基于DVB-S的機頂盒需要驅(qū)動外部水平和垂直極化天線，調(diào)整無線的方向從而得到最強的信號。驅(qū)動天線的電源由室內(nèi)的機頂盒提供，而接收的信號在電源線上調(diào)制，繼而進入機頂盒的信號處理單元。水平極化天線的驅(qū)動需要18V或17V電源，而垂直極化天線的驅(qū)動需要13V電源，通常13V電源工作10秒，然后18V電源再工作5秒，如此交替進行。而在機頂盒的內(nèi)部，通常由一個12V直流電源供電，有時會同時有5V和12V直流電源，本文將討論天線驅(qū)動電源在設計中的一些問題，并給出相應的設計方案。升壓轉(zhuǎn)換器的方案選取由于18V和13V電源交替工作，因此只需要一個升壓轉(zhuǎn)換器，從而降低了系統(tǒng)的成本和體積。對于輸出電壓的改變，可通過改變反饋環(huán)的電阻進行調(diào)節(jié)。調(diào)節(jié)的方式有兩種：改變在反饋環(huán)電阻分壓器上部的電阻，或改變在反饋環(huán)電阻分壓器下部的電阻，如圖1所示。(a)改變上(a)改變上部的反饋電阻(b)改變卜?部的反饋電阻圖1調(diào)節(jié)不同的輸出電壓改變上部的電阻可獲得更高的輸出電壓精度，但電路較復雜;改變下部的電阻則電路簡單，而輸出電壓的精度相對而言差一些。若系統(tǒng)只有12V輸入電源，主功率電路可直接用12V供電，而芯片的VCC電源可以用5V穩(wěn)壓管串聯(lián)一個電阻得到5V電源給其供電。當系統(tǒng)有12V和5V兩路輸入電源時，不建議用5V電源給主功率電路供電，此時輸入電流大，芯片內(nèi)部需要大額定電流的MOSFET，因此需要高成本的芯片。因此采用12V電源給主功率電路供電，5V直接給芯片VCC供電。升壓轉(zhuǎn)換器設計的問題常規(guī)的升壓轉(zhuǎn)換器在開關管導通時，電感激磁，電感電流線性增加，輸出電容提供全部的輸出負載電流。開關管關斷時，電感去磁，電感電流線性降低，輸入電源向輸出負載提供能量。占空比為：對于12V升壓到18V,設計沒有特別的考慮。從12V升壓到13V,即Vo=13V,Vin=12V,VF=0.4V,可得到D=10%電流模式的升壓轉(zhuǎn)換器內(nèi)部電流檢測信號具有前沿消隱時間，這導致內(nèi)部的PWM控制器必須有一個固定的最小導通時間Ton(min)，這個時間一般在150ns~200ns的范圍，可取Ton(min)=150ns。若開關頻率為1MHz，從12V升到13V的導通時間為Ln=f=100ns，小于系統(tǒng)Ton(min)的150ns,這時候，在每個導通周期內(nèi)，系統(tǒng)的電壓會沖到很大的值，PWM控制器將進入跳脈沖的工作狀態(tài)，輸出的電壓紋波很大。從上面的分析可以看出，提高PWM在最高輸入電壓時的導通時間，保證其值必須大于系統(tǒng)的最小導通時間Ton(min)，PWM控制器將不會進入跳脈沖的工作狀態(tài)。這通過減小開關頻率和提高VF的值就可以實現(xiàn)。開關頻率高時，可使用小尺寸的電感和電容，從而使系統(tǒng)成本低、體積小，因此開關頻率也不能過低。設定AOZ1905的工作頻率為500kHz，導通時間為200ns,還是比較臨界的值。這時，進一步使用正向?qū)▔航荡蟮目旎謴投O管，必要時額外串聯(lián)一個快恢復二極管，如圖2所示，就可使控制器不進入跳脈沖的工作狀態(tài)。但使用額外的二極管會稍稍降低系統(tǒng)效率。

圖2增大升壓轉(zhuǎn)換器最小占空比測試波形測量升壓轉(zhuǎn)換器，輸入電壓為12V,輸出電壓為13V，電流為0.5A，測試波形如圖3所示。(a)f=l.2MHz/72額夕卜二極管;(c)f=600kHz/無額外二極管(a)f=l.2MHz/72額夕卜二極管;(c)f=600kHz/無額外二極管(d)f=600kHz/加.額外二極管圖3測試波形圖中最上面的波形為內(nèi)部MOSFET的漏極和源極即開關節(jié)點的電壓，中間為電感電流波形，最下面為輸出的交流紋波電壓。在1.2MHz的工作頻率下，不加額外二極管，可以看到輸出電壓紋波的峰峰值為106mV;加額外二極管時，輸出電壓紋波的峰峰值為72mV。在600kHz的工作頻率下，不加額外二極管，輸出電壓紋波的峰峰值為90mV;加額外二極管，輸出電壓紋波的峰峰值為38mV。在降低輸出電壓紋波方面，加額外二極管比降低頻率更為有效。加額外二極管的同時降低頻率則最有效。結語實驗結果表明，通過調(diào)整反饋環(huán)的電阻分壓器，可得到交替工