高頻電子電路正弦波振蕩器第1頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二

一、乘法器的工作象限

乘法器有四個工作區(qū)域，可由它的兩個輸入電壓的極性確定。XYXmax-XmaxYmax-Ymax

輸入電壓可能有四種極性組合：XYZ

（+）·（-）=（-）第Ⅳ象限

（-）·（-）=（+）第Ⅲ象限

（-）·（+）=（-）第Ⅱ象限

（+）·（+）=（+）第Ⅰ象限

如果：兩個輸入信號只能為單極性的信號的乘法器為“單象限乘法器”；一個輸入信號適應(yīng)兩種極性，而一個只能是一種單極性的乘法器為“二象限乘法器”；兩個輸入信號都能適應(yīng)正、負兩種極性的乘法器為“四象限乘法器”。

二、理想乘法器的基本性質(zhì)1、乘法器的靜態(tài)特性（1）繼續(xù)返回第2頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二（3）當(dāng)X=Y或X=-Y，Z=KX2或Z=-KX2，

輸出與輸入是平方律特性（非線性）。XYX=YX=-Y2、乘法器的線性和非線性

理想乘法器屬于非線性器件還是線性器件取決于兩個輸入電壓的性質(zhì)。

一般：①當(dāng)X或Y為一恒定直流電壓時，Z=KCY=K`Y，乘法器為一個線性交流放大器。②當(dāng)X和Y均不定時，乘法器屬于非線性器件。（2）當(dāng)X=C（常數(shù)），Z=KCY=K‘Y，Z與Y成正比（線性關(guān)系）XYC>0C<0繼續(xù)返回第3頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二①基本電路結(jié)構(gòu)是一個恒流源差分放大電路，不同之處在于恒流源管VT3的基極輸入了信號uy(t)，即恒流源電流Io受uy(t)控制。

4.3.2模擬相乘器的基本單元電路1、二象限變跨導(dǎo)模擬相乘器ECRCRCVT3VT2VT1uyuxREube1ube2ic2ic1Ioube3由圖可知：ux=ube1-ube2

根據(jù)晶體三極管特性，VT1、VT2集電極電流為：

VT3的集電極電流可表示為：可得：同理可得：式中，為雙曲正切函數(shù)。

差分輸出電流io為:ic1、ic2ic1ic2Io

0-3321-1-2繼續(xù)返回休息1休息2可以看出，當(dāng)ux<<2UT時，

ic1、ic2與近似成線性關(guān)系。

可近似為:差分放大電路的跨導(dǎo)gm為:uo恒流源電流Io為:（uy>0）

輸出電壓uo為:

由于uy控制了差分電路的跨導(dǎo)gm，使輸出uo中含有uxuy相乘項，故稱為變跨導(dǎo)乘法器。

變跨導(dǎo)乘法器輸出電壓uo中存在非相乘項，而且要求uy≥ube3，所以只能實現(xiàn)二象限相乘。

第4頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io①基本電路結(jié)構(gòu)VT1，VT2，VT3，VT4為雙平衡的差分對，VT5，VT6差分對分別作為VT1，VT2和VT3，VT4雙差分對的射極恒流源。

二、

吉爾伯特（Gilbert）乘法器1、Gilbert乘法單元電路

是一種四象限乘法器，也是大多數(shù)集成乘法器的基礎(chǔ)電路。繼續(xù)返回休息1休息2VT1VT2VT3VT4VT5VT6第5頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io②工作原理分析

根據(jù)差分電路的工作原理：

又因，輸出電壓：

二、

吉爾伯特（Gilbert）乘法器+ux-+uy-+uo-iAiBi2i1i3i4i5i6當(dāng)輸入為小信號并滿足：

而標度因子

Gilbert乘法器單元電路，只有當(dāng)輸入信號較小時，具有較理想的相乘作用,ux，uy均可取正、負兩極性，故為四象限乘法器電路，但因其線性范圍小，不能滿足實際應(yīng)用的需要。繼續(xù)返回仿真休息1休息2第6頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二IoyIoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6RyVT5VT6Ry2、具有射極負反饋電阻的Gilbert乘法器

使用射極負反饋電路Ry，可擴展uy的線性范圍，Ry取值應(yīng)遠大于晶體管T5,T6的發(fā)射極電阻，即有

靜態(tài)時，i5=i6=IoY,當(dāng)加入信號uy時，流過Ry的電流為：iAiB+ux-+uo-iY∴有如果ux<2UT=52mV時，返回仿真繼續(xù)休息1休息2i5i6+uy-第7頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIox3、線性化Gilbert乘法器電路

