如何改造低頻ISMRF發(fā)送器以支持高頻應(yīng)用低頻(300MHz至450MHz)ISMRF發(fā)送器已廣泛用于歐洲434MHz市場，這也是美國260MHz至470MHz頻段的重要頻點。本文介紹了如何使用現(xiàn)有的低頻段RFIC構(gòu)建868MHz發(fā)送器，以支持歐洲868MHz至870MHz免授權(quán)頻段應(yīng)用。本文重點討論了一系列測試，分析采用一個或多個設(shè)計用于300MHz至450MHzISM頻段的RF發(fā)送器在868MHz頻率下所能提供的發(fā)射功率。理論挑戰(zhàn)對于大多數(shù)低頻ISM發(fā)射器，其開關(guān)功率放大器(PA)產(chǎn)生的二次諧波僅比基波頻率低3dB。如果允許犧牲部分效率和功率性能，是否可以采用設(shè)計用于434MHz的IC來構(gòu)建868MHzASK發(fā)送器呢？由于相位噪聲密度僅僅滿足歐洲電信標準協(xié)會(ETSI)對于歐洲434MHz免授權(quán)波段的帶外輻射標準要求，該相位噪聲密度無法滿足868MHz頻段更為嚴格的要求。但這并不意味著設(shè)計868MHzASK發(fā)送器沒有任何價值。一些用戶可能只需要很低的發(fā)射功率，或者只需對低頻段IC的振蕩器進行一些修改，并不需要進行全新的設(shè)計。開關(guān)功率放大器的RF頻譜大多數(shù)低頻ISMRF發(fā)送器中，開關(guān)功率放大器會產(chǎn)生占空比為0.25的周期脈沖，該脈沖序列的周期即為載波周期。理論上，脈沖序列的頻譜是一組位于載頻整數(shù)倍頻點、以均勻間隔排列的譜線。每條譜線的幅度由函數(shù)sinc(sinx/x)加權(quán)，其中在4倍載頻的整數(shù)倍頻點處，幅度為零。圖1給出了434MHz載波頻譜的前六次諧波。868MHz分量(二次諧波)僅比基頻434MHz低3dB。事實上，電路中的開關(guān)放大器只是驅(qū)動一個調(diào)諧電路，而電路特性主要取決于對基頻諧波的抑制能力。如果調(diào)諧電路具有相對較寬的頻帶，那么它在868MHz處的輻射功率與基頻功率的差值就會小于3dB。圖1.434MHz頻點處，25%占空比RF脈沖的基波與諧波理論功率將MAX7044EVKIT的諧波濾波器去掉，同時將偏置電感更改為62nH(這個值與2pF至2.5pF的寄生電容產(chǎn)生諧振)，可以在此評估板上驗證3dB的差異。由L-C組成的諧振電路具有較寬的頻帶。因此，當功率放大器輸出直接連接到50Ω負載時，不會大幅衰減868MHz處的諧波。圖2所示為頻譜分析儀在434MHz和868MHz頻點的顯示結(jié)果。868MHz分量比434MHz分量低3.5dB，這說明諧振電路衰減了0.5dB。圖2.MAX7044EVKIT的ISM發(fā)送器工作在434MHz時的頻譜下一步是修改匹配網(wǎng)絡(luò)以增強868MHz二次諧波，并衰減434MHz基頻。修改天線匹配電路以支持868MHz系統(tǒng)434MHz匹配網(wǎng)絡(luò)拓撲利用已有的434MHz頻段拓撲結(jié)構(gòu)對MAX7044EVKIT進行修改，使其支持868MHz頻點應(yīng)用。所有ISMRF發(fā)送器評估板的匹配網(wǎng)絡(luò)在300MHz至450MHz頻段具有相同的拓撲結(jié)構(gòu)，如圖3所示。圖中器件標號與MAX7044EVKIT評估板標示相同。圖3.MAX7044EVKIT的匹配網(wǎng)絡(luò)和器件標號采用這種拓撲結(jié)構(gòu)時，有多種方法可以將電路匹配至50Ω負載。最直接的方法是將C2-L3-C6的π型網(wǎng)絡(luò)配置為50Ω低通濾波器來抑制諧波。然后，使用C1-L1組成的“L”型窄帶阻抗變換網(wǎng)絡(luò)將50Ω變換到高阻。除了280MHz至450MHz、可編程發(fā)送器MAX7044和MAX7060外，所有MaximISMRF低頻段發(fā)送器在驅(qū)動125Ω至250Ω負載時的功效是最高的。MAX7044在低頻驅(qū)動50Ω至60Ω負載時具有最高發(fā)射功率(2.7V供電時為13dBm)。增大發(fā)送器功率放大器輸出端的阻抗，可以降低發(fā)射功率和供電電流。正常工作在低頻時，選擇電感和電容用于匹配功率放大器在設(shè)計頻率下要求的阻抗。對于MAX7044EVKIT，LC網(wǎng)絡(luò)在433.92MHz時能夠很好地匹配在50Ω負載。以下實驗的目的是改變433.92MHz評估板的匹配網(wǎng)絡(luò)(使其在868MHz下能夠很好地匹配)，同時降低其在434MHz頻點的發(fā)射功率。功率放大器輸出電路調(diào)諧至868MHz設(shè)計868MHz頻率下的匹配電路，第一步是嘗試可行的、最簡單的匹配方案，即功率放大器輸出端連接至50Ω電阻的868MHz諧振電路。這種方式用于產(chǎn)生圖1中的基線頻譜。然而，這種情況下，偏置電感與功率放大器引腳的寄生電容諧振工作在868MHz(而不是434MHz)。如配置為圖4所示原理圖，MAX7044EVKIT功率放大器偏置電感需由62nH(434MHz諧振電路)改為16nH(868MHz諧振電路)。另外，移除π型網(wǎng)絡(luò)中的并聯(lián)電容，將串聯(lián)電感替換為0Ω電阻。最后，將π型網(wǎng)絡(luò)與偏置電感之間的串聯(lián)電容C1改為47pF，作為868MHz的隔直電容。圖4.MAX7044EVKIT工作在868MHz時的簡單諧振電路匹配網(wǎng)絡(luò)下面列出了434MHz基頻及前4次諧波的功率測量值。圖5給出了434MHz和868MHz處的頻譜分量，頻率值四舍五入至最接近的1MHz內(nèi)。VDD=2.7V，I=16.83mA，IPLL=2.06mA，IPA=I–IPLL=14.77mA

