現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制技術(shù)2007年12月1第1頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日1.通信的理想目標(biāo)和環(huán)境：通信的理想目標(biāo)：在任何時(shí)候、在任何地方、與任何人都能及時(shí)溝通聯(lián)系和交流信息通信的環(huán)境：非常復(fù)雜，面臨各種干擾和電波傳播影響電波傳播的衰耗多徑衰落信號(hào)在無(wú)線傳播過(guò)程中，經(jīng)過(guò)多點(diǎn)反射，從多條路徑到達(dá)接收端，這種多徑信號(hào)的幅度、相位和到達(dá)時(shí)間都不一樣，這樣造成的信號(hào)衰落稱(chēng)為多徑衰落引言第2頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日抗干擾性（電波傳播影響、多徑衰落）已調(diào)信號(hào)帶寬使用、成本因素好的數(shù)字調(diào)制方式應(yīng)有的特點(diǎn)低信噪比下具有良好的誤碼性能良好的抗多徑衰落能力較小帶寬使用方便、成本低2.數(shù)字調(diào)制方式應(yīng)考慮的因素：第3頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日3.數(shù)字調(diào)制方式的分類(lèi)單載波調(diào)制：某一時(shí)刻調(diào)制只使用單一載波恒定包絡(luò)調(diào)制FSK、PSKOQPSK、π/4-QPSK、MSK、GMSK不恒定包絡(luò)調(diào)制ASKQAM多載波調(diào)制：某一時(shí)刻調(diào)制使用多個(gè)載波OFDM第4頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日本章目錄8.1偏移四相相移鍵控（OQPSK）8.2?π/4四相相移鍵控（π/4-QPSK）8.3?最小頻移鍵控（MSK）8.4?高斯最小頻移鍵控（GMSK）8.5正交幅度調(diào)制（QAM）8.6正交頻分復(fù)用（OFDM）第5頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.1

偏移四相相移鍵控（OQPSK）QPSK在數(shù)字調(diào)制下的問(wèn)題調(diào)制信號(hào)帶寬為無(wú)窮寬，而實(shí)際的信道帶寬總是有限的。碼組中兩個(gè)比特同時(shí)變化時(shí)有相位翻轉(zhuǎn)現(xiàn)象，引起包絡(luò)起伏。包絡(luò)起伏會(huì)導(dǎo)致頻譜擴(kuò)散，增加鄰信道干擾。為了克服QPSK調(diào)制已調(diào)信號(hào)帶寬無(wú)窮寬、包絡(luò)起伏、頻譜擴(kuò)散的問(wèn)題，消除QPSK調(diào)制下相位翻轉(zhuǎn)現(xiàn)象，在QPSK的基礎(chǔ)上提出了OQPSK。第6頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日QPSK調(diào)制的原理正交調(diào)制方法對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行串/并變換，將二進(jìn)制數(shù)據(jù)每?jī)蓚€(gè)比特分為一組。一共有四種組合（1，1）、（1，-1）、（-1，1）和（-1，-1）。每組前一比特為同向分量I，后一比特為正交分量Q。利用同向分量、正交分量分別對(duì)兩個(gè)正交的載波進(jìn)行2PSK調(diào)制，最后將結(jié)果疊加。第7頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日QPSK調(diào)制和OQPSK調(diào)制的相位圖

如圖(a)所示，QPSK信號(hào)的相位在4種可能的相位上跳變，跳變量可能為±π/2或±π。當(dāng)跳變量為±π時(shí)發(fā)生相位翻轉(zhuǎn)，引起最大包絡(luò)起伏。第8頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日OQPSK調(diào)制表達(dá)式

其中I(t)表示同相分量；表示正交分量，它相對(duì)于同相分量偏移Ts/2

。

由于同相分量和正交分量不能同時(shí)發(fā)生變化，相鄰一個(gè)比特信號(hào)的相位只可能發(fā)生±π/2的變化。從而消除了相位翻轉(zhuǎn)±π的現(xiàn)象。第9頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日OQPSK的I、Q信道波形及相位路徑