具有射極負反饋電阻的雙平衡Gilbert乘法器，盡管擴大了對輸入信號uy的線性動態(tài)范圍，但對輸入信號ux的線性動態(tài)范圍仍較小，在此基礎(chǔ)上需作進一步改進，下圖為改進后的線性雙平衡模擬乘法器的原理電路，其中VD1，VD2，VT7，VT8構(gòu)成一個反雙曲線正切函數(shù)電路。返回繼續(xù)uxux'uyuoVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIox第8頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxuxuyux'工作原理分析：i7ixi8iyiAiBVT7，VT8，Rx，Iox構(gòu)成線性電壓—電流變換器。∴有uo

而為二極管D1與D2上的電壓差，即:

利用數(shù)學(xué)關(guān)系：，則上式可寫成：（1）代入（2）可得：其中標度因子：

可見大大擴展了電路對ux和uy的線性動態(tài)范圍，改變電阻Rx或Iox可很方便地改變相乘器的增益。

返回繼續(xù)仿真+UD1-+UD2-iD1iD2休息2休息1第9頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二VT5VT6RyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyRy-EEVT7VT8VD4.4單片集成模擬乘法器及其典型應(yīng)用

一、MC1496/MC1596及其應(yīng)用uxuy1、內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)

與具有射極負反饋的雙平衡Gilbert相乘器單元電路比較，電路基本相同，僅恒流源用晶體管VT7，VT8代替，二極管VD與500電阻構(gòu)成VT7，VT8的偏置電路。

反偏電阻Ry外接在引腳②、③兩端，可展寬uy輸入信號的動態(tài)范圍，并可調(diào)整標度因子K。2、外接元件參數(shù)的計算iy+uy-①負反饋電阻Ry且應(yīng)滿足|iy|<Ioy若選擇Ioy=1mA，Uym=1V（峰值）返回繼續(xù)Ioy休息2休息1Ioy第10頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyR5-EE由右圖電路可得：當(dāng)時，③負載電阻Rc引腳⑥、⑨端的靜態(tài)電壓：U6=U9=Ec-Ioy·Rc，若選U6=U9=8V，Ec=12V，

則有：，標稱值為3.9。②偏置電阻R10U6U9Ioy

返回繼續(xù)仿真休息2休息1第11頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二

三、

MC1495/MC1595（BG314）及其應(yīng)用1、內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)vx++vy①內(nèi)部電路如圖所示，由線性化雙平衡Gilbert乘法器單元電路組成。輸入差分對由T5，T6，T7，T8和T11，T12，T13，T14的達林頓復(fù)合管構(gòu)成，以提高放大管增益及輸入阻抗。

負反饋電阻RY，Rx，負載電阻Rc，恒流偏置電阻R3及RW5，R13及R1均采用外接元件。返回繼續(xù)休息2休息1第12頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二vovx+-vy+-MC1595

（BG314）1214489125610117133R1RcRcR13RxRyVCCVEER3Rw52、外圍元件設(shè)計計算如果設(shè)計一個上圖所示的乘法器電路，并要求：輸入信號范圍為：

輸出電壓范圍為：由以上的要求可知，乘法器的增益系數(shù)返回繼續(xù)休息2休息1第13頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二①負電源的-VEE的選取

負電源應(yīng)能確保輸入信號Vx，Vy為最大負值時，電路仍能正常工作，以Vy輸入端為例：當(dāng)|Vy|=|Vym|=10V時，由右圖的等效電路可以看出：VBE5VBE6VCE9VRe9若T5，T6，T9正常工作，且設(shè)VBE5=VBE6=0.7V，VCE9+VRE9≥2V（以保持T9工作于線性區(qū)）

則

故可取-VEE=-15V返回繼續(xù)休息2休息1第14頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二②偏置電阻R3，R13的計算

恒流源偏置電阻R3，R13應(yīng)保證能提供合適的恒流電流，使三極管工作在特性曲線良好的指數(shù)律部分，恒流源電流一般取0.5～2mA之間的電流值，現(xiàn)若取Iox=Ioy=1mA，以引腳③為例，設(shè)VD3=VD4=0.7V，如右圖的等效電路可IoxIR3

