逆變電源的原理及應(yīng)用逆變電源的常見(jiàn)拓?fù)浞治龆嚯娖侥孀兤魍負(fù)浞治鯶源及準(zhǔn)Z源逆變器并聯(lián)控制5.1逆變電源常見(jiàn)拓?fù)浞治鰡蜗嗄孀兤鞯臄?shù)學(xué)模型及控制器設(shè)計(jì)三相逆變器的數(shù)學(xué)模型及控制器設(shè)計(jì)組合式三相逆變器的數(shù)學(xué)模型及控制器設(shè)計(jì)三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型及控制器設(shè)計(jì)5.1.1單相逆變器的數(shù)學(xué)模型數(shù)學(xué)模型5.1.1單相逆變器的數(shù)學(xué)模型電壓、電流瞬時(shí)值雙閉環(huán)控制的單相半橋逆變器模擬控制系統(tǒng)框圖由于在電感電流內(nèi)環(huán)引入了前饋的負(fù)載電流io(s)，可以使得電感電流內(nèi)環(huán)對(duì)負(fù)載的擾動(dòng)起到良好的抑制作用，改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。輸出電壓外環(huán)與電感電流內(nèi)環(huán)是耦合的，輸出電壓對(duì)內(nèi)環(huán)有交叉干擾，從而使得內(nèi)環(huán)不再是單輸入單輸出的系統(tǒng)。5.1.1單相逆變器的數(shù)學(xué)模型輸出電壓交叉反饋解耦原理框圖輸出電壓交叉反饋解耦的原理是引入輸出電壓前饋環(huán)節(jié)來(lái)抵消輸出電壓交叉反饋的影響，達(dá)到電感電流內(nèi)環(huán)與輸出電壓外環(huán)解耦控制的目的。替代5.1.1單相逆變器的數(shù)學(xué)模型解耦后的單相半橋逆變器數(shù)學(xué)模型框圖5.1.1單相逆變器的控制器設(shè)計(jì)電感電流瞬時(shí)值閉環(huán)控制框圖其中，GI(s)為模擬化校正控制器,為電感電流采樣保持與調(diào)制發(fā)波延時(shí)的等效模擬化環(huán)節(jié)。其中，Te平均值近似為1/3個(gè)采樣周期，即等效為一個(gè)采樣周期的延時(shí)。實(shí)際系統(tǒng)中電感電流瞬時(shí)值閉環(huán)的控制框圖5.1.1單相逆變器的控制器設(shè)計(jì)輸出電壓瞬時(shí)值閉環(huán)模擬化控制框圖其中，Gv(s)為模擬化校正控制器,

為輸出電壓采樣保持延時(shí)等效模擬化環(huán)節(jié)。為電感電流瞬時(shí)值環(huán)等效閉環(huán)傳遞函數(shù)。實(shí)際系統(tǒng)中輸出電壓瞬時(shí)值閉環(huán)控制框圖5.1.2三相逆變器的數(shù)學(xué)模型及控制器設(shè)計(jì)濾波電感L，濾波電容C，Ro為電感損耗、線路阻抗及器件開關(guān)損耗的總效應(yīng)。iA、iB、iC分別為流過(guò)三相電感的電流，uAB、uBC、uCA為逆變器輸出線電壓，uab、ubc、uca分別三個(gè)濾波電容電壓，ia、ib、ic分別為負(fù)載電流。5.1.2三相逆變器的數(shù)學(xué)模型靜止坐標(biāo)系下三相逆變電源的數(shù)學(xué)模型多輸入多輸出的耦合系統(tǒng)5.1.2三相逆變器的數(shù)學(xué)模型1.逆變器在兩相靜止坐標(biāo)系及兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型5.1.2三相逆變器的數(shù)學(xué)模型1.逆變器在兩相靜止坐標(biāo)系及兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型αβdq5.1.2三相逆變器的數(shù)學(xué)模型2.解耦控制——利用前饋解耦的方法對(duì)逆變器進(jìn)行解耦5.1.2三相逆變器控制器設(shè)計(jì)d軸電流閉環(huán)控制框圖d軸電壓閉環(huán)控制框圖5.1.3組合式三相逆變器的數(shù)學(xué)模型組合式三相逆變器由三個(gè)全橋單相逆變器構(gòu)成，這三個(gè)獨(dú)立的橋式逆變器按相位差120°、240°的相序進(jìn)行組合。