11.1雙基地感知背景介紹 11.2雙基地感知和單基地感知性能對比分析 32雙基地感知系統(tǒng)架構 82.1通信感知融合架構介紹 82.2感知業(yè)務流程 92.3測量量定義與感知信息傳輸 152.3.1感知測量量定義 2.3.2感知信息傳輸協(xié)議棧 2.3.3測量結果上報 3雙基地感知關鍵技術 213.1信號設計 213.1.1序列設計 213.1.2資源映射方案 233.1.3感知與通信信號資源復用 293.2雙基地感知參數(shù)估計 333.2.1譜估計基本方法 333.2.2雙基地感知位置信息計算 363.2.3基于NLOS的感知方法 373.3非理想因素消除 403.3.1硬件非理想因素及影響 403.3.2硬件非理想因素消除方案 413.3.3雙基地雜波消除方案 443.4波束管理和預編碼 463.4.1雙基地感知波束管理 463.4.2雙基地感知數(shù)字預編碼方案 514仿真評估和樣機驗證 544.1仿真評估方法 544.1.1雙基地感知信道建模 544.1.2雙基地感知仿真評估方法 564.2樣機驗證 594.2.1基站間協(xié)作目標定位 594.2.2雙基地感知呼吸監(jiān)測 604.2.3雙基地多節(jié)點協(xié)作軌跡追蹤 634.2.4雙基地感知無源目標定位 664.2.5基于LOS與NLOS同步校準的雙基地試驗 684.2.6雙基地動作檢測 705總結與展望 72參考文獻 73縮略語 76雷達領域中按發(fā)射天線和接收天線是否分置可分為單基地雷達和雙基地雷達，并且雙基地雷達一般要求發(fā)射天線和接收天線距離與雷達作用距離可比擬[1]。雙基地雷達可以通過接收專用發(fā)射機發(fā)射的信號進行工作，也可以通過接收為其他目的而設計的發(fā)射機發(fā)射的信號進行工作，后者也可稱作無源雷達、無源相干定位雷達、被動雷達或非合作照射源雷達[2]，這類雷達是雙基地雷達的一種特例，其利用相關的電磁波探測理論技術與信號處理技術，獲取第三方設備發(fā)射的非合作電磁信號，實現(xiàn)對目標的探測、定位、跟蹤和識別。雙基地雷達的應用領域非常廣泛，涵蓋了軍事、民用、科研等多個領域，在飛行目標、海上船只檢測和跟蹤，氣象監(jiān)測和預報，道路交通監(jiān)測等不同應用場景發(fā)揮了重要作用。雙基地雷達的特性與雙基地幾何形狀緊密關聯(lián)，特別是由發(fā)射機、目標和接收機形成的雙基地三角形，雙基地三角形所處的平面稱為雙基地平面，如圖1-1所示。其中，發(fā)射機和接收機之間的距離稱為基線距離或簡稱基線，發(fā)射機到目標以及接收機到目標之間連線的夾角稱為雙基地角，該角度也通常用于表征單基地雷達和雙基地雷達性能之間的差異。雙基地雷達接收機直接測量的距離信息通常是目標到發(fā)射機以及目標到接收機的距離和減去基線距離，即雙基地距離差，當基線距離已知時，可以得到目標到發(fā)射機以及目標到接收機的距離和。雙基地雷達中進一步計算目標到接收機/發(fā)射機的距離或目標位置信息需要對雙基地三角形進行求解，通常需要獲取發(fā)射機和接收機之間的相對位置信息。βTx參考雙基地雷達的定義，可以將收發(fā)設備天線分置的感知模式統(tǒng)稱為雙基地感知模式。基于當前移動通信網絡架構共可支持6種感知模式，分別是（1）基站自發(fā)自收2）基站A發(fā)基站B收3）基站發(fā)終端收4）終端發(fā)基站收5）終端自發(fā)自收6）終端A發(fā)終端B收。其中，模式（1）和（5）屬于單基地感知模式，其他4種感知模式屬于雙基地感知模式。不同感知模式的優(yōu)缺點總結如表1-1所示。表1-1不同感知模式優(yōu)缺點對比雙基地感知相較于傳統(tǒng)的單基地感知，展現(xiàn)出多方面的優(yōu)勢，是實現(xiàn)高精度、廣覆蓋感知的重要基礎。首先，雙基地感知提供了更多的可利用感知路徑，可從多個候選接收節(jié)點中選擇具備視距（LineOfSight，LOS）路徑的最佳節(jié)點，有效減少感知盲區(qū)。其次，雙基地感知依托更豐富的散射強度，通過不同方向接收目標回波信號，顯著提升了信號的平均散射強度。此外，通過多基地的協(xié)同，擴大了感知的空間覆蓋范圍。對于移動目標，雙基地感知能夠通過動態(tài)節(jié)點選擇和高效的小區(qū)切換實現(xiàn)連續(xù)感知，確保目標在其整個活動范圍內都能被精準跟蹤。對于單基地感知，接收機受到由發(fā)射泄露引起的強自干擾的影響，自干擾會引起接收機飽和或者減小感知信號的動態(tài)范圍[3]。減小自干擾的方法包括兩個方面，一方面是進行干擾隔離，盡量減小接收機接收到的發(fā)射泄露信號；另一方面是進行干擾消除，以減小接收到的發(fā)射泄露的影響。干擾隔離的方法包括：進行空間隔離，通過增加收發(fā)距離來降低接收到的發(fā)射泄露；或者采用金屬或吸波材料，來對從發(fā)射機到接收機之間的鏈路進行射頻屏蔽。干擾消除的方法主要是在模擬域或者數(shù)字域，通過對已知的發(fā)射信號進行加權對消來實現(xiàn)[4][5]。雙基地感知中不存在自干擾的問題，不需要進行相應的硬件改動。此外，雙基地感知由于信號來源多樣化，對單點干擾的抵抗能力更強，而單基地感知更容易受到定向干擾的影響。目標識別能力是雙基地感知的另一個優(yōu)勢，通過多角度觀測，可以獲得目標更全面的散射特性，提高識別準確性；單基地感知由于目標特征信息相對有限，可能導致誤識別率增加。雙基地感知的協(xié)作增益是其另一大優(yōu)勢。通過雙基地以及多基地模式的協(xié)作，不僅提升了信噪比（SNR）和目標檢測概率，還可以通過幾何增益有效降低隨機誤差。同時，多節(jié)點提供的冗余信息能夠用來排除故障節(jié)點，進一步增強感知系統(tǒng)的可靠性、穩(wěn)定性和三維環(huán)境的完整還原能力。雙基地感知還具有靈活的干擾協(xié)調能力，通過動態(tài)調度部分節(jié)點作為協(xié)作接收節(jié)點，既能夠有效抑制多種干擾問題，如信號直射干擾和互干擾，又能在提升感知精度的同時優(yōu)化通信網絡的整體性能。同時，雙基地感知作也面臨多方面的挑戰(zhàn)。首先，雜波抑制的消除是一大挑戰(zhàn)，特別是在回波信號較弱的情況下，需要有效的算法來抑制雜波干擾并提高感知精度。此外，高精度同步也是基礎條件，因發(fā)射與接收節(jié)點之間的時間同步誤差會直接影響感知定位精度，例如10納秒的同步誤差可能導致3米的定位誤差。非視距識別與利用也是雙基地感知的核心挑戰(zhàn)之一，特別是當存在遮擋時，如何識別和利用非視距感知路徑。此外，感知目標移動時的節(jié)點選擇與切換需要高效的機制，以確保感知任務的連續(xù)性與準確性。系統(tǒng)復雜度的增加也是主要問題之一，需要處理基站間的同步和數(shù)據(jù)融合，這增加了系統(tǒng)的復雜性。多基站的部署和維護成本也高于單基地系統(tǒng)。此外，雙基地系統(tǒng)對網絡的要求較高，需要高帶寬、低延遲的基站間通信網絡。信號處理的復雜性也隨之增加，需要更復雜的算法來處理多源數(shù)據(jù)，增加了計算負擔。感知覆蓋：雙基地感知和單基地感知在覆蓋性能上存在差異，考慮噪聲影響時，單基地感知的覆蓋范圍可以定義為圓形區(qū)域，而雙基地感知的覆蓋范圍定義為卡西尼橢圓區(qū)域，雙基地感知距離方程可表示為[6]其中，RT、RR分別表示目標到發(fā)射機和接收機的距離，PT表示發(fā)射功率，GT、GR分別表示發(fā)射和接收天線增益，λ為波長，σB為目標雷達截面積（RadarCrossSection，RCSFT、FR分別表示從發(fā)射機或接收機到目標的路徑傳播因子，k表示玻爾茲曼常量，Ts表示接收機噪聲溫度，Bn表示接收機噪聲帶寬，SN)min表示目標檢測所需的信噪比，LT、LR分別表示發(fā)射機和接收機系統(tǒng)損耗。