消除了相位翻轉(zhuǎn)現(xiàn)象后，OQPSK信號(hào)中包絡(luò)的最大值與最小值之比約為，不再有很大的包絡(luò)起伏。第10頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日OQPSK的調(diào)制、解調(diào)原理第11頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日OQPSK和QPSK的比較均采用相干解調(diào)，理論上誤碼性能相同。頻帶受限的OQPSK信號(hào)包絡(luò)比頻帶受限的QPSK信號(hào)的小，經(jīng)限幅放大后功率譜展寬的少，所以O(shè)QPSK的性能優(yōu)于QPSK。實(shí)際中，OQPSK比QPSK應(yīng)用更廣泛。OQPSK信號(hào)不能接受差分檢測(cè)，接收機(jī)的設(shè)計(jì)比較復(fù)雜。

第12頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.2π/4四相相移鍵控（π/4-QPSK）π/4-QPSK調(diào)制是對(duì)OQPSK和QPSK在最大相位變化上進(jìn)行折衷，是在QPSK和OQPSK基礎(chǔ)上發(fā)展起來(lái)的。與QPSK和OQPSK相比的優(yōu)勢(shì)最大相位改變?yōu)椤?5°或±135°，比QPSK相位變化小，改善了功率譜特性。改進(jìn)了解調(diào)方式。QPSK和OQPSK只能采用相干解調(diào)，π/4-QPSK可以采用相干解調(diào)和非相干解調(diào)。功率效率高，抗干擾能力強(qiáng)。能有效地提高頻譜利用率，增大系統(tǒng)容量。第13頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日π/4-QPSK調(diào)制信號(hào)的相位點(diǎn)已調(diào)信號(hào)的相位被均勻地分配為相距π/4的8個(gè)相位點(diǎn)，如下圖：8個(gè)相位點(diǎn)分為兩組，每組中各相位點(diǎn)相距π/2。已調(diào)信號(hào)只能在不同組之間交替跳變，相位跳變值只有±45°和±135°四種取值。第14頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日設(shè)已調(diào)信號(hào)為分析式中，為kT≤t≤(k+1)T間的附加相位。將上式展開(kāi)，得到

其中，為是前一碼元附加相位與當(dāng)前碼元相位跳變量之和，可表示為：第15頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日設(shè)當(dāng)前碼元的兩正交信號(hào)分別表示為令前一碼元的兩正交信號(hào)為Ik-1=cosθk-1，Qk-1=sinθk-1

則當(dāng)前碼元信號(hào)可表示為

由此可知，當(dāng)前碼元的信號(hào)（Ik，Qk）不僅與當(dāng)前碼元相位跳變量有關(guān)，還與前一碼元的信號(hào)（Ik-1，Qk-1）有關(guān)，即與信號(hào)變換電路的輸入碼組有關(guān)。

第16頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日雙比特信息Ik

,Qk和相鄰碼元之間相位跳變之間的關(guān)系

由表可見(jiàn)，碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻的相位跳變量只有±π/4和±3π/4共4種取值，不可能產(chǎn)生如QPSK信號(hào)±π的相位跳變，從而使得信號(hào)的頻譜特性得到較大改善。

Ik

,Qk與的對(duì)應(yīng)關(guān)系第17頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日π/4-QPSK信號(hào)的產(chǎn)生同相分量Ik和正交分量Qk通過(guò)脈沖成形濾波器后，分別形成進(jìn)入QPSK調(diào)制器的同相分量I(t)和正交分量Q(t)

，然后對(duì)兩個(gè)相互正交的載波調(diào)制，產(chǎn)生π/4-QPSK信號(hào)。

調(diào)制前，二元信息經(jīng)過(guò)串/并變換分成兩路，再經(jīng)過(guò)電平變換形成同相分量Ik和正交分量Qk，這里的電平變換又稱(chēng)為信號(hào)映射。第18頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日全數(shù)字式π/4-QPSK調(diào)制器第19頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日全數(shù)字式π/4-QPSK調(diào)制器