這種結(jié)構(gòu)系統(tǒng)徹底解決了負(fù)載100％不平衡的問(wèn)題，結(jié)構(gòu)關(guān)系非常明確，保證了三相輸出電壓平衡，電壓穩(wěn)定度高。5.1.3組合式三相逆變器的數(shù)學(xué)模型三相靜止坐標(biāo)系下模型5.1.3組合式三相逆變器的數(shù)學(xué)模型兩相靜止坐標(biāo)系下模型兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下模型5.1.3組合式三相逆變器的控制器三相逆變器輸出電壓對(duì)稱的情況下，經(jīng)過(guò)三相坐標(biāo)系到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的變換之后，dq模型中的三相逆變器的d軸分量為一常量，而q軸分量為零，這樣方便了三相逆變器在dq坐標(biāo)系中的控制以及并聯(lián)調(diào)壓的實(shí)現(xiàn)。使用反饋線性化，把控制對(duì)象中的耦合解除掉，其控制器下圖所示。該控制器為雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，外環(huán)電壓環(huán)、內(nèi)環(huán)電流環(huán)。電壓環(huán)調(diào)節(jié)器的輸出加入負(fù)載電流前饋，與電感電流之差作為電流內(nèi)環(huán)的給定，經(jīng)電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器輸出后加上輸出電壓作為系統(tǒng)的發(fā)波參考量。5.1.4三相四橋臂逆變器的控制器三相四橋臂逆變器同樣也是解決輸出帶不對(duì)稱負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。輸出中點(diǎn)連到第四個(gè)橋臂的中間，可以讓中線上流過(guò)電流，從而具備了帶非對(duì)稱負(fù)載的能力，同時(shí)可以看到，和三相三橋臂逆變器一樣，這種逆變器只需一個(gè)直流電源。與三相四線制逆變器相比，三相四橋臂逆變器具有較高的直流電壓利用率；與組合式三相逆變器相比，電路簡(jiǎn)單，器件減少，成本降低。5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型1.三相靜止坐標(biāo)系下模型定義開關(guān)函數(shù)Sj(j=a、b、c、n)，Sj=1，表示上橋臂導(dǎo)通，下橋臂斷開；Sj=0，表示上橋臂斷開，下橋臂導(dǎo)通。則根據(jù)KVL定理可得：進(jìn)一步可得電壓正序、負(fù)序及零序分量的等效方程。其中，下角標(biāo)pos表示正序分量，下角標(biāo)neg表示負(fù)序分量，下角標(biāo)0表示零序分量。5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型2.兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下模型——坐標(biāo)變換5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型2.兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下模型負(fù)序分量為正序分量為零序分量為5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型3.發(fā)波方法α-β-γ

SVM5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型3.發(fā)波方法α-β-γ