令雙基地感知信噪比可以表示為進而得到雙基地感知恒信噪比等高線如圖1-2所示，其中K=30L4，L為基線距離?？梢钥闯?，隨著基線距離與雙基地距離之間的大小關系不同，雙基地感知最大覆蓋區(qū)域為近似橢圓，或雙紐線或變?yōu)閮刹糠謾E圓。對于雙基地感知，距離發(fā)射機或接收機較近的區(qū)域的信噪比水平較好，因此相比于單基地感知，雙基地感知可以通過選擇收發(fā)設備提升覆蓋性能。尤其是對于終端參與的感知業(yè)務，終端數(shù)量更多、位置更加靈活，通過選擇合適的終端能夠有效提升感知性能。圖1-3給出了城市微蜂窩（UrbanMicro，Umi）場景下基站自發(fā)自收感知信號的單基地感知和基站發(fā)用戶設備（UserEquipment，UE）收感知信號的雙基地感知的感知信干噪比（SignaltoInterferenceplusNoiseRatio，SINR）的仿真結果，感知SINR表示經過感知目標反射的徑或簇的信號功率與干擾和噪聲的比值。對于雙基地感知，假設感知目標與UE的距離不超過10m。仿真結果表明，由于感知接收節(jié)點距離感知目標更近，雙基地感知相比單基地感知在移動蜂窩網絡架構下能夠獲得更好的感知覆蓋性能。此外，雙基地感知相比于單基地感知提供了更多觀察角度，這對于環(huán)境重構、目標識別等感知應用均有一定好處。感知測量范圍和分辨率：覆蓋性能與感知信噪比（SignaltoNoiseRatio，SNR）或感知SINR直接相關，感知無模糊測量范圍及感知分辨率性能則與信號資源配置有關。相比于單基地感知，雙基地感知性能指標中無模糊測距/測速范圍，以及距離/速度分辨率除了受到信號配置的影響，還受到發(fā)射機、接收機和感知目標的位置關系的影響。單基地感知和雙基地感知信號資源配置與無模糊測量范圍和分辨率性能之間關系如表1-2所示[7]。感知性能計算公式影響因素無模糊范圍無模糊測距范圍單基地感知感知信號頻域采樣雙基地感知感知信號頻域采樣間隔、雙基地角無模糊測速范圍單基地感知波長、感知信號周期雙基地感知波長、感知信號周期、雙基地角無模糊測角范圍波長、天線間距分距離分辨率單基地感知帶寬辨率雙基地感知帶寬、雙基地角速度分辨率單基地感知波長、感知符號周期、感知符號數(shù)雙基地感知波長、感知符號周期、感知符號數(shù)、雙基地角角度分辨率波長，陣列的孔徑注：B為信號帶寬，M為脈沖數(shù)，Tr為脈沖重復周期，Δf為信號頻域采樣間隔,θ3dB為3dB波束寬度，c為光速，λ為信號波長，D為陣列的孔徑，d為天線間距，β為雙基地角。測距類感知應用中，除了需要考慮信號頻域資源間隔對測距范圍的限制，通常還需要考慮循環(huán)前綴（CyclicPrefix，CP）對測距范圍的限制。當感知目標距離收發(fā)機較遠時，接收機接收到的感知回波信號時延超出CP范圍會導致產生符號間干擾，影響測距性能。雙基地感知通常通過測量感知目標回波信號與LOS信號的相對時延計算距離信息，因此相比單基地感知，雙基地感知對無模糊測距范圍，即信號頻域資源間隔和CP長度的要求更低。感知檢測盲區(qū)：感知系統(tǒng)實現(xiàn)動目標檢測主要依賴于多普勒檢測，這意味著經過目標反射的回波信號上通常疊加多普勒頻率。然而，在一些場景下，經過目標反射的回波信號上沒有多普勒頻率或者多普勒頻率很小，這種情況通常被稱為“盲速”[8]。在單基地感知模式下，如果感知目標的運動方向垂直于感知信號的傳播方向，則在時域上相鄰采樣點之間沒有信號時延的變化，從而沒有多普勒頻率。在雙基地感知模式下，如果感知目標沿著以感知信號的發(fā)送端設備和接收端設備為焦點的橢圓運動，則在時域上相鄰采樣點之間也沒有信號時延的變化，從而也沒有多普勒頻率。更一般地，如果感知目標的運動方向與上述的運動方向較為接近，則由感知目標的運動在感知信號上疊加的多普勒頻率較小，很難被檢測出來。除了速度檢測盲區(qū)以外，單基地感知和雙基地感知在測距盲區(qū)上也存在差異。對于單基地感知模式，在采用脈沖體制的信號，通過收發(fā)分時的方式感知時，在開始接收信號之前到達接收天線的回波信號將不會被接收，因此將會存在近距離盲區(qū)的問題[8]。前面提到，對于雙基地感知模式，通過測量感知目標回波信號與LOS信號的相對時延計算距離信息。因此，當感知目標位于感知信號的收發(fā)端連線及其鄰近區(qū)域內時，感知目標回波信號與LOS信號的到達時間幾乎是一致的，因而沒有時延差或者時延差較小，導致無法測量感知目標的距離。該區(qū)域稱為雙基地感知的前向散射區(qū)域，此時無距離分辨能力導致系統(tǒng)無法直接定位，只能依靠回波多普勒等信息非線性求解目標運動參數(shù)[9]。感知資源開銷：通信系統(tǒng)引入感知功能后，通常會擠占部分通信業(yè)務的資源，導致通信速率下降。對于單基地感知，通常還需要對通信系統(tǒng)進行額外的硬件資源改動以支持接收回波信號，在采用連續(xù)波感知的情況下還需要支持全雙工能力，進行有效的自干擾抑制。雙基地感知則可以復用通信收發(fā)鏈路，在滿足感知覆蓋要求的情況下，直接利用通信信號進行感知，或對通信信號進行增強從而兼顧感知性能，無需分配專用的感知信號資源，不對通信業(yè)務產生影響。通信感知融合整體架構如圖2-1所示，其中感知相關的主要功能包括感知信號測量、感知數(shù)據(jù)處理、感知數(shù)據(jù)存儲、感知數(shù)據(jù)應用和感知控制管理。-感知信號測量，指感知信號接收節(jié)點對接收到的感知信號進行時域、頻域信道估計，時延、多普勒和角度估計等獲得感知所需的信道特性的過程。在移動網絡通信感知融合中，UE和無線接入網（RadioAccessNetwork,RAN）具有感知信號測量功能。對于雙基地感知，感知信號發(fā)送節(jié)點和感知信號接收節(jié)點為不同的網絡節(jié)點，例如基站發(fā)送UE接收，UE發(fā)送基站接收，基站A發(fā)送基站B接收，UEA發(fā)送UEB接收。-感知數(shù)據(jù)處理，指對前述獲取的感知測量數(shù)據(jù)（如信道響應信息、時延、多普勒或角度信息等）進行進一步處理，獲取感知目標信息的過程。在移動網絡通信感知融合中，UE和RAN的感知數(shù)據(jù)處理功能是可選功能。對于UE，取決于UE是否有意愿或是否具備算力對感知測量信道進行進一步處理。對于RAN，取決于RAN是否被允許對感知測量的信道信息進行進一步處理。例如進一步處理可能獲得的感知目標信息屬于敏感信息，那么就不允許在RAN處理，相應地感知數(shù)據(jù)處理功能位于核心網（CoreNetwork，CN）。-感知數(shù)據(jù)存儲，指根據(jù)感知需求和感知隱私與安全等，將感知數(shù)據(jù)存儲在UE、RAN、CN或者第三方服務器。-感知數(shù)據(jù)應用，指根據(jù)具體的感知應用場景對感知目標的信息進行應用，完成感知的過程。通信感知融合的應用場景可以分為網絡向應用功能提供感知服務（也稱為對外感知服務，NETforSensing）和感知輔助網絡（也稱為對內感知服務，SensingforNET）。對于對外提供感知服務，感知數(shù)據(jù)應用位于CN或UE。對于對內感知服務，感知數(shù)據(jù)應用可以位于RAN側。