波電壓幅值，或UAB中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制is,is

37、波形會(huì)畸變。可見，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調(diào)節(jié)，如要向低調(diào)節(jié)就會(huì)使性能惡化，以至不能工作。2、三相PWM整流電路圖6-30，三相橋式PWM整流電路最基本的PWM整流電路之一，應(yīng)用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴(kuò)展到三相進(jìn)行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數(shù)近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運(yùn)行狀態(tài)及圖c或d的狀態(tài)。(2)PWM整流電路的控制方法有多種控制方法，根據(jù)有沒有引入電流反饋可分為兩種：沒有引入交流電流反饋的

38、一一間接電流控制；引入交流電流反饋的一一直接電流控制。1、間接電流控制間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a(逆變時(shí)為圖6-29b)的相量關(guān)系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為1的控制效果。圖6-31,間接電流控制的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路。控制系統(tǒng)的閉環(huán)是整流器直流側(cè)電壓控制環(huán)。控制原理：和實(shí)際直流電壓Ud比較后送入PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出為一直流電流信號(hào)id,id的大小和交流輸入電流幅值成正比。穩(wěn)態(tài)時(shí)，Ud=,PI調(diào)節(jié)器輸入為零,PI調(diào)節(jié)器的輸出id和負(fù)載電流大小對(duì)應(yīng)，也和交流輸入電流幅值對(duì)應(yīng)。負(fù)載電流增

39、大時(shí)，C放電而使Ud下降，PI的輸入端正偏差，使其輸出id增大，進(jìn)而使交流輸入電流增大，也使Ud回升。達(dá)到新的穩(wěn)態(tài)時(shí)，Ud和相等，id為新的較大的值，與較大的負(fù)載電流和較大的交流輸入電流對(duì)應(yīng)。負(fù)載電流減小時(shí)，調(diào)節(jié)過程和上述過程相反。從整流運(yùn)行向逆變運(yùn)行轉(zhuǎn)換首先負(fù)載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調(diào)節(jié)器負(fù)偏差，id減小后變?yōu)樨?fù)值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實(shí)現(xiàn)逆變運(yùn)行。穩(wěn)態(tài)時(shí)，Ud和仍然相等，PI調(diào)節(jié)器輸入恢復(fù)到零，id為負(fù)值，并與逆變電流的大小對(duì)應(yīng)。控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號(hào)，再乘以電阻R,得到各相電流在Rs上的壓降URa、URb和URc下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前