SVM1、確認(rèn)棱柱2、確認(rèn)四面體3、計(jì)算占空比5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型3.發(fā)波方法a-b-cSVM——容易實(shí)現(xiàn)5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型3.發(fā)波方法a-b-cSVM——容易實(shí)現(xiàn)定義6個(gè)變量K來(lái)決定不同的開關(guān)矢量四面體共有24個(gè)四面體第一步：開關(guān)矢量的確定5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型3.發(fā)波方法在這24個(gè)四面體中有12個(gè)為無(wú)效四面體，在實(shí)際算法過(guò)程中不起作用。這是由于在劃分這些無(wú)效四面體時(shí)，其使用的依據(jù)在三相正弦系統(tǒng)中不存在。例如，當(dāng)N=1時(shí)Ki=0恒成立，即要求Urefa、Urefb<0、Urefc<0、Urefa<Urefb<Urefc。這在標(biāo)準(zhǔn)的三相正弦系統(tǒng)中是不成立的，也就是說(shuō)N在數(shù)值上可以取1，但在實(shí)際算法中取不到1。同理，其余11個(gè)四面體因三相參考電圧不能同時(shí)大于零或小于零，因而也是無(wú)效四面體。如圖5-28所示為有效的四面體。有效四面體5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型3.發(fā)波方法第二步：占空比的計(jì)算根據(jù)伏秒面積相等，就可以計(jì)算出每個(gè)開關(guān)矢量的占空比，也就是說(shuō)每一時(shí)刻參考電壓矢量的大小等于每個(gè)開關(guān)電壓矢量與其占空比的乘積之和。式中，Uref為參考電壓矢量，Ud1、Ud2

、Ud3為三個(gè)非零開關(guān)電壓矢量，下標(biāo)abc表示在空間坐標(biāo)系上各軸的投影值。d1

、d2

、d3分別為各個(gè)合成非零矢量所對(duì)應(yīng)的占空比，d0則是零矢量的占空比?？梢允荱0(0,0,0)、U15(1,1,1)兩個(gè)零矢量某一個(gè)或兩個(gè)的組合。以N=1為例，開關(guān)矢量組為U8(-1,-1,-1)、U9(-1,-1,0)

、U11(-1,0,0)5.1.4三相四橋臂逆變器的數(shù)學(xué)模型第三步：PWM調(diào)制波的生成5.2多電平逆變器拓?fù)浞治瞿壳?，多電平逆變技術(shù)已成為電力電子學(xué)中，以高壓大功率逆變?yōu)檠芯繉?duì)象的一個(gè)新的研究領(lǐng)域，多電平逆變器具有以下突出優(yōu)點(diǎn)：（1）每個(gè)功率器件僅承受1/(m-1)的母線電壓(m為電平數(shù))，所以可以用低耐壓的器件實(shí)現(xiàn)高壓大功率輸出，且無(wú)須動(dòng)態(tài)均壓電路；（2）電平數(shù)的增加，改善了輸出電壓波形，減小了輸出電壓波形畸變(THD)；（3）可以用較低的開關(guān)頻率達(dá)到高開關(guān)頻率下兩電平變換器對(duì)電機(jī)繞組電流相同的控制效果，因而開關(guān)損耗小，系統(tǒng)效率高；（4）由于電平數(shù)的增加，在相同的直流母線電壓條件下，較之兩電平逆變器，開關(guān)器件所承受的dv/dt應(yīng)力大大減??；在高壓大功率電機(jī)驅(qū)動(dòng)中，有效防止電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組絕緣擊穿，同時(shí)改善了裝置的EMC特性；（5）無(wú)須輸出變壓器，大大減小了系統(tǒng)的體積和損耗。5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——二極管鉗位多電平逆變器串聯(lián)電容C1、C2將直流側(cè)電壓分成三個(gè)電平，定義兩個(gè)電容的中點(diǎn)G為中性點(diǎn)，那么輸出電壓VaG有三個(gè)狀態(tài)：Vdc/2，0和-Vdc/2。VaG=Vdc/2，則開關(guān)器件S1和S2開通；VaG=-Vdc/2，則S1′和S2′開通；VaG=0，則開關(guān)器件S2和S1′開通。D1和D2將輸出的電壓鉗位在直流母線電壓的一半。5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——二極管鉗位多電平逆變器輸出電壓VaG開關(guān)狀態(tài)Sa1Sa2Sa3Sa4Sa1′Sa2′Sa3′Sa4′VaG=Vdc/211110000VaG=Vdc/401111000000111100VaG=-Vdc/200011110VaG=-Vdc/4000011115.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——二極管鉗位多電平逆變器二極管箝位型逆變器的主要優(yōu)點(diǎn)為：1）輸出功率大，器件開關(guān)頻率低，等效開關(guān)頻率高；