-感知控制管理，指感知過程中的控制和管理，包括感知節(jié)點的能力上報，感知節(jié)點的選擇，感知測量配置，感知數(shù)據(jù)的隱私與安全管理等。感知信息包括感知信令和感知數(shù)據(jù)。感知信息傳輸包括空口傳輸和有線接口傳輸。感知信息空口傳輸包括如下潛在的三種方式及其組合：-方式1：基于控制面?zhèn)鬏敻兄畔?，在已有信令承載（如SRB、MACCE、UCI格式）上增強支持感知的信令或數(shù)據(jù)傳輸；-方式2：基于用戶面?zhèn)鬏敻兄畔?，在已有?shù)據(jù)承載（如DRB）上增強支持感知的信令或數(shù)據(jù)傳輸；-方式3：新定義的數(shù)據(jù)面承載可根據(jù)感知信令或數(shù)據(jù)需求支持靈活優(yōu)先級和終結點，以及優(yōu)化的數(shù)據(jù)面配置（如PDCP配置等）。感知信息有線接口傳輸包括如下潛在的三種方式及其組合：-方式1：基于控制面?zhèn)鬏敻兄畔?，在已有信令接口（如基于SCTP/IP的N2、Xn）上增強支持感知的信令或數(shù)據(jù)傳輸；-方式2：基于用戶面?zhèn)鬏敻兄畔ⅲ谝延杏脩裘娼涌冢ㄈ缁贕TP-U/UDP/IP的N3）上增強支持感知的信令或數(shù)據(jù)傳輸；-方式3：基于數(shù)據(jù)面?zhèn)鬏敻兄畔ⅲ露x一種數(shù)據(jù)面接口支持感知的信令或數(shù)據(jù)傳輸。新定義的數(shù)據(jù)面接口可根據(jù)感知信令或數(shù)據(jù)需求支持靈活拓撲。圖2-1通信感知融合系統(tǒng)架構感知業(yè)務流程包括節(jié)點選擇、能力上報、感知測量配置等，相對于單基地感知，雙基地感知還需要考慮發(fā)射機和接收機之間的消息交互。a)節(jié)點選擇首先根據(jù)感知業(yè)務需求，選擇感知區(qū)域和感知模式。然后根據(jù)選擇的感知模式和感知區(qū)域，選擇參與感知的基站和/或終端。只有具有感知節(jié)點選擇權的節(jié)點才能進行感知節(jié)點選擇。而感知節(jié)點選擇權與感知模式緊密相關。有些模式下，感知節(jié)點的選擇更適合由感知網絡功能(SF，SensingFunction)執(zhí)行，有些感知模式下，感知節(jié)點的選擇更適合由基站執(zhí)行，有些模式下，可以使用混合方式，比如，在基站發(fā)送-基站接收模式下，可以由SF選擇感知信號發(fā)送基站，而由感知信號發(fā)送基站確定感知響應接收基站。感知節(jié)點的選擇需要考慮多方面的因素，比如，候選節(jié)點移動與否，候選節(jié)點的感知能力是否能夠滿足感知業(yè)務需求，是否存在感知LOS徑，以及候選感知節(jié)點的狀態(tài)，包括設備是否正在進行感知/通信業(yè)務、當前可用頻帶、可使用的計算資源等。感知節(jié)點選擇本身應該不需要太多流程交互，可以僅包括節(jié)點選擇指示和確認過程，即：節(jié)點選擇設備向被選擇的節(jié)點確認是否愿意承擔感知節(jié)點的任務，如圖2-2所示。圖2-2感知節(jié)點選擇流程相對于單基地感知模式，雙基地感知模式下，感知節(jié)點的選擇可能相對復雜一些。比如，需要分別考慮感知信號發(fā)送設備和感知響應接收設備的移動性、能力和狀態(tài)；需要分別考慮感知信號發(fā)送設備的變換、感知信號接收設備的變換或者感知信號發(fā)送設備和感知信號接收設備同時變換帶來的感知節(jié)點重選等場景。一種節(jié)點選擇的方式是將不同感知模式的感知節(jié)點分成幾個子集，如基站自發(fā)自收子集和基站發(fā)終端收子集。在節(jié)點建立和更新步驟時，需要綜合考慮所有子集中的節(jié)點信息，選取合適的感知模式和對應的節(jié)點，構成最終選定的子集。選擇感知模式和節(jié)點的規(guī)則可以針對不同的感知場景和用例進行設定，比如以基站自發(fā)自收為主，在小區(qū)邊緣或基站覆蓋盲區(qū)選擇終端相關的雙基地感知模式進行輔助，如圖2-3所示。對于復雜的場景，也可以使用AI輔助進行感知模式和節(jié)點的選擇。最終選定的各子集分別進行相應的感知操作，如感知信號的配置、發(fā)送、接收，以及信號處理和感知結果計算等。圖2-3雙基地感知參與協(xié)作感知時的節(jié)點選擇示例b)能力上報首先，感知節(jié)點能力上報應該是按需的，而不是必須要上報的。不應該作為UE能力隨著UE的通信能力一起上報。因為如果沒有感知業(yè)務，上報感知設備感知能力就會造成通信資源和設備能量的浪費。按需上報時，感知能力可以作為數(shù)據(jù)傳輸，而不需要通過控制信令傳輸。其次，感知能力上報的對象應該是具有感知節(jié)點選擇權的設備。比如，感知節(jié)點的選擇在感知網絡功能SF/基站/UE執(zhí)行，那么，感知節(jié)點的能力就對應的上報到SF/基站/UE。就雙基地感知而言，執(zhí)行感知節(jié)點選擇的設備需要同時獲得感知信號發(fā)送設備和感知響應接收設備的感知能力，以便綜合進行感知節(jié)點選擇判斷。并且，對于雙基地感知而言，候選節(jié)點也可以主動選擇作為發(fā)送/接收節(jié)點上報相應感知能力，例如，選擇作為感知信號發(fā)送節(jié)點可以只上報有關感知信號發(fā)送相關的能力和/或設備狀態(tài)；同樣，選擇作為感知響應接收節(jié)點則可以只上報有關感知響應接收相關的能力和/或設備狀態(tài)即可。感知能力請求和上報流程如圖2-4所示，其中，上報的感知能力包括：支持的感知模式、感知信號的發(fā)送和接收能力、支持的感知模式下的感知測量方法，以及對應的感知測量方法對應的精度等。圖2-4感知能力上報流程c)感知測量配置感知測量配置，主要配置如何執(zhí)行感知操作，比如發(fā)送感知測量相關的配置，感知測量結果反饋相關的配置等。對于雙基地感知而言，可以只向感知信號發(fā)送設備配置感知信號發(fā)送相關的配置，向感知信號接收設備發(fā)送感知信號接收或者測量相關的配置，以及感知結果反饋相關的配置（如果感知測量結果需要向設備外發(fā)送）。關于感知測量配置，感知測量用的感知信號發(fā)送資源應該由感知測量資源的控制設備配置，比如，基站發(fā)送-UE接收的感知模式下、UE發(fā)送-基站接收的感知模式下，和UE發(fā)送-UE接收的感知模式下，基站具有資源使用的絕對控制權，那么，應該由基站負責感知測量配置的發(fā)送。因此，基于不同模式測量配置的流程可以包括如下幾種情況：對于基站發(fā)送-UE接收、UE發(fā)送-基站接收的感知模式，由基站發(fā)送感知測量配置，如圖2-5所示。圖2-5感知測量配置示例對于UE發(fā)送-UE接收的感知模式，收發(fā)雙方都從基站接收感知測量配置，如圖2-6所示。圖2-6感知測量配置示例或者，感知信號接收UE從感知信號發(fā)送UE獲取感知測量配置，如圖2-7所示。圖2-7感知測量配置示例對于基站發(fā)送-基站接收的感知模式，可能需要感知信號發(fā)送基站與感知響應接收基站進行協(xié)商以確定感知測量的配置，因為兩者都有資源決定權，一方獨立決定感知資源可能對另外一方本身的資源使用造成影響。所以對于基站發(fā)送-基站接收的感知模式，測量配置的流程可以包括如下幾種情況：基站之間直接協(xié)商確定感知測量配置，如圖2-8所示。圖2-8感知測量配置示例收發(fā)基站通過AMF/SF中轉協(xié)商，確定最終的感知測量配置，如圖2-9所示.