同理可求出R13=13.8，一般R3采用10固定電阻和6.8電位器的串聯(lián)，以便通過調(diào)Iox來控制增益參數(shù)K。返回繼續(xù)休息2休息1第15頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二+vx

-③負反饋電阻Rx和Ry的計算如右圖所示電路可得：同理可得：④負載電阻Rc

由于增益系數(shù)：ixmaxixmaxixmaxixmaxixmax⑤電阻R1取引腳①的電壓為+9V，則返回繼續(xù)V1第16頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二3、失調(diào)誤差電壓及其調(diào)整

實際乘法器電路由于工藝技術(shù)、元器件特性的不對稱，不可能實現(xiàn)理想相乘，會引入乘積誤差，若設(shè)乘法器工作在直流輸入時，輸出電壓可表示為：

其中：△K：增益系數(shù)誤差，可通過IR3的調(diào)整使其誤差值達最小值；XIO：乘法器X通道輸入對管不對稱引起的輸入失調(diào)電壓；

YIO：乘法器Y通道輸入對管不對稱引起的輸入失調(diào)電壓；

Zos：負載不匹配引起的輸出失調(diào)電壓。①輸出失調(diào)誤差電壓Zoo定義：當(dāng)X=Y=0時的輸出電壓稱為輸出失調(diào)誤差電壓Zoo。

Zoo=±KXIOYIO+Zos，忽略了二階小量項（△K·XIO，△KYIO）。

輸出失調(diào)誤差電壓Zoo，可借助外電路予以調(diào)零，以補償輸出失調(diào)電壓，下圖給出兩種輸出失調(diào)調(diào)零電路。返回繼續(xù)第17頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二

圖（a）通過調(diào)節(jié)電位器Wz，調(diào)整乘法器輸出端集電極負載電阻，實現(xiàn)輸出失調(diào)電壓的調(diào)零。①輸出失調(diào)誤差電壓Zoo返回繼續(xù)休息2休息1第18頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二

圖（b）利用電位器Wz調(diào)節(jié)A的負相端電位來實現(xiàn)失調(diào)誤差電壓的調(diào)零。①輸出失調(diào)誤差電壓Zoo返回繼續(xù)休息2休息1第19頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二②X（或Y）饋通誤差電壓KYIOX（或KXIOY）

實際乘法器中當(dāng)一個輸入端接地，另一輸入端加入信號電壓時，其輸出往往不為零，這個輸出電壓稱為線性饋通誤差電壓。

它是由于輸入接地端存在輸入失調(diào)電壓而引起的，線性饋通誤差電壓可通過輸入端的外接補償網(wǎng)絡(luò)來進行調(diào)零，線性饋通誤差電壓調(diào)零電路如下圖所示。返回繼續(xù)休息2休息1第20頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二

同理，可借助調(diào)節(jié)輸入失調(diào)電位器Rwy引入一補償電壓（引腳12對地電壓），使輸出電壓為零，使Zoy調(diào)零。

當(dāng)輸入電壓X=0時，乘法器在輸入電壓Y的作用下，輸出電壓Z|x=0=±KYXIO，借助調(diào)節(jié)輸入失調(diào)電位器Rwx引入一個補償電壓（即引腳⑧對地直流電壓），使輸出電壓為零。返回繼續(xù)休息2休息1第21頁，共25頁，2023年，2月20日，星期二4、乘法器的調(diào)整步驟：

乘法器在使用前應(yīng)仔細調(diào)整，才能使電路具有良好的性能。（1）線性饋通誤差電壓調(diào)零電位器Wz，Rwx，Rwy先置于中間位置：X輸入端④腳接地，從Y輸入端⑨腳輸入頻率為15KHZ，幅度為1Vpp的正弦波，調(diào)節(jié)Rwx，⑧腳會產(chǎn)生附加補償電壓，從而使Vo=0；然后⑨腳接地，④腳輸入同樣的正弦信號，調(diào)節(jié)Rwy，11腳會產(chǎn)生附加補償電壓，使Vo=0。（2）輸出失調(diào)誤差電壓調(diào)零④、⑨腳均短接到地，調(diào)節(jié)Wk值，使Vo=0，反復(fù)上述兩步驟，直到上述三種情況下，Vo均為零，或最小值。（3）增益系數(shù)K的調(diào)整④、⑨腳均加入5V直流電壓，調(diào)Wk值，改變Iox，使Vo=+2.5V。④、⑨引腳改