2）輸出電壓諧波含量隨電平數(shù)的增加而顯著降低；3）交流輸出端不需要變壓器連接，動(dòng)態(tài)響應(yīng)好，傳輸帶寬較寬；4）階梯波調(diào)制時(shí)，器件在基頻下工作，開關(guān)損耗小，效率高。主要缺點(diǎn)為：1）鉗位二極管的耐壓要求較高，數(shù)量龐大。對(duì)于m電平逆變器，若使每個(gè)二極管的耐壓等級(jí)相同，每相所需的二極管數(shù)量為2(m-2)個(gè)。這些二極管不但提高了成本，而且會(huì)在線路安裝方面造成相當(dāng)大的困難。因此在實(shí)際應(yīng)用中一般僅限于7電平或9電平逆變器的研究；2）在逆變器進(jìn)行有功功率傳送時(shí)，直流側(cè)各電容的充放電時(shí)間各不相同，從而造成了電容電壓不平衡，增加了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)控制的難度；3）難于實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——飛躍電容多電平變換器VaG=Vdc/2，則開通S1和S2；VaG=-Vdc/2，則開通S1′和S2′；若VaG=0，則開通S1和

S1′或S2和S2′。當(dāng)S1、

S1′開通時(shí)，直流電源對(duì)電容C1充電，當(dāng)S2、S2′開通時(shí)，C1放電，因此C1電容上的電壓平衡可以通過(guò)選擇適當(dāng)?shù)牧汶娖降拈_關(guān)組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——飛躍電容多電平變換器VaG開關(guān)狀態(tài)Sa1Sa2Sa3Sa4Sa1′Sa2′Sa3′Sa4′Vdc/211110000Vdc/41110100001110001101100100110011000011001110101010100101100101010101101001-Vdc/4000011100001011100101011-Vdc/200001111五電平變換器5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——飛躍電容多電平變換器優(yōu)點(diǎn)：1）電平合成的自由度和靈活性高于二極管箝位型多電平逆變器，開關(guān)方式更加靈活、對(duì)功率器件保護(hù)能力較強(qiáng)；2）既能控制有功功率，又能控制無(wú)功功率，適于高壓直流輸電系統(tǒng)；3）大量的冗余組合開關(guān)狀態(tài)，可用于電壓平衡控制。缺點(diǎn)：1）需要大量的儲(chǔ)存電容。若所有電容器的電壓等級(jí)都與主功率器件的電壓相同，則一個(gè)m電平的飛跨電容型多電平逆變器每相橋臂需要(m-1)(m-2)/2個(gè)輔助電容，而直流側(cè)上還需要(m-1)個(gè)電容。比如m=5，則需要6個(gè)鉗位電容，并且母線端需要4個(gè)電容。這就增加了電平數(shù)較高時(shí)安裝的難度，同時(shí)也增加了系統(tǒng)成本；2）為了使電容的充放電保持平衡，對(duì)于中間值電平需要采用不同的開關(guān)組合。這就增加了系統(tǒng)控制的復(fù)雜性，器件的開關(guān)頻率較高，開關(guān)損耗較大；3）與二極管箝位型多電平逆變器一樣，飛跨電容型多電平逆變器也存在導(dǎo)通負(fù)荷不一致的問(wèn)題；4）難于實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——級(jí)聯(lián)型多電平逆變器級(jí)聯(lián)型多電平逆變器采用多個(gè)單相功率單元依次相連的方式實(shí)現(xiàn)級(jí)聯(lián)，由這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)組成的電壓源型變頻器由美國(guó)羅賓康公司發(fā)明并申請(qǐng)專利，取名為完美無(wú)諧波變頻器。