圖2-9感知測量配置示例d)非連接態(tài)下感知流程在UE參與的雙基地感知業(yè)務過程中，可能通信數(shù)據(jù)傳輸需求很低，如果UE能支持非連接態(tài)下的感知操作，對UE降低功耗是很有意義的。比如利用基站發(fā)UE收的下行感知信號進行呼吸和入侵檢測，利用UE發(fā)基站收的上行感知信號做環(huán)境重構等，都需要支持非連接態(tài)UE進行感知操作?；谙滦行盘栠M行感知時，如果UE支持非連接態(tài)感知，對應的感知流程如圖2-10所示。圖2-10基于下行信號的UE非連接態(tài)感知流程感知業(yè)務觸發(fā)后，根據(jù)UE上報能力（如支持非連接態(tài)下感知信號接收和信號處理網絡可配置UE在非連接態(tài)下進行感知操作。如果當前沒有通信數(shù)據(jù)傳輸需求，UE進入非連接態(tài)。基站根據(jù)配置進行感知信號的發(fā)送，UE根據(jù)配置進行感知信號的接收和數(shù)據(jù)處理。在UE側，感知操作需要與通信的相關操作聯(lián)合進行，比如同步、paging接收以及測量等操作。如果感知數(shù)據(jù)需要上報，一種方式是UE進入連接態(tài)，根據(jù)網絡配置進行感知數(shù)據(jù)的上報，如圖2-10(a)。這種操作對感知數(shù)據(jù)量和上報方式（如周期性上報，或事件觸發(fā)上報）等沒有特別要求，但UE需要通過隨機接入進入連接態(tài)，需要額外的信令，同時時延也較大。如果感知數(shù)據(jù)量比較少，另外一種可能的方式是在inactivemode下通過SDT（SmallDataTransmission,Rel-17）進行上報，如圖2-10(b)。在此過程中如果有通信業(yè)務需求，UE需要進入連接態(tài)，感知操作需要繼續(xù)進行，此時感知測量配置和感知數(shù)據(jù)上報需要依據(jù)連接態(tài)下的配置。基于UE發(fā)基站收的上行信號感知操作同樣也需要考慮UE非連接態(tài)下的流程。對應的感知流程如圖2-11所示。與基于下行信號的感知類似，感知業(yè)務觸發(fā)后，根據(jù)UE上報能力（如支持非連接態(tài)下感知信號發(fā)送網絡可配置UE在非連接態(tài)下進行感知操作。如果當前沒有通信數(shù)據(jù)傳輸需求，UE進入非連接態(tài)。UE根據(jù)配置進行上行感知信號的發(fā)送，如圖2-11(a)。在UE側，需要將感知信號發(fā)送和通信相關操作聯(lián)合進行處理?；緞t進行感知信號接收和信號處理。另外一種做法如圖2-11(b)所示,在inactivemode，UE可以通過小數(shù)據(jù)傳輸（SmallDataTransmission，SDT）進行上行感知信號的發(fā)送。當UE處于idlemode時，接入網沒有UE的信息，如何觸發(fā)這些UE參與感知是需要進一步研究的問題。在6G時代，感知技術正成為信息通信領域的關鍵技術之一。相比單基地感知，雙基地感知在目標探測時對時延、多普勒頻移和角度等基本測量量的計算和定義存在差異。這種差異源于收發(fā)節(jié)點間復雜的路徑傳播特性和干擾環(huán)境，傳統(tǒng)測量量已難以滿足復雜感知需求。因此，針對多樣化的感知業(yè)務和場景需求，亟需定義符合實際感知要求的測量量，以支撐雙基地感知的高效實現(xiàn)。感知信息可能包括多種層級，如下給出一種感知信息層級劃分示例：-感知結果：目標的距離、速度、位置信息、軌跡等，還可以是呼吸/心跳等生命體征信息，手勢/動作識別信息，或者是車輛稽查信息，智慧路口和動態(tài)地圖等，或者是成像結果、天氣、空氣質量、形狀、材質、成分等。-感知初步數(shù)據(jù)：時延、多普勒、角度、信號強度（功率也可以是譜信息，包括時延擴展譜、多普勒譜、微多普勒譜、角度譜，或者是以上至少兩者的組合，例如時延-多普勒譜，或時延-角度譜，或時延-多普勒-角度譜等。-感知原始數(shù)據(jù)：接收信號或者原始信道信息（如接收信號或信道響應的復數(shù)結果、幅度和/或相位、I路/Q路及其相關運算結果）。3GPPTS38.215中定義了通信系統(tǒng)常用的測量質量指標，包括參考信號接收功率（ReferenceSignalReceivedPower，RSRP）、參考信號接收質量（ReferenceSignalReceivedQuality，RSRQ）、SINR等[10]。以SINR為例，其定義為特定資源單元上的信號功率除以噪聲和干擾功率，當不考慮干擾時，可以用SNR替代SINR，其定義為特定資源單元上的信號功率除以噪聲功率。在通信系統(tǒng)中，SNR是衡量信號傳輸質量的重要指標，與通信性能好壞緊密關聯(lián)，一般可以認為，SNR越高意味著信號傳輸質量越好，系統(tǒng)誤碼性能越好。對于通信系統(tǒng)，SNR（或SINR）中的信號功率指經過LOS傳播，以及經過信道中各種反/散射體關聯(lián)的多徑信道傳播的全部接收信號功率之和。對于感知系統(tǒng)，SNR（或SINR）中的信號功率指經過與感知目標關聯(lián)的多徑信道傳播后的接收信號功率，即經過感知目標反射的接收信號功率。對于不同的感知業(yè)務，信號功率的計算存在差異，例如對于車輛、行人或無人機檢測，信號功率指經過環(huán)境中的動態(tài)目標反射的接收信號功率，而經過靜態(tài)目標反射的接收信號被視為靜態(tài)雜波，對于靜態(tài)環(huán)境重構或障礙物檢測，信號功率則包含經過靜態(tài)目標反射的接收信號功率。對于感知SNR（或SINR首先要定義感知目標相關的信號功率（分子部分）。以上報點云信息為例，可以是以散射點為單位定義SNR或SINR。分子部分為每個散射點的功率，同一目標各散射點的信號功率可能不一樣。其次要定義噪聲、干擾和雜波（分母部分）。其中包含熱噪聲、干擾（通信或其它感知信號）以及動態(tài)雜波，它們是通過感知算法無法消除的部分，可以假設在一定時延、多普勒和角度域范圍內（如感知信號所能觀測的范圍內）分布相同。由于SNR和SINR主要用于表征統(tǒng)計意義的信號質量，所以噪聲和干擾等可以通過對無目標、無可消除雜波和干擾區(qū)域的功率取平均來計算。需要特別指出的是，對于LOS徑（雙基地感知中發(fā)送節(jié)點和接收節(jié)點之間的直射徑）和靜態(tài)雜波等，通?？梢酝ㄟ^感知處理消除，并不會對感知結果有太大影響（在某種意義上可以看作是“目標”可以不包含在分母內。所以在估計SINR時，需要先對LOS徑、干擾和雜波等實行一些消除算法，再統(tǒng)計平均噪聲和干擾的功率。圖2-12中給出了感知性能評估結果以及相應的通信SNR和感知SNR的統(tǒng)計結果，仿真中采用TRP-UE雙基地感知模式，由于UE位置不同，其觀測到的感知目標RCS大小不同，且經過感知目標反射的傳播路徑損耗不同，因此不同UE的感知性能存在差異。可以看出，相比于傳統(tǒng)的通信SNR，感知SNR更能夠有效反映出感知性能的好壞。因此，在感知系統(tǒng)的設計中，建議引入感知SNR、感知SINR等新的信號質量指標，其能夠更加準確地表征感知信號傳輸質量，可以用于判斷感知測量結果的好壞，還可以作為感知設備選擇/切換，感知波束管理，或感知資源配置調整等方面的參考指標。圖2-12感知精度與SNR統(tǒng)計：定位精度（左通信SNR（中感知SNR（右）更加一般化地，考慮引入SINR-P（Signal-to-Interference-plus-NoiseRatioperPath）的概念，作為感知系統(tǒng)中重要的性能指標。