載波信號(hào)發(fā)生器將產(chǎn)生相位為0、π/4、π/2、…、7π/4等8種載波信號(hào)，固定送給相位選擇器D0、D1、…，D7。地址碼發(fā)生器由編碼電路和延遲電路組成，編碼器完成雙比特Ik、Qk輸入和3比特Ak、Bk、Ck輸出之間的轉(zhuǎn)換，延遲電路完成相對(duì)碼變換。

3比特共有8種取值，每種取值對(duì)應(yīng)控制8選1相位選擇器，把所需的載波選取出來(lái)，再經(jīng)濾波器形成π/4-QPSK輸出信號(hào)。由于信息包含在兩個(gè)抽樣瞬間的載波相位差之中，故解調(diào)時(shí)只需檢測(cè)這個(gè)相位差。這種解調(diào)器具有電路簡(jiǎn)單，工作穩(wěn)定，易于集成等特點(diǎn)。第20頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日π/4-QPSK非相干差分延遲解調(diào)

優(yōu)點(diǎn)在于不需要載波提取，可簡(jiǎn)化接收機(jī)設(shè)計(jì)。且在存在多徑衰落時(shí)，性能優(yōu)于OQPSK。第21頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.3最小頻移鍵控（MSK）

最小頻移鍵控（MSK）是2FSK的改進(jìn)，它是二進(jìn)制連續(xù)相位頻移鍵控的一種特殊情況。本節(jié)內(nèi)容提要引言8.3.1MSK信號(hào)的正交性8.3.2MSK信號(hào)的相位連續(xù)性8.3.3MSK信號(hào)的產(chǎn)生與解調(diào)8.3.4MSK信號(hào)的功率譜特性第22頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日引言FSK的不足之處頻帶利用率低。所占頻帶寬度比2PSK大。存在包絡(luò)起伏。用開(kāi)關(guān)法產(chǎn)生的2FSK信號(hào)其相鄰碼元的載波波形的相位可能不連續(xù)，會(huì)出現(xiàn)包絡(luò)的起伏。2FSK信號(hào)的兩種波形不一定保證嚴(yán)格正交。

MSK信號(hào)的特點(diǎn)MSK信號(hào)的包絡(luò)恒定不變。MSK是調(diào)制指數(shù)為0.5的正交信號(hào)，頻率偏移等于（±1/4Ts）Hz。MSK波形的相位在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻是連續(xù)的MSK波形的附加相位在一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)線性地變化±π/2。第23頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.3.1MSK信號(hào)的正交性MSK信號(hào)可以表示為,

式中，表示載頻；表示相對(duì)載頻的頻偏；表示第k個(gè)碼元的起始相位；ak=±1是數(shù)字基帶信號(hào)；稱(chēng)為附加相位函數(shù)，它是除載波相位之外的附加相位。第24頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日當(dāng)ak

=+1時(shí)，信號(hào)頻率為當(dāng)ak=-1時(shí)，信號(hào)頻率為因此可計(jì)算出頻差為即最小頻差等于碼元傳遞速率的一半。對(duì)應(yīng)的調(diào)制指數(shù)為第25頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.3.2MSK信號(hào)的相位連續(xù)性根據(jù)相位的連續(xù)條件，要求在時(shí)滿足可以得到

可見(jiàn)，MSK信號(hào)在第k個(gè)碼元的起始相位不僅與當(dāng)前的有關(guān)，還與前面的和有關(guān)。第26頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日為簡(jiǎn)便起見(jiàn)，設(shè)第一個(gè)碼元的起始相位為0，則或

以下討論在每個(gè)碼元間隔Ts內(nèi)相對(duì)于載波相位的附加相位函數(shù)的變化

由可知，是MSK信號(hào)的總相位減去隨時(shí)間線性增長(zhǎng)的載波相位得到的剩余相位，它是一個(gè)直線方程式。在一個(gè)碼元間隔內(nèi)

當(dāng)時(shí)，增大

當(dāng)時(shí)，減?。∕SK相位網(wǎng)格圖）第27頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日例8-1已知載波頻率fc=1.75/Ts，初始相位。解：(1)當(dāng)ak