每個(gè)功率單元都有正向?qū)?、反向?qū)ê团月?種工作狀態(tài)。當(dāng)V11、V14導(dǎo)通時(shí)，功率單元處于正向?qū)顟B(tài)，輸出電壓為E；當(dāng)V12、V13導(dǎo)通時(shí)，功率單元處于反向?qū)顟B(tài)，輸出電壓為-E；當(dāng)V11、V12或V13、V14同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，則處于旁路狀態(tài)，輸出電壓為零。單相功率單元5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——級(jí)聯(lián)型多電平逆變器為了能使電路中每個(gè)功率單元都按照上述三種工作狀態(tài)工作，控制方式采用載波移相SPWM控制，載波采用雙極性三角波。當(dāng)多電平逆變器是用m個(gè)功率單元串聯(lián)疊加時(shí)，m個(gè)功率單元左橋臂載波依次超前180/m，相位角，右橋臂載波三角波應(yīng)超前左橋臂180°，各個(gè)功率單元的左右橋臂采用同一個(gè)正弦波進(jìn)行調(diào)制，以使各個(gè)功率單元的左右橋臂輸出的電壓中的基波完全相同。m個(gè)功率單元輸出電壓的串聯(lián)疊加，就可以使多電平逆變器的輸出電壓成為2m+1電平的電壓，并能使級(jí)聯(lián)電路中的每一個(gè)功率單元按圖5-28中的三種工作狀態(tài)工作。5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——級(jí)聯(lián)型多電平逆變器A1左橋臂V11、V13的載波的初相角為0°，右橋臂V12、V14的載波的初相角為180°；A2左橋臂載波的初相角為90°，右橋臂載波的初相角為270°。A1、A2的左右橋臂的調(diào)制波采用同一個(gè)正弦波，A1左橋臂的輸出電壓為Ua，右橋臂的輸出電壓為Ub，A1兩橋臂之間的輸出電壓Uab=Ua–Ub。A1與A2串聯(lián)疊加后總的輸出電壓UA=Uab1–Uab是一個(gè)五電平電壓波形。對(duì)于A1，V11、V14導(dǎo)通時(shí)輸出Uab的正半周，V12、V13導(dǎo)通時(shí)輸出Uab的負(fù)半周，V11、V12或V13、V14導(dǎo)通時(shí)A1輸出電壓等于零（旁路狀態(tài)）；對(duì)于A2，V21、V24導(dǎo)通時(shí)輸出Uab1的正半周，V22、V23導(dǎo)通時(shí)輸出Uab1的負(fù)半周，V21、V22或V23、V24導(dǎo)通時(shí)A2輸出電壓等于零（旁路狀態(tài)）。由上述的工作過(guò)程可知，這種載波移相控制方式可以實(shí)現(xiàn)正向?qū)ā⒎聪驅(qū)ê团月啡N工作狀態(tài)。5.2.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——級(jí)聯(lián)型多電平逆變器級(jí)聯(lián)型多電平逆變器具有以下優(yōu)點(diǎn)：1）避免了大量鉗位二極管或者電壓平衡電容的使用；2）比較于其他兩種多電平逆變器，級(jí)聯(lián)型多電平逆變器獲得同樣電平數(shù)輸出時(shí)，使用的元器件最少，容易實(shí)現(xiàn)電平數(shù)較高的電壓輸出；3）基于低電壓等級(jí)的功率單元級(jí)聯(lián)，每個(gè)功率單元的結(jié)構(gòu)相同，容易進(jìn)行模塊化設(shè)計(jì)，易于向更高電壓等級(jí)擴(kuò)展；4）直流側(cè)的均壓比較容易實(shí)現(xiàn)；5）各個(gè)功率單元的工作負(fù)荷一致。