P(434MHz)=+9.0dBm

P(868MHz)=+8.65dBm

P(1302MHz)=+4.5dBm

P(1736MHz)=-3.0dBm功率放大器總效率(全部四個頻點的功率/(VDD×IPA))=46.6%

868MHz頻點處功率放大器的效率=18.4%。

圖5.MAX7044EVKIT諧振電路調(diào)諧至868MHz時的頻譜由于868MHz諧振電路的帶寬比434MHz諧振電路的帶寬窄(寄生電容相同，因而電感為原來的四分之一)，這樣能夠充分抑制434MHz處的基頻，使得基頻和二次諧波的功率大小幾乎相等。諧振電路的這種簡單修改將868MHz與434MHz處的功率比改善了將近3dB。868MHz頻點下的高通匹配接下來，將低通π型網(wǎng)絡(luò)改為高通網(wǎng)絡(luò)，進一步衰減434MHz分量。16nH功率放大器偏置電感和串聯(lián)電容(47pF)保持不變，π型網(wǎng)絡(luò)(通常用作低通濾波器，抑制高次諧波)更改為簡單的高通L型網(wǎng)絡(luò)，從而將天線連接器處的50Ω阻抗轉(zhuǎn)換為功率放大器輸出端的200Ω。在此選用更為簡單的L型網(wǎng)絡(luò)替代完整的π型網(wǎng)絡(luò)，可以最大程度地減少對元件的改動，保證可行性。由于采用L型網(wǎng)絡(luò)后功率放大器輸出端的等效阻抗為200Ω(而不是50Ω)，其發(fā)射功率的電流損耗低于50Ω負載時的電流。圖6.高通L型阻抗轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)下面列出了434MHz處基頻及前4次諧波的功率測量值。圖7給出了434MHz和868MHz處頻譜分量，頻率值四舍五入至最接近的1MHz內(nèi)。VDD=2.7V，IDC=18.1mA，IPLL=2.06mA，IPA=IDC–IPLL=16.04mA