=-1時(shí)，信號(hào)頻率f1為當(dāng)ak=+1時(shí)，信號(hào)頻率f2為(2)最小頻差它等于碼元傳遞速率的一半。(1)當(dāng)數(shù)字基帶信號(hào)ak=±1時(shí)，MSK信號(hào)的兩個(gè)頻率f1和f2分別是多少？

(2)對(duì)應(yīng)的最小頻差及調(diào)制指數(shù)是多少？

(3)若基帶信號(hào)為+1-1-1+1+1+1，畫(huà)出相應(yīng)的MSK信號(hào)波形。第28頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日

調(diào)制指數(shù)為(3)根據(jù)以上計(jì)算結(jié)果，可以畫(huà)出相應(yīng)的MSK波形

“+1”和“-1”對(duì)應(yīng)MSK波形相位在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻是連續(xù)的，而且在一個(gè)碼元期間所對(duì)應(yīng)的波形恰好相差1/2載波周期。

第29頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.3.3MSK信號(hào)的產(chǎn)生與解調(diào)

考慮到,或，MSK信號(hào)可以用兩個(gè)正交分量表示為式中，為同相分量；為正交分量。由此可以得到MSK信號(hào)的產(chǎn)生框圖。第30頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日MSK信號(hào)的產(chǎn)生方框圖圖中輸入數(shù)據(jù)序列為ak，它經(jīng)過(guò)差分編碼后變成序列ck。

經(jīng)過(guò)串/并轉(zhuǎn)換，將一路延遲Ts，得到相互交錯(cuò)一個(gè)碼元寬度的兩路信號(hào)Ik和Qk。

加權(quán)函數(shù)和分別對(duì)兩路數(shù)據(jù)信號(hào)Ik和Qk進(jìn)行加權(quán)，加權(quán)后的兩路信號(hào)再分別對(duì)正交載波和進(jìn)行調(diào)制，調(diào)制后的信號(hào)相加再通過(guò)帶通濾波器，就得到MSK信號(hào)。第31頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日MSK解調(diào)由于MSK信號(hào)是一種FSK信號(hào)，所以它可以采用相干解調(diào)和非相干解調(diào)。MSK信號(hào)經(jīng)帶通濾波器濾除帶外噪聲，然后借助正交的相干載波與輸入信號(hào)相乘，將Ik和Qk兩路信號(hào)區(qū)分開(kāi)，再經(jīng)低通濾波后輸出。同相支路在2kTs

時(shí)刻抽樣，正交支路在(2k+1)Ts時(shí)刻抽樣，判決器根據(jù)抽樣后的信號(hào)極性進(jìn)行判決，大于0判為“1”，小于0判為“0”，經(jīng)串/并變換，變?yōu)榇袛?shù)據(jù)。與調(diào)制器相對(duì)應(yīng)，因在發(fā)送端經(jīng)差分編碼，故接收端輸出需經(jīng)差分譯碼后，即可恢復(fù)原始數(shù)據(jù)。第32頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.3.4MSK信號(hào)的功率譜特性經(jīng)推導(dǎo),MSK信號(hào)的歸一化雙邊功率頻譜密度的表達(dá)式為式中，fc為載頻，Ts為碼元寬度。按照上式可以畫(huà)出MSK信號(hào)的功率譜曲線。

第33頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日

圖中實(shí)線為MSK功率譜曲線。圖中橫坐標(biāo)是以載頻為中心畫(huà)的，即橫坐標(biāo)代表頻率；Ts表示二進(jìn)制碼元間隔。

圖中還給出了其他幾種調(diào)制信號(hào)的功率譜密度曲線作為比較。由圖可見(jiàn)，與QPSK和OQPSK信號(hào)相比，MSK信號(hào)功率譜更為集中，即其旁瓣下降得更快。故它對(duì)相鄰頻道的干擾較小。

具體的計(jì)算數(shù)據(jù)表明，包含99%信號(hào)功率的帶寬近似值中，MSK最小，約為1.2/Ts；QPSK及OQPSK其次，為6/Ts；BPSK最大，為9/Ts。