主要缺點(diǎn)為：1）對(duì)于有功功率變換場(chǎng)合，需要獨(dú)立直流源，當(dāng)采用不控整流方式獲得直流電壓時(shí)，輸入電流含有豐富的低次諧波，為減小對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，輸入變壓器通常采用移相結(jié)構(gòu)，造成系統(tǒng)體積龐大，成本高，設(shè)計(jì)困難；2）傳統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)難于實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行。5.2.2多電平調(diào)制技術(shù)——多電平消諧波PWM方法多電平消諧波PWM方法5.2.2多電平調(diào)制技術(shù)——空間矢量PWM方法三電平逆變器電壓空間矢量圖5.2.2多電平調(diào)制技術(shù)——階梯波脈寬調(diào)制技術(shù)五電平階梯波調(diào)制原理圖5.2.2多電平調(diào)制技術(shù)——優(yōu)化階梯波寬度技術(shù)s個(gè)全橋單元級(jí)聯(lián)多電平逆變器的輸出電壓波形5.2.2多電平調(diào)制技術(shù)——載波移相SPWM技術(shù)CPS-SPWM技術(shù)數(shù)字采樣原理圖5.3Z源及準(zhǔn)Z源逆變器目前，我們談到的電壓型逆變器的交流輸出電壓低于直流母線電壓，因此屬于Buck型逆變器。若要實(shí)現(xiàn)升降壓變換功能，需要額外增加升壓變換器；此外，同一個(gè)橋臂的上下功率開關(guān)管任何時(shí)刻不能同時(shí)開通，否則會(huì)產(chǎn)生短路現(xiàn)象而損壞電路，因此需在開關(guān)信號(hào)之間插入死區(qū)時(shí)間，導(dǎo)致輸出波形存在畸變。5.3.1Z源逆變器將兩個(gè)相同的電感L1、L2和兩個(gè)相同的電容C1、C2連接成X形。優(yōu)勢(shì)：1）阻抗網(wǎng)絡(luò)可實(shí)現(xiàn)升降壓轉(zhuǎn)換，理論上可以實(shí)現(xiàn)零到無(wú)窮大的任意范圍；2）輸入源類型沒(méi)有限制，輸入電壓范圍寬，非常適合光伏發(fā)電等新能源系統(tǒng)；3）通過(guò)逆變同一橋臂的直通現(xiàn)象實(shí)現(xiàn)升降壓，從根本上解決了EMI引起的電路故障。5.3.1Z源逆變器直通狀態(tài)名稱導(dǎo)通的開關(guān)單橋臂直通狀態(tài)ST1S1、S1’導(dǎo)通ST2S2、S2’導(dǎo)通ST3S3、S3’導(dǎo)通雙橋臂直通狀態(tài)ST4S1、S1’、S2、S2’導(dǎo)通ST5S1、S1’、S3、S3’導(dǎo)通ST6S2、S2’、S3、S3’導(dǎo)通三橋臂直通狀態(tài)ST7S1、S1’、S2、S2’、S3、S3’導(dǎo)通除了具有傳統(tǒng)逆變器的8個(gè)開關(guān)狀態(tài)外（六個(gè)有效狀態(tài)和兩個(gè)零狀態(tài)），Z源逆變器還有7個(gè)額外的狀態(tài)，這是因?yàn)閆源逆變器允許同一橋臂上下開關(guān)管出現(xiàn)直通現(xiàn)象5.3.1Z源逆變器假設(shè)L1=L2=L，C1=C2=C，流經(jīng)電感的電流為恒定。令開關(guān)周期為Ts，直通狀態(tài)時(shí)間為T1，非直通狀態(tài)時(shí)間為T2，有：由于Z源網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱性，如下關(guān)系成立非直通狀態(tài)直通狀態(tài)非直通狀態(tài)直通狀態(tài)5.3.1Z源逆變器進(jìn)一步逆變橋臂上的直流峰值電壓為：α、γ分別為升壓因子、直通占空比傳統(tǒng)逆變器輸出的交流峰值為Z源逆變器輸出的交流峰值為M為調(diào)至比5.3.1Z源逆變器簡(jiǎn)單升壓控制原理直通零矢量被安排在傳統(tǒng)零矢量的中間，由于直通零矢量與傳統(tǒng)零矢量都是將負(fù)載側(cè)短路，對(duì)負(fù)載的效果是一樣的，因此有效矢量的作用時(shí)間不變，不會(huì)對(duì)輸出波形產(chǎn)生影響。