SINR-P表示任意路徑的信號干擾噪聲比，它能夠通過綜合考慮真實路徑損耗與干擾情況，反映每條回波路徑的信號質量。在感知任務中，SINR-P可用于選擇協(xié)作節(jié)點，從而提升感知精度。例如，在多節(jié)點協(xié)作感知過程中，節(jié)點A通過寬波束探測目標，目標反射的回波信號被其相鄰節(jié)點B、C、D等接收。相鄰節(jié)點可上報第一條遠于直達徑或第一條遠于直達徑且速度非零路徑的SINR-P，供節(jié)點A進行比較分析。最終，節(jié)點A選擇SINR-P最高的協(xié)作節(jié)點（如節(jié)點D以提升目標感知的魯棒性與準確性。圖2-13展示了這一過程，強調了節(jié)點間協(xié)作的重要性及SINR-P在實際場景中的價值。圖2-13協(xié)作節(jié)點選擇示意圖關于感知信息傳輸，其所使用的協(xié)議棧，根據(jù)不同的感知信息收發(fā)節(jié)點或者傳輸?shù)母兄畔热莸拇笮?，協(xié)議棧有所不同?？梢允褂没诳刂泼娴膮f(xié)議棧、基于用戶面的協(xié)議棧，或者基于數(shù)據(jù)面的協(xié)議棧。感知信息傳輸?shù)膮f(xié)議棧可能包括多種可能，但是，為了簡化設計，可以在標準制定過程中明確給出感知信息傳輸?shù)乃褂玫膮f(xié)議棧，而不需要通過配置或協(xié)商的方式確定協(xié)議棧。下面以前述方式1基于控制面?zhèn)鬏敻兄畔⒌姆绞綖槔?，分別給出UE和SF、基站和SF之間可能的協(xié)議棧設計。如果是UE和SF之間傳輸感知信息，其可能的協(xié)議棧如圖2-14所示，其中XX代表6G，7G等版本號。需要說明的是，圖中包含了UE和基站之間的協(xié)議棧。對于UE和基站之間的感知信息傳遞，方式1基于控制面?zhèn)鬏敻兄畔r可以使用無線資源控制（RadioResourceControl，RRC）信令傳遞，或者通過數(shù)據(jù)信道傳遞。圖2-14UE和SF之間感知信息傳輸協(xié)議棧示例基站和SF之間感知信息傳輸可能采用的協(xié)議棧設計如圖2-15所示。圖2-15基站和SF之間感知信息傳輸協(xié)議棧示例基站之間感知信息傳輸可能采用的協(xié)議棧設計如圖2-16所示。圖2-16基站之間感知信息傳輸協(xié)議棧示例網絡化通感一體是面向6G的關鍵技術。利用通信/感知信號進行感知可支持目標檢測、高精度定位、環(huán)境重構、成像等新業(yè)務，可廣泛應用于室內定位、無人機、智慧車輛、物聯(lián)網等應用場景中，助力于萬物互聯(lián)。在現(xiàn)有協(xié)議中，存在一些定位方法，即定位管理功能（LocationManagementFunction，LMF）根據(jù)RSRP、時延（差）、角度等測量量確定目標的位置。但是對于更廣泛的感知業(yè)務/感知需求來說，需要更多的測量量，這對測量量上報順序提出了更高的要求。無論進行獨立感知還是協(xié)作感知，在進行目標感知時，都可以獲取很多感知測量量，如何高效地進行測量量上報是需要關注的問題。在移動網絡中，SF需要根據(jù)網絡需求進行感知。為了解決協(xié)作高精度感知中測量量頻繁交互和資源利用率不高的問題，考慮設計新的感知測量量上報機制。該機制通過定義測量量優(yōu)先級排序方案，以及數(shù)據(jù)壓縮方案，確保收發(fā)雙方無歧義理解，保留更重要的交互內容，并提升資源利用率。在感知任務中，有多個徑/測量量信息需要上報，SF根據(jù)感知節(jié)點能力，配置多個徑/測量量的上報順序，其中上報順序包括配置徑的優(yōu)先級和測量量的優(yōu)先級，測量量的優(yōu)先級順序和徑的優(yōu)先級順序可通過網絡配置獲得。由此得到，感知節(jié)點需要上報多條徑的多個測量量。...首先討論多個徑多個測量量的排序問題，提出兩種測量量的排序方式。1）排序方式1：先徑后測量量，即按照每條徑對所有測量量進行依次排序，示意圖如圖2-17所示，其中resourceinfo表示一些固定量，Am、Bm、Cm分別表示第m條徑不同的測量量。圖2-17排序方式12）排序方式2：先測量量后徑，即按照每個測量量對所有徑進行依次排序，示意圖如圖2-18所示。Am、Bm、...Xm分別表示第m條徑不同的測量量。圖2-18排序方式2在實際網絡環(huán)境中，可能存在感知上報資源不充足的問題，則需要考慮徑的優(yōu)先級和或測量量的優(yōu)先級?？紤]優(yōu)先級情況，將測量量上報內容分為Sensing-1和Sensing-2。其中Sensing-1大小固定，包含resourceinfo和重要測量量，如果沒有占滿則對應比特置為0。Sensing-2包括其他優(yōu)先級較低的測量量。1）將優(yōu)先級較高的前m個徑的所有測量量排在前面，即Sensing-1；2）將M個徑的優(yōu)先級較高的前p個測量量排在前面，即Sensing-1；3）將優(yōu)先級較高的前m個徑且優(yōu)先級較高的前p個測量量排在前面，即Sensing-1；此外，對于感知測量量的上報問題，提出一種數(shù)據(jù)壓縮方案，如圖2-19所示。第一條徑進行所有測量量的上報，后面對于任意一條徑的測量量，都與前一條徑的測量量做差，若當前需求下需要的測量量差值都在某個范圍內，則上報當前徑的測量量時只需上報與前一條徑的測量量差值。圖2-19數(shù)據(jù)壓縮示意圖通過配置感知測量量上報規(guī)則，實現(xiàn)了在協(xié)作高精度感知中高效、準確地傳輸感知數(shù)據(jù)，不僅確保雙方對測量量組合無歧義的理解，還能夠優(yōu)先傳輸更重要的感知數(shù)據(jù)?，F(xiàn)有通信系統(tǒng)所采用的正交頻分復用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM）波形的峰值平均功率比（PeaktoAveragePowerRatio，PAPR）較高，需要對功率放大器進行功率回退才能使功率放大器工作于線性區(qū)域，導致發(fā)送功率降低，直接影響感知回波信號強度，不易被檢測。因此，若基于OFDM波形進行通信感知一體化系統(tǒng)設計，需盡可能采取低峰均比序列作為感知序列，減少功率回退，增大發(fā)射功率，提升回波信號強度?，F(xiàn)有通信系統(tǒng)中的參考信號所使用的基礎序列主要有Zadoff-Chu（ZC）序列、最長線性反饋移位寄存器（m）序列以及Gold序列。其中，ZC序列具有恒幅特性，且ZC序列的離散傅里葉變換仍然是一種ZC序列，因此，ZC序列的峰均功率比PAPR較低。ZC序列具有良好的自相關特性和互相關特性，ZC序列與其循環(huán)移位后的序列的相關值為零，不同根序列之間的循環(huán)互相關很低。而且，ZC序列具有較高的多普勒容忍能力，即具有較好的抗頻偏特性，對于高速目標反射的高多普勒頻移回波信號也有較好的檢測性能。例如，5GNR通信系統(tǒng)中的上行探測參考信號（SRS）使用的基礎序列為ZC序列。另一種常用的序列是Gold序列，它是一種偽隨機序列，是5GNR通信系統(tǒng)中使用最多的一種參考信號序列。通過對兩個m序列進行模2加得到Gold序列，然后再對Gold序列進行2-bit的QPSK調制，變成復數(shù)信號序列。例如，CInformation-ReferenceSignalDMRS（DemodulationReferenceSignal）和PRS（PositioningReferenceSignal）等參考信號的基礎序列都是Gold序列。