由此可見(jiàn)，MSK信號(hào)的帶外功率下降非常快。第34頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.4高斯最小頻移鍵控（GMSK）MSK信號(hào)的不足：雖然包絡(luò)恒定，帶外功率譜密度下降快，但在一些通信場(chǎng)合還不能滿足需要例如在移動(dòng)通信中，MSK所占帶寬和頻譜的帶外衰減速度仍不能滿足需要，以至于在25kHz信道間隔內(nèi)傳輸16kbit/s的數(shù)字信號(hào)時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生鄰道干擾。對(duì)MSK調(diào)制方式的改進(jìn)在頻率調(diào)制之前，用一個(gè)高斯型低通濾波器對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行預(yù)濾波，濾除高頻分量，使得功率譜更加緊湊。新的調(diào)制方式：高斯最小頻移鍵控（GMSK）。第35頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日高斯型濾波器的傳輸函數(shù)為式中，B為高斯濾波器的3dB帶寬。將上式作傅里葉逆變換，得到此濾波器的沖擊響應(yīng)為：

式中，。由于為高斯型特性，故稱(chēng)為高斯型濾波器。

習(xí)慣上使用BTs來(lái)作為GMSK的重要指標(biāo)。其中，B為3dB帶寬，Ts為碼元間隔。

BTs表明了濾波器的3dB帶寬與碼元速率的關(guān)系，例如，BTs=0.5就表示濾波器的3dB帶寬是碼元速率的0.5倍。

第36頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日GMSK信號(hào)的功率譜GMSK信號(hào)的功率譜很難分析計(jì)算。用計(jì)算機(jī)仿真的方法得到的結(jié)果如圖.分析：GMSK具有功率譜集中的優(yōu)點(diǎn)。GMSK信號(hào)頻譜特性的改善是以降低誤比特率性能為代價(jià)的，預(yù)濾波器的帶寬越窄，輸出功率譜就越緊湊，但同時(shí)碼間串?dāng)_（ISI）也越明顯，即BTs值越小，碼間串?dāng)_越大，誤比特率性能也會(huì)變得越差。在實(shí)際應(yīng)用中BTs應(yīng)該折衷選擇。第37頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.5正交幅度調(diào)制（QAM）多進(jìn)制的相位鍵控（MPSK）調(diào)制的特點(diǎn)在帶寬和功率占用方面都具有優(yōu)勢(shì)，即帶寬占用小和比特信噪比要求低。隨著進(jìn)制數(shù)M的增加其誤比特率難于保證。正交幅度調(diào)制（QAM）技術(shù)采用正交載波技術(shù)傳輸ASK信號(hào)，可使得頻帶利用率提高一倍。再結(jié)合多進(jìn)制與其它技術(shù)，可進(jìn)一步提高頻帶利用率，并改善M較大時(shí)的抗噪聲性能。它是一種幅度和相位聯(lián)合鍵控的調(diào)制方式。第38頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日分析

在QAM調(diào)制中，載波的幅度和相位兩個(gè)參量同時(shí)受基帶信號(hào)控制在一個(gè)碼元中的信號(hào)可以表示為

上式可展開(kāi)為令得到上式中，Xk、Yk

也是可以取多個(gè)離散值的變量。

正交幅度調(diào)制是用兩路獨(dú)立的基帶數(shù)字信號(hào)作為調(diào)制信號(hào)，對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，它利用已調(diào)信號(hào)的正交性質(zhì)來(lái)實(shí)現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。

第39頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日星座圖QAM信號(hào)的表示：若QAM的同相和正交支路都采用二進(jìn)制信號(hào)，則信號(hào)空間中的坐標(biāo)點(diǎn)數(shù)目（狀態(tài)數(shù)）M=4，記為4QAM。同相和正交支路都采用四進(jìn)制信號(hào)將得到16QAM信號(hào)。以此類(lèi)推，兩條支路都采用L進(jìn)制信號(hào)將得到MQAM信號(hào)，其中M=L2。矢量端點(diǎn)的分布圖稱(chēng)為星座圖。通常用星座圖來(lái)描述QAM信號(hào)的信號(hào)空間分布狀態(tài)。