P(434MHz)=+2.5dBm

P(868MHz)=+11.2dBm

P(1302MHz)=+4.0dBm

P(1736MHz)=-3.2dBm總效率(全部四個頻點)=41.5%

868MHz頻點處的效率=30.4%。圖7.MAX7044EVKIT采用868MHz諧振電路和高通L型網(wǎng)絡(luò)時的頻譜高通L型匹配網(wǎng)絡(luò)進一步衰減了434MHz分量，將868MHz分量的效率大幅提升至30.5%。這意味著對現(xiàn)有匹配網(wǎng)絡(luò)做少許改動，即可使868MHz信號在50Ω天線處產(chǎn)生大于10dBm的發(fā)射功率。匹配網(wǎng)絡(luò)簡單改動的總結(jié)減小MAX7044EVKIT的偏置電感值，與IC和電路板電容共同構(gòu)成868MHz諧振電路。這樣使得434MHz和868MHz頻點處的功率大小相同。采用簡單的高通L型匹配網(wǎng)絡(luò)替換諧波濾波器，將868MHz與434MHz的功率比提升9dB，使得868MHz成為主發(fā)射頻率。雖然在功效上有少許損耗，但是電路仍然能夠發(fā)射功率大于10dBm的868MHz信號。此外，還可對電路做更多的修改，以進一步提高868MHz與434MHz基頻和高次諧波的功率比。下一步工作的建議上述簡單的修改驗證了通過更改外部元件可以顯著提高發(fā)送器IC的二次諧波功率(相對于基頻功率)，同時還保持了較高的發(fā)射信號功率。這是一個很好的開端，但要發(fā)射符合868MHz歐洲免授權(quán)頻段和美國915MHz頻段要求的信號，還需要克服很多困難。進一步提升868MHz分量提高諧振電路的Q值(由偏置電感和功率放大器的對地電容組成)，可以提高868MHz分量，具體可通過在功率放大器輸出引腳增加一個對地電容、并且減小偏置電感來實現(xiàn)。在該實驗中，偏置電感降至16nH，與電路板和IC上的寄生電容組成諧振電路。在保證每個元件的空載Q值不會顯著影響整體效率的前提下，可以將電感進一步降至5nH至10nH范圍，并將總旁路電容增大至約6pF。在圖6的C6位置增加一個并聯(lián)電感構(gòu)建高通π型網(wǎng)絡(luò)，并調(diào)整電感值，可以改善高通L型匹配網(wǎng)絡(luò)對434MHz的抑制性能。精心選擇π型網(wǎng)絡(luò)中的三個元件，可以使其對434MHz分量的抑制能力提高25dB或30dB，但是對于滿足ETSI要求(如果868MHz發(fā)射信號功率為+10dBm，則所有雜散輻射均低于-36dBm)還差46dB。本文接下來將繼續(xù)探討改善抑制性能的建議方案。保證發(fā)送器效率上述改動的重點是提高868MHz分量并抑制434MHz分量，但這些改動將功率放大器效率由50%(434MHz發(fā)射信號)降為30%(868MHz發(fā)射信號)，后續(xù)的434MHz信號抑制方案可能還會進一步影響效率。在針對434MHz發(fā)射信號設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)的早期測試中可以發(fā)現(xiàn)，當434MHz匹配網(wǎng)絡(luò)失諧時，直流電流損耗會隨之增大。如果典型濾波器是通過降低頻點處的匹配性能來抑制這些頻率的話，很顯然，這些測試中的電流損耗將進一步增大。那么，如何在不顯著增大直流電流、降低效率的前提下改善434MHz的抑制性能呢？雙工器方案雙工器常用于雙通道接收系統(tǒng)，用于連接公共接收天線和兩個接收器，每個接收器調(diào)諧在不同頻率。雙工器在兩個頻率下均能夠為天線提供很好的匹配。