Gold序列也具有良好的自相關特性和互相關特性，以及較好的抗頻偏特性，并且支持的序列個數(shù)多，但其峰均功率比PAPR相對較高。Gold序列和ZC序列均可作為感知信號候選序列。通信系統(tǒng)中通常逐個OFDM符號去生成和映射序列，很少考慮不同符號之間序列的關聯(lián)性，因此存在時域維度序列隨機性不足的問題，對于采用時、頻域二維聯(lián)合處理的感知系統(tǒng)，不同符號時域維度序列相關特性較差?？紤]對不同符號序列進行時域維度加擾或隨機化的方式，可以優(yōu)化其時域維度序列特性，降低互相關峰值[11]。假設每個感知相干處理時間內包含M個OFDM符號，每個符號承載長度為N的參考信號序列xm= xm0,xm1),…,xm(N—1)]T,0≤m≤M—1，通過隨機生成的系數(shù)um,0≤m≤M—1對不同符號承載的參考信號序列進行隨機化處理得到z(n,m)=xmn.um,0≤m≤M—1,0≤n≤N—1。新的信號由于是對不同符號承載的參考信號序列進行整體隨機化處理，其頻域維度序列特性沒有改變，但時域維度序列特性得到了改善。以5GNR中CSI-RS信號Gold序列和SRS信號ZC序列（開啟組跳）的生成方式為基線，與進行時域隨機化處理后的序列的互相關特性對比如圖3-1所示?？梢钥闯?，優(yōu)化后的信號時域互關特性得到了明顯改善。進一步通過系統(tǒng)仿真對優(yōu)化前后序列的感知性能進行對比評估，仿真中建模了來自鄰區(qū)的干擾。其中ZC序列進一步考慮不進行組跳和序列跳，進行組跳或序列跳的不同配置，仿真結果如圖3-2所示?？梢钥闯?，不論是Gold序列還是ZC序列，相比于5GNR現(xiàn)有的序列生成方式，對序列進行時域維度優(yōu)化后目標定位性能得到了顯著提升。圖3-2序列優(yōu)化前后定位性能對比不同于通信系統(tǒng)，感知系統(tǒng)中，感知發(fā)送節(jié)點發(fā)送信號經目標物體反射后到達接收節(jié)點處的回波信號非常弱，時域功率不均衡容易導致微弱信號的失真，從而影響感知性能。因此，針對感知參考信號，更希望能使用具有恒幅特性，時域功率均衡的序列。雖然ZC序列具有恒幅特性，但以ZC序列為基序列生成的實際使用的參考信號序列可能不再具有恒幅特性。以SRS為例，使實際使用的SRS序列長度Mzc會大于ZC根序列長度Nzc，且存在相位循環(huán)移位項Mzce—jαn，使得實際的SRS序列不再具有恒幅特性，如圖3-3所示。圖3-3SRS序列無恒幅特性示意圖一種處理方法是對不再具有恒幅特性的序列做DFT變換后再使用，使得實際使用的參考信號序列又具有恒幅特性，如圖3-4所示。圖3-4增加DFT變換后具有恒幅特性示意圖0,1,2,…,Nzc—1，對于SRS，根序列號的計算方式為q=l+12+v.—12，=Nzc.(u+1)/31。其中，u∈{0,1,…,29}是組號，v∈{0,1}是組內序列號。雖然SRS的生成支持組跳和序列跳的機制，但是最大分組個數(shù)以及組內序列數(shù)有限，因此可用的ZC序列個數(shù)有未來感知系統(tǒng)需要支持多目標感知以及多設備感知功能，因此存在需要支持更多序列個數(shù)的需求。為保證較高的距離分辨率，感知系統(tǒng)通常使用較大的帶寬資源，對應的序列長度較長。因此，若采用ZC序列作為生成感知信號的基本序列，可以通過改變組跳或序列跳的設計，例如支持更多的分組個數(shù)和組內序列個數(shù)，擴展可用的ZC序列個數(shù)，從而有利于實際應用場景中各個小區(qū)或感知設備之間的干擾隨機化，提升感知性能。感知信號資源映射規(guī)則需要考慮滿足感知分辨率和感知測量范圍等性能。更大的信號帶寬、更長的信號持續(xù)時間能夠提供更高的距離分辨率和速度（多普勒）分辨率，增加信號頻域密度和時域密度能夠提供更大的無模糊距離范圍和無模糊速度（多普勒）范圍。傳統(tǒng)的雷達感知中通常發(fā)送資源連續(xù)且時寬、帶寬較大的信號，但通感一體化系統(tǒng)中還需要考慮對通信速率的影響，因此對感知資源開銷有一定限制，需要根據(jù)感知業(yè)務中對上述幾項感知性能的需求不同來設計信號資源映射圖樣。均勻感知信號的信號配置和對應的信號處理均相對簡單，并且具有較好的感知性能。然而，在通感一體化的場景下，均勻感知信號存在如下挑戰(zhàn)[12]：l均勻感知信號的時頻資源開銷較大：為了滿足時延和多普勒的分辨率和最大不模糊測量范圍的要求，均勻感知信號所占用的子載波數(shù)和OFDM符號數(shù)較多。在多端口感知的情況下，感知信號的資源開銷問題則會更加嚴重。l均勻感知信號的配置靈活性差：為了實現(xiàn)高分辨率性能的感知，感知信號的時頻資源的跨度較大，并且均勻采樣的感知信號需要占用周期性的信號資源。存在多種多樣的通信業(yè)務（包括低時延高可靠業(yè)務）和感知業(yè)務的情況下，很難保證以特定周期重復的信號資源都能分配給某一感知信號。另外，均勻感知信號很難充分利用各種通信參考信號。在感知應用中，感知目標在時延和多普勒域通常是稀疏的，那么可以由低于奈奎斯特采樣率的采樣點重建恢復信號。也就是說，可以采用非均勻信號執(zhí)行感知業(yè)務，從而能夠克服上述均勻感知信號存在的問題。在相關文獻中，基于非均勻天線陣列的到達角估計和波束賦型已經獲得了廣泛的研究和應用。非均勻信號設計和對應的信號處理方法也在非均勻天線陣列的研究中逐漸成熟起來。在通感一體化應用中，可以將非均勻信號設計從空域引入到時頻域，用于感知信號的時頻資源分配，從而降低感知信號的資源開銷、提升資源分配的靈活性。非均勻感知信號的設計方法主要包括如下兩類：l基于壓縮感知的非均勻感知信號設計：如果感知信號本身或者在變換域是稀疏的，則能夠以遠低于奈奎斯特采樣率的采樣點重建恢復[13]。這種非均勻感知信號設計的關鍵在于稀疏矩陣和觀測矩陣的構造，需要滿足壓縮感知理論中的有限等距條件（RestrictedIsometryProperty,RIP）[14]。在通感一體化系統(tǒng)中，對于采用OFDM波形的信號，最典型的稀疏基為DFT稀疏基和IDFT稀疏基。具體地，對于頻域信號，與時延域信號進行變換的稀疏基為DFT稀疏基；對于時域信號，與多普勒域信號進行變換的稀疏基為IDFT稀疏基。另外，對OFDM波形的信號進行時頻資源分配時，特定的子載波或OFDM符號只存在兩種可能狀態(tài)：分配給感知信號、或不分配給感知信號，這種二元狀態(tài)可以用伯努利矩陣來描述。從而可以采用伯努利矩陣作為觀測矩陣，與DFT稀疏基或IDFT稀疏基能夠滿足RIP條件。通過上述方法，能夠簡單地進行非均勻感知信號設計。在接收端，可以通過貪婪算法進行迭代搜索能夠獲得最優(yōu)解，例如，正交匹配追蹤算法（OrthogonalMatchingPursuit，OMP）。l基于差分協(xié)同陣列的非均勻感知信號設計：由物理陣元之間的頻率差或時間差構造虛擬陣元，從而能夠通過較少的陣元數(shù)構造較大的陣列[15]。典型的虛擬陣列構造方法是嵌套陣和互質陣，如下圖3-5所示，包括物理陣列和對應的虛擬陣列。在接收端，通過對非均勻的物理陣列的接收信號做協(xié)方差運算來構造均勻的虛擬陣列的接收信號，構造出虛擬陣列后可通過DFT/IDFT或MUSIC等方法進行后續(xù)處理。需要指出的是，構造虛擬陣列后會使得各個徑變成相干信號，需要先進行解相干處理后才能應用MUSIC等子空間類算法。此種非均勻感知信號設計方法可用于一維感知信號設計，獨立的二維差分協(xié)同陣列設計方法還有待研究。