第40頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日16QAM星座圖分析對(duì)于16QAM來(lái)說(shuō)，有多種分布形式的信號(hào)星座圖。

方型16QAM星座圖，也稱(chēng)為標(biāo)準(zhǔn)型16QAM。

星型16QAM星座。方型星座圖中，信號(hào)點(diǎn)共有3種振幅值和12種相位值。星型星座圖中，信號(hào)點(diǎn)共有2種振幅值和8種相位值。

比較：在無(wú)線移動(dòng)通信的環(huán)境中，存在多徑效應(yīng)和各種干擾，信號(hào)振幅和相位的取值種類(lèi)越多，受到的影響越大，接收端越難以恢復(fù)原信號(hào)，這使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。

第41頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日若所有信號(hào)點(diǎn)等概率出現(xiàn)，則平均發(fā)射信號(hào)功率為

假設(shè)兩種星座圖的信號(hào)點(diǎn)之間的最小距離都為2，對(duì)于方型16QAM，信號(hào)平均功率為對(duì)于星型16QAM，信號(hào)平均功率為由此可見(jiàn)，方型比星型16QAM的功率小1.4dB，

而且方型星座的MQAM信號(hào)的產(chǎn)生及解調(diào)比較容易實(shí)現(xiàn)。方型星座的MQAM信號(hào)在實(shí)際通信中得到了廣泛的應(yīng)用。第42頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日當(dāng)M分別為4﹑16﹑32﹑64時(shí)，MQAM信號(hào)的星座圖

為了傳輸和檢測(cè)方便，同相和正交支路的L進(jìn)制碼元一般為雙極性碼元，其間隔相同。

當(dāng)L為偶數(shù)時(shí)，L個(gè)信號(hào)電平取為±1、±3、…±（L-1）。

如果M=L2為2的偶數(shù)次方，則方型星座的MQAM信號(hào)可等效為同相和正交支路的L進(jìn)制抑制載波的ASK信號(hào)之和。

如果狀態(tài)數(shù)M≠L2，比如M=32，亦需利用36QAM的星座圖，將最遠(yuǎn)的角頂上的4個(gè)星座點(diǎn)空置，可以在同樣的抗噪聲性能下節(jié)省發(fā)送功率。

第43頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日MQAM信號(hào)功率譜MQAM信號(hào)是由同相和正交支路的進(jìn)制的ASK信號(hào)疊加而成，所以它的功率譜是兩支路信號(hào)功率譜的疊加。

第一零點(diǎn)帶寬（主瓣寬度）為，即碼元頻帶利用率為（baud/Hz）

所以，MQAM信號(hào)的信息頻帶利用率為

利用已調(diào)信號(hào)的正交性，MQAM實(shí)現(xiàn)了兩路數(shù)字信息在同一帶寬內(nèi)的并行傳輸，所以與一路L進(jìn)制的ASK信號(hào)相比較，相同帶寬的MQAM信號(hào)可以傳送2倍的信息量。第44頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日PSK和QAM的抗噪聲性能比較分析在矢量圖中可以看出各信號(hào)點(diǎn)之間的歐式距離，相鄰點(diǎn)的最小距離直接代表噪聲容限的大小。隨著進(jìn)制數(shù)M的增加，在信號(hào)空間中各信號(hào)點(diǎn)間的最小距離減小，相應(yīng)的信號(hào)判決區(qū)域隨之減小。當(dāng)信號(hào)受到噪聲和干擾的損害時(shí)，接收信號(hào)錯(cuò)誤概率將隨之增大。對(duì)相同進(jìn)制數(shù)的PSK和QAM的抗噪聲性能可進(jìn)行具體的比較。第45頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日分析

假設(shè)已調(diào)信號(hào)的最大幅度為1，則MPSK信號(hào)星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離為MQAM信號(hào)方型星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離為式中，L為星座圖上信號(hào)點(diǎn)在水平軸或垂直軸上投影的電平數(shù)，M=L2。