這種控制由于在每個(gè)載波的頂點(diǎn)和底點(diǎn)處加入直通時(shí)間，將增加開關(guān)次數(shù)，功率器件的實(shí)際開關(guān)頻率為兩倍的載波頻率。當(dāng)Z源逆變器用于升壓功能時(shí)需要考慮直通狀態(tài)的操作。簡(jiǎn)單升壓控制通過(guò)在傳統(tǒng)零矢量的中間位置加入直通零矢量，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單。5.3.1Z源逆變器最大升壓控制原理為了減小電壓應(yīng)力需要降低α的同時(shí)提高M(jìn)的大小，但為了保證系統(tǒng)的電壓增益卻又要提高α。為了解決這一矛盾，可以在保證有效矢量作用時(shí)間不變的前提下，將全部的零矢量用直通零矢量來(lái)代替。5.3.1Z源逆變器兩種PWM方法性能對(duì)比5.3.2準(zhǔn)Z源逆變器繼承了Z源逆變器所有的優(yōu)異特性，彌補(bǔ)了Z源逆變器輸入電流不連續(xù)、電容電壓應(yīng)力大、啟動(dòng)電流大的不足。5.3.2準(zhǔn)Z源逆變器5.4并聯(lián)控制同步鎖相問(wèn)題功率均分問(wèn)題監(jiān)控保護(hù)問(wèn)題5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)鎖相環(huán)通常由三部分組成：鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）。鎖相環(huán)中的鑒相器又稱為相位比較器，它的作用是檢測(cè)輸入信號(hào)和輸出信號(hào)的相位差，并將檢測(cè)出的相位差信號(hào)轉(zhuǎn)換成ud（t）電壓信號(hào)輸出，該信號(hào)經(jīng)低通濾波器濾波后形成壓控振蕩器的控制電壓uc（t），對(duì)振蕩器輸出信號(hào)的頻率實(shí)施控制。5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——原理分析鑒相器（PhaseDetector）：鎖相環(huán)中的鑒相器通常由模擬乘法器組成，利用模擬乘法器組成的鑒相器電路如上圖。5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——原理分析環(huán)路濾波器（LoopFilter）：環(huán)路濾波器通常為低通濾波器，主要作用是將鑒相器產(chǎn)生電壓的和頻信號(hào)濾除，因此有：壓控振蕩器（VoltageControlledOscillator）：其中：為固有振蕩頻率。5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——原理分析相位跟蹤原理：綜合鎖相環(huán)的各個(gè)組成環(huán)節(jié)，當(dāng)上式等于零時(shí)，即輸入和輸出的頻率和初始相位保持恒定不變的狀態(tài)，uc(t)為恒定值，意味著鎖相環(huán)進(jìn)入相位鎖定狀態(tài)；當(dāng)上式不等于零時(shí)，輸入和輸出的頻率不等，uc(t)隨時(shí)間變化，導(dǎo)致壓控振蕩器的振蕩頻率也隨時(shí)間變化，鎖相環(huán)進(jìn)入“頻率牽引”，自動(dòng)跟蹤輸入頻率，直至進(jìn)入鎖定狀態(tài)。5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——數(shù)學(xué)建模從分析可以知道，鑒相器是用來(lái)比較輸入信號(hào)與輸出信號(hào)的相位，同時(shí)輸出一個(gè)對(duì)應(yīng)于兩信號(hào)相位差的誤差電壓。鑒相器模型：