圖3-5差分協(xié)同陣列示意圖下圖3-6為在樣機試驗中采用非均勻感知信號與均勻感知信號得到的時延-多普勒譜的對比?？梢钥闯?，非均勻感知信號在顯著降低時頻資源開銷的同時，會損失一定的感知信噪比。因此在實際應用中，需要在資源開銷與感知信噪比之間權衡。(a)均勻信號(b)壓縮感知方法(c)嵌套陣方法采用兩步非均勻感知信號設計方法，首先進行均勻感知信號的設計，然后基于均勻感知信號進行非均勻采樣得到非均勻感知信號。具體地，從均勻信號占用的時頻資源中進行非均勻采樣，選擇出一部分子載波或OFDM符號用以承載感知信號，實現(xiàn)非均勻感知信號設計，如圖3-7所示。與均勻信號相比，非均勻信號能夠減小感知信號占用的信號資源數(shù)，且能夠避開部分子載波或OFDM符號以避免與其他信號的沖突。兩步非均勻感知信號設計方法的第一步能夠保證感知信號的時延或多普勒的分辨率和最大不模糊測量范圍的要求，從而使得第二步非均勻采樣的設計能夠更加靈活。另一方面，第一步的均勻信號配置比較易于采用現(xiàn)有協(xié)議中的資源配置方法實現(xiàn)?？紤]到最大無模糊范圍與感知精度之間存在折中關系，即測距誤差ΔR與Δf'（感知信號所占用子載波之間的間隔）成線性反比關系，最大測距范圍Rmax也與Δf'成線性反比關系。如圖3-8所示，非均勻的導頻自適應映射方案可以基于感知需求進行頻域資源的靈活配置，動態(tài)調整參考信號映射圖樣，接收端按照不同域配置方式進行感知算法選擇。這樣可以很好的處理測距精度和最大測距范圍的權衡問題，并且在同樣的感知性能下可以減少開銷，提高時頻資源利用率，滿足不同場景的感知測距需求。圖3-8非均勻的導頻自適應映射方案為了獲取精準的終端位置信息、速度或其他感知信息，感知參考信號往往需要配置大量的時頻資源。為節(jié)省感知資源開銷，梳狀映射是一種潛在的解決方案，梳狀映射通過配置感知參考信號在時域、頻域上等間隔分布，如圖3-9所示。當感知帶寬、幀長固定時，梳狀映射方案可在不降低感知精度和分辨率情況下，節(jié)省資源開銷。圖3-9時頻均勻等間隔參考信號資源映射而梳狀映射方案會引入估計模糊問題，例如基于OFDM等間隔感知參考信號排布可推導出最大模糊距離為其中?f為子載波間隔，Nf表示頻域相鄰兩個參考信號資源單元（ResourceElement，RE）間隔；最大模糊速度為：其中?t表示符號間隔，Mt表示時域相鄰參考信號符號間隔?？梢钥闯龈兄盘栴l域間隔越小，距離無模糊范圍越大；感知信號時域間隔越短，速度無模糊范圍越大。同樣，為解決模糊感知問題，感知信號可采用非均勻分布，即采用時頻稀疏的感知參考信號設計。對于給定的感知帶寬和感知幀長，稀疏感知信號采用非均勻的感知信號單元排布，不降低感知精度與分辨率的同時，可避免模糊估計問題。同時，當感知參考信號單元數(shù)確定時，非均勻感知信號可實現(xiàn)更高的感知精度與分辨率。典型的非均勻感知信號圖樣包括基于互質稀疏圖樣和基于嵌套的圖樣，具體如下：?基于互質的稀疏感知信號圖樣：由兩個均勻的等間隔感知信號圖樣組成，其中一個感知信號圖樣包含2M個感知信號單元，且相鄰感知信號單元間隔為Nd；另一個感知信號圖樣包含N個感知信號單元，且相鄰感知信號單元間隔為Md。其圖樣設計可采用如下方案：其中S表示所有感知信號單元組成的集合，d表示相鄰兩個感知參考信號單元之間最小間隔，M<N，M和N為一對互質的正整數(shù)，k表示任意小于d的正整數(shù)?？紤]時域的稀疏感知參考信號資源圖樣，取{M=4,N=5,d=2,k=0}，則其時域資源圖樣序列為{0,8,10,16,20,24,30,32,40,50,60}，具體如圖3-10所示。圖3-10基于互質的時域非均勻參考信號資源映射?基于嵌套的稀疏感知信號圖樣：由兩個均勻等間隔的感知信號圖樣拼接而成，其中一個感知信號圖樣包含N1個感知信號單元，另一個感知信號圖樣包含N2個感知信號單元。一種常用的配置方法為：其圖樣設計可采用如下方案：其中s表示所有感知信號單元組成的集合，d表示相鄰兩個感知參考信號單元之間最小間隔，N是任意大于1的正整數(shù)，k表示任意小于d的正整數(shù)?？紤]時域感知參考信號資源圖樣，取{N=10,d=2,k=0}，則其時域資源圖樣序列為{0,2,4,6,8,10,12,24,36,48,60}，具體圖3-11所示。圖3-11基于嵌套的時域非均勻感知參考信號資源圖樣下面以圖3-7中給出的兩步非均勻信號資源映射為例，對非均勻信號和理想均勻信號的目標檢測、定位以及測速性能進行仿真評估。首先進行均勻感知信號的設計，均勻感知信號時域發(fā)送周期固定為1個時隙，然后基于均勻感知信號進行時域非均勻采樣得到非均勻感知信號。仿真中每次撒放5個感知目標，對于不同信號資源映射方案，接收端采用相同的處理流程，最終得到的目標檢測性能以及資源開銷情況如表3-1所示。表3-1不同信號資源映射方案檢測性能及開銷對比理想時域均勻映射時域非均勻映射實際目標個數(shù)2500檢測到的目標個數(shù)23992354正確檢測到的目標個數(shù)23032300虛警概率0.040.0229漏檢概率0.07880.08平均每個CPI資源開銷80個OFDM符號37個OFDM符號感知目標定位和測速性能如圖3-12所示?？梢钥闯?，在不增加接收機處理復雜度的情況下，非均勻信號資源映射相對于理想均勻信號資源映射感知性能損失較小，但資源開銷節(jié)省了超過50%。圖3-12不同信號資源映射方案定位和測速性能對比為了保證感知分辨率和無模糊測量范圍，感知信號通常需要占用大量時、頻域資源。對于雙基地感知模式，考慮利用通信信號進行感知或輔助提升感知性能，可以節(jié)約感知參考信號開銷?；蛘邔νㄐ艆⒖夹盘栠M行增強或改進以兼容感知功能，例如對通信信號和感知信號進行高效的資源復用方案設計。對于感知信號與通信信號資源復用方案，除了進行時分復用或頻分復用以外，還需要考慮感知信號和通信信號占用相同的時域或頻域資源的情況。若不考慮資源正交分配，直接根據(jù)通信需求和感知需求獨立發(fā)送信號，感知信號與通信信號之間可能會產生嚴重的干擾。因此可以考慮對感知信號以及通信信號進行碼分復用的設計，在不降低感知性能或通信性能的情況下提升資源利用效率。當通信信號資源與感知信號資源在時、頻域上存在（部分）重疊時，重疊部分信號資源可以采用相同的基序列和不同的正交覆蓋碼（OrthogonalCoveringCodes，OCC）實現(xiàn)正交碼分復用。以感知信號與通信信號采用頻域CDM為例，其中，感知信號與通信信號帶寬資源存在部分重疊，如圖3-13（a）所示。感知信號和通信信號使用相同的Gold序列rm作為基序列，且其中感知信號使用的OCC為wf0wf1= +1+1，通信信號使用的OCC為wf0wf1=+1—1，實現(xiàn)相同時、頻資源位置上的碼分復用，如圖3-13（b）所示。(a)(b)圖3-13感知信號與通信信號資源分配與碼分復用在5G中，移動通信系統(tǒng)引入了各種參考信號用于多種用途，例如CSI-RS用于信道測量和波束管理，跟蹤CSI-RS用于獲取時間和頻率跟蹤，PTRS（Phase-trackingRS）用于相位噪聲和多普勒估計，PRS用于定位測量。對于感知來說，研究和定義用于感知目的的參考信號是很自然的。然而，由于感知往往需要提取目標物體的多普勒信息，在進行信道估計時需要多很多個時隙進行聯(lián)合處理，此外為了高精度的距離測量，感知參考信號的帶寬也需要非常大。如果單一的感知參考信號具有大帶寬，多時隙傳輸，可能會導致較大的系統(tǒng)開銷。所以可以考慮以下多種參考信號融合設計，共同服務于感知以及通信。