如果用功率放大器替換接收天線，則會提供獨立的434MHz和868MHz通道。868MHz通道連接至發(fā)射天線，434MHz通道連接至電路板的阻性負載。這種配置與簡單的868MHz濾波器相比有兩個優(yōu)勢：434MHz分量能夠很好地匹配(從而保持較低的電流損耗)，并且434MHz信號發(fā)送給負載，沒有輻射。如果868MHz端口的天線能夠正確匹配并調(diào)諧，則會對434MHz發(fā)射信號產(chǎn)生顯著的抑制。為進一步降低434MHz下的電源電流，可以對雙工器方案進行修改，使434MHz頻點的阻抗高于868MHz頻率阻抗。但是該方案有一個潛在缺陷：它假設(shè)信號源是一個帶有50Ω負載的線性信號源。而功率放大器的開關(guān)放大器輸出不是線性的。重新審視開關(guān)放大器模型圖1所示的頻譜是基于沒有濾波的功率放大器輸出結(jié)果，434MHz處的波形是占空比為25%的脈沖波。功率放大器輸出在434MHz周期的25%時間內(nèi)呈短路狀態(tài)，當匹配網(wǎng)絡(luò)適當調(diào)諧后，短路狀態(tài)出現(xiàn)在434MHz正弦波的波谷。這樣設(shè)計使得電流在最低電壓(接近于0V或地電位)時“灌入”諧振電路。該開關(guān)波形的電路模型(通過阻性負載連接至諧振電路)直接決定了功率放大器的性能。但是，需要對該模型加以修改，以構(gòu)建868MHz諧振電路。以便在不顯著增大電源電流的前提下，通過868MHz電路抑制434MHz分量，這同時也解釋了匹配網(wǎng)絡(luò)與434MHz失諧時電流損耗增大的原因(與采用868MHz匹配網(wǎng)絡(luò)的實驗相比，電流損耗會增大10%至20%)。在434MHz的二次諧波可能存在本地電流最低點嗎？降低相位噪聲ETSI要求所有雜散發(fā)射信號的絕對功率須低于-36dBm，這不僅限制了諧波輻射，也對發(fā)送器的相位噪聲提出了要求。在歐洲，434MHz免授權(quán)頻段介于433.05MHz和43479MHz之間(該頻段的中心頻點為433.92MHz，這也解釋了該頻率得到廣泛應(yīng)用的原因)。帶外頻率的輻射功率不能高于-36dBm。靠近邊帶頻率處，MAX7044的主要噪聲分量是載頻的相位噪聲。MAX7044的相位噪聲密度為-92dBc/Hz，其中“dBc”表示“低于載波的dB數(shù)”。根據(jù)ETSI的要求，雜散功率需使用準峰值檢波器在100kHz帶寬內(nèi)進行測量，作為一個平均功率檢測器，準峰值檢波器對相位噪聲也會進行相同的檢波。在100kHz測量帶寬與密度指標中的1Hz帶寬之間增加一個50dB對數(shù)比，可以將100kHz帶寬內(nèi)的測量功率提升至-42dBc。如果被測功率限制在-36dBm，MAX7044在434MHz歐洲頻段的發(fā)送功率可達+6dBm(最大值)。在868MHz至870MHz頻率范圍，可用的最寬頻帶為868.0MHz至868.6MHz。發(fā)送器在該頻帶以外的平均輻射功率不能大于-36dBm。在100kHz帶寬內(nèi)測量帶外功率，同在434MHz頻率相同，只是帶寬由1.74MH變?yōu)楝F(xiàn)在的600kHz，即868MHz時的帶寬比434MHz時窄了幾乎3倍。此外，434MHz的二次諧波(即868MHz)相位噪聲密度隨頻率呈平方關(guān)系增長。這意味著868MHz時的相位噪聲密度比434MHz時高6dB。MAX7044發(fā)射434MHz載波信號時，相位噪聲密度在300kHz帶寬下約為-89dBc/Hz，在868MHz時約為-83dBc/Hz。在100kHz帶寬內(nèi)，300kHz的平均功率成為[-83+(10