線性化5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——數(shù)學(xué)建模環(huán)路濾波器是一個(gè)線性濾波電路，其作用是消除誤差電壓中的高頻分量和系統(tǒng)噪聲，以保證環(huán)路所要求的性能，同時(shí)增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性。因此，環(huán)路濾波器的模型是誤差調(diào)節(jié)器，可以采用經(jīng)典PID控制。環(huán)路濾波器模型：5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——數(shù)學(xué)建模壓控振蕩器是一種電壓/頻率變換裝置。在線性范圍內(nèi)，其特性方程如下：壓控振蕩器模型：對(duì)于輸出，我們需要的是瞬時(shí)相位，而不是瞬時(shí)頻率，因此以為參考的輸出瞬時(shí)相位為：5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——數(shù)學(xué)建模模擬鎖相環(huán)復(fù)頻域模型：5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的三相鎖相環(huán)設(shè)計(jì)5.4.1數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計(jì)——基于旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的三相鎖相環(huán)設(shè)計(jì)5.4.2逆變器并聯(lián)技術(shù)1.逆變器并聯(lián)的基本原理5.4.2逆變器并聯(lián)技術(shù)2.有互連線并聯(lián)集中控制：結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制容易，均流效果較好。但集中控制方式的可靠性不高，冗余性較差，一旦集中控制器出現(xiàn)故障，整個(gè)系統(tǒng)會(huì)陷入癱瘓狀態(tài)。主從控制：省去了集中控制器，提高了系統(tǒng)可靠性。但主控制器與從控制器不是處于同一地位，從控制器出現(xiàn)故障時(shí)系統(tǒng)不受影響，但主控制器一旦出現(xiàn)故障還是會(huì)影響整個(gè)系統(tǒng)分布式控制：真正實(shí)現(xiàn)了冗余，每臺(tái)設(shè)備的正常運(yùn)行并不依賴其他設(shè)備，從而使系統(tǒng)穩(wěn)定性得到了保障。但這種控制方式用到的信號(hào)連線過(guò)多，容易受到干擾，不適合遠(yuǎn)距離的并聯(lián)。5.4.2逆變器并聯(lián)技術(shù)2.無(wú)互連線并聯(lián)阻抗呈感性有功功率與電壓的相交有關(guān)無(wú)功功率與電壓的幅值有關(guān)，通過(guò)對(duì)相角和幅值的控制可以對(duì)有功功率和無(wú)功功率進(jìn)行控制。5.4.2逆變器并聯(lián)技術(shù)2.無(wú)互連線并聯(lián)國(guó)內(nèi)外學(xué)者做了大量研究，總結(jié)為以下的方向：（1）解耦控制。逆變器輸出的線路阻抗不是純感性時(shí)，有功和無(wú)功都與電壓和頻率有關(guān)，有功無(wú)功耦合在一起，這樣在進(jìn)行下垂控制時(shí)可能產(chǎn)生正反饋。（2）諧波注入法。這種方法通過(guò)在設(shè)備電壓給定中加入適當(dāng)?shù)男》抵C波，利用其產(chǎn)生的功率調(diào)節(jié)電壓幅值，來(lái)提高到無(wú)功功率和諧波功率效果。此種方法能夠減小線路電阻對(duì)并聯(lián)系統(tǒng)的影響，但顯然由于引入了諧波，會(huì)增加輸出電壓的畸變率。（3）下垂系數(shù)自適應(yīng)控制。下垂控制會(huì)輸出電壓的幅值與頻率受到功率變換而影響，進(jìn)而影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。例如當(dāng)輸出有功功率很大時(shí)，電壓的頻率也會(huì)降低很多，同理無(wú)功功率的增大會(huì)使電壓幅值下降，當(dāng)這種波動(dòng)超出了系統(tǒng)所允許的范圍時(shí)，就會(huì)影響負(fù)載運(yùn)行。所以利用下垂控制實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)系統(tǒng)的均流，但是同時(shí)也帶來(lái)了供電系統(tǒng)的電壓和幅值不穩(wěn)定的問(wèn)題。