可以看出，當(dāng)M=4時(shí)，4PSK和4QAM的星座圖相同，

第46頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日

當(dāng)M=16時(shí)，假設(shè)最大功率（最大幅度）相同，在最大幅度為1的條件下可見(jiàn)，超過(guò)大約1.6dB。

實(shí)際上，一般在平均功率相同的條件下來(lái)比較各信號(hào)點(diǎn)之間的最短距離。

可以證明，MQAM信號(hào)的最大功率與平均功率之比為

當(dāng)M=16時(shí)，這個(gè)比值為1.8，即2.55dB。表明16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。第47頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日

8.6正交頻分復(fù)用（OFDM）本節(jié)目錄：8.6.1多載波調(diào)制技術(shù)8.6.2正交頻分復(fù)用技術(shù)第48頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日引言前述各種調(diào)制系統(tǒng)在某一時(shí)刻都只用單一的載波頻率來(lái)發(fā)送信號(hào)，信道不理想時(shí)，會(huì)造成信號(hào)的失真和碼間串?dāng)_。多載波傳輸技術(shù)，把信道分成多個(gè)子信道，將基帶碼元均勻分散到每個(gè)子信道中對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制傳輸。1957年出現(xiàn)了使用20個(gè)子載波并行傳輸?shù)退俾蚀a元的多載波系統(tǒng)，克服了短波信道上的嚴(yán)重多徑效應(yīng)，復(fù)雜度高。20世紀(jì)80年代，人們提出了采用離散傅里葉變換來(lái)實(shí)現(xiàn)多個(gè)載波的調(diào)制，簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，使得正交分頻復(fù)用（OFDM）多載波調(diào)制技術(shù)趨于實(shí)用化。OFDM是當(dāng)今能提供高速率傳輸?shù)母鞣N無(wú)線解決方案最有前途的方案之一，已經(jīng)被列為第4代（4G）移動(dòng)通信的關(guān)鍵技術(shù)。第49頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日8.6.1多載波調(diào)制技術(shù)多載波調(diào)制技術(shù)是一種并行體制將高速率數(shù)據(jù)序列經(jīng)串/并變換后分為若干路低速數(shù)據(jù)流每路低速數(shù)據(jù)采用一個(gè)獨(dú)立的載波進(jìn)行調(diào)制，疊加在一起構(gòu)成發(fā)送信號(hào)在接收端用同樣數(shù)量的載波對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行相干接收獲得低速率信息數(shù)據(jù)后，再通過(guò)并/串變換得到原來(lái)的高速信號(hào)

第50頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日與單載波系統(tǒng)比，多載波調(diào)制技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)：抗多徑干擾和頻率選擇性衰落的能力強(qiáng)。串/并變換降低了碼元速率，從而增大了碼元寬度，減少了多徑時(shí)延在接收信息碼元中所占的相對(duì)百分比，以削弱多徑干擾對(duì)傳輸系統(tǒng)性能的影響。如果在每一路符號(hào)中插入保護(hù)時(shí)隙大于最大時(shí)延，可以進(jìn)一步消除符號(hào)間干擾（ISI）?？梢圆捎脛?dòng)態(tài)比特分配技術(shù)，即優(yōu)質(zhì)信道多傳輸，較差信道少傳輸，劣質(zhì)信道不傳輸?shù)脑瓌t，可使系統(tǒng)達(dá)到最大比特率。第51頁(yè)，共58頁(yè)，2023年，2月20日，星期日多載波調(diào)制方式中子載波設(shè)置的方案?jìng)鹘y(tǒng)頻分復(fù)用方案將整個(gè)頻帶劃分為N個(gè)互不重疊的子信道。在接收端可以通過(guò)濾波器組進(jìn)行分離。偏置QAM方案在3dB處載波頻譜重疊，其復(fù)合譜是平坦的。正交頻分復(fù)用（OFDM）方案，要求各子載波保持相互正交是一種高效的