RS集合1：用于時間/頻率跟蹤的基本參考信號這一組參考信號可以作為6G的基本RS，用于多種用途，例如波束管理（BeamManagement，BM）、時間-頻率跟蹤、時間或延遲估計、到達角度估計。5GNR的CSI-RS用于BM、無線資源管理（RadioResourceManagement，RRM）、跟蹤，CSI-RS和PRS嵌套的模式可以作為RS集合1的設計?；旧?，對于集合1中的RS，單端口可能就足夠了，以節(jié)省RS開銷。然而，頻域密度應足夠高，以確保估計的準確性。為了提高系統(tǒng)傳輸效率，最好為具有上述用途的參考信號采用統(tǒng)一或嵌套結構。如圖3-14所示，使用四個OFDM符號的RS模式既用于定位又用于感知，同時，在第二個OFDM符號中標記為藍色的RE也配置用于波束管理。這是不同用途的RS嵌套結構的一個示例。在這種情況下，服務基站（Basestation，BS）只需傳輸一次RS資源，但UE可以同時用于感知、定位和波束管理（BM）測量。圖3-14參考信號集合1RS集合2：用于更好地獲取相位噪聲/多普勒信息/頻偏/速度估計的補充為了避免非常高的速度估計的模糊性，并支持更精細的速度估計分辨率，類似PTRS的模式在時間域中具有更高的密度，在頻率域中具有較低的密度，以平衡估計準確性和RS開銷，類似于5GNR。如圖3-15所示，對于感知目標估計，例如無人機入侵檢測，在左側標記為黃色的基本RS集合1的基礎上，PTRS可以作為提高速度估計精度的補充。在這種情況下，黃色部分更適合用于路徑/時間估計，而綠色部分可以用于更高精度的目標速度估計。圖3-15參考信號集合2RS集合3：用于更大覆蓋范圍的補充所示，由于無人機的高度非常高以及BS天線仰角的限制，BS0可能無法成功檢測到入侵的無人機。那么，更好的方法是讓BS1對該區(qū)域進行感知。然而，由于無人機與BS1之間的距離較大，BS1傳輸?shù)腞S應具有較大的覆蓋范圍。為了實現(xiàn)大的覆蓋范圍，設計低PAPR的RS是必要的。圖3-16UAV感知場景需求更大感知范圍RS集合3需要更大的覆蓋范圍，與5GNR下行鏈路中使用的Gold序列相比，ZC序列具有更低的PAPR和更好的自相關和互相關特性。它可以被認為是BS傳輸參考信號的補充集，以在BS傳輸端實現(xiàn)更好的覆蓋性能。此外，雷達中常用的線性調頻（LinearFrequencyModulation，LFM）序列由于其極低的PAPR和對自發(fā)自收感知模式檢測的友好性，也可以作為候選信號序列。對于自發(fā)自收感知模式可能存在覆蓋問題，如圖3-17所示，方案A1可能不足以感知遠離感知收發(fā)器的目標。這是因為感知收發(fā)器需要同時傳輸和接收感知RS，更大的傳輸功率將導致嚴重的自干擾，并進一步導致接收功率飽和。例如，對于FR1中的無人機入侵檢測，使用BS自發(fā)自收感知模式，最大傳輸功率可能不超過20dBm左右以避免接收功率飽和。因此，可以考慮方案A2，其中發(fā)射和接收可以以時分復用的方式進行。例如，當接收天線正在接收感知信號時，發(fā)射天線可以關閉。為了覆蓋整個感知區(qū)域，可以考慮同時配置方案A1和方案A2，分布服務于近感知區(qū)域和遠感知區(qū)域。總之，為了提高RS傳輸效率，可以將多種類型的RS融合并與同一個測量任務相關聯(lián)。例如，可以為感知任務同時配置一個PRS資源、一個PTRS配置和一個TRS（TrackingRS）突發(fā)，如圖3-18所示。在這種情況下，由于頻域密度較高，PRS或TRS突發(fā)主要用于估計時延/RSRPP，而具有較高時間域密度的PTRS可用于估計目標速度。圖3-18多個參考信號融合共同用于感知雙基地感知中可以直接使用通信信號進行感知，除了利用通信參考信號外，還可以利用通信數(shù)據(jù)信號進行感知。由于通信數(shù)據(jù)信號對于接收端而言是未知的，因此需要先對通信數(shù)據(jù)信號進行解調和譯碼。當初傳數(shù)據(jù)譯碼正確或重傳數(shù)據(jù)譯碼正確后，可以根據(jù)譯碼后的結果進行數(shù)據(jù)信號重建，并將重建后的數(shù)據(jù)信號作為已知的本地序列，通過信道估計獲取承載數(shù)據(jù)信號的時、頻域資源位置的信道信息，并用于計算感知信息，利用通信數(shù)據(jù)信號感知的處理流程如圖3-19所示。RFTxArrayD/ATransmitSignalGenerationRFTxArrayD/AChannelArraArray & &圖3-19基于通信數(shù)據(jù)信號感知處理流程利用數(shù)據(jù)信號輔助感知，不僅能夠獲得更高的相干處理增益，還能夠提升無模糊測量范圍。通過鏈路仿真對數(shù)據(jù)輔助感知的性能進行評估，結果如圖3-20所示，利用不同調制階數(shù)的數(shù)據(jù)信號輔助進行感知，相比于僅利用參考信號進行感知，能夠獲得更好的感知性能。DelayRMSE1010DelayDelayRMSE/ns101010-20-15-10-5051010SNR圖3-20通信數(shù)據(jù)輔助感知性能評估結果OFDM波形作為典型的多載波調制技術被廣泛應用于4G/5G移動通信系統(tǒng)，將OFDM作為通感一體化波形存在諸多優(yōu)勢，包括頻譜效率高，可以進行靈活帶寬資源分配，能夠克服傳統(tǒng)線性調頻信號的距離-多普勒耦合問題，接收端檢測算法可以基于傅里葉變換，簡單高效，以及可以通過相位編碼進行靈活的波形設計，實現(xiàn)近似圖釘狀的模糊函數(shù)等。對于雙基地感知系統(tǒng)，OFDM可作為主要的候選波形，以OFDM波形為例說明雙基地感知中譜估計基本方法。OFDM時域基帶傳輸信號表達式為其中，cK,l為第K個子載波，第l個符號的調制數(shù)據(jù)，To為OFDM符號長度。對于M個OFDM符號，其中每個符號包含N個子載波，將OFDM發(fā)送數(shù)據(jù)和相應的接收數(shù)據(jù)用矩陣表示為OFDM接收數(shù)據(jù)矩陣的元素可以表示為其中τq為第q個感知目標引起的時延，fd,q為第q個感知目標的相對速度引起的多普勒頻移，Wk,l表示噪聲。將OFDM接收數(shù)據(jù)矩陣與發(fā)送數(shù)據(jù)矩陣進行逐元素相除得到感知信息檢測矩陣F，檢測矩陣中的元素可以表示為對于OFDM系統(tǒng)，在不考慮干擾和噪聲因素時，利用最小二乘（Least-Square,LS）信道估計獲取得到信道信息（即檢測矩陣）可消除發(fā)送數(shù)據(jù)影響，實現(xiàn)零自相關旁瓣[16][17]。進一步地，通過對檢測矩陣Fk,l進行時域維度的相位信息檢測得到多普勒/速度，進行頻域維度的相位信息檢測可以得到時延/距離信息，同理，對不同接收天線的相位信息進行檢測得到角度信息，進而可以計算得到感知目標的位置、軌跡信息等。對時延/距離、多普勒/速度以及角度等基本感知信息的估計問題即為譜估計問題，下面對基于OFDM波形的典型的參數(shù)估計算法進行介紹。（1）周期圖估計周期圖估計是一種利用離散傅里葉變換獲得信號功率譜密度估計的方法，給定離散信號s(k)，采樣長度為N，其周期圖定義為將頻率離散化，可以利用FFT計算周期圖其中，F(xiàn)FTNpersk表示對輸入信號sk進行Nper點FFT計算，若Nper>N，需要對輸入信號進行補零。將二維周期圖引入OFDM感知參數(shù)計算，其中輸入信號為感知信息檢測矩陣F，利用IFFT和FFT計算得到二維周期圖[18]延和多普勒的估計結果其中，c表示光速，?f為OFDM子載波間隔，fc為載波頻率。（2）Capon算法對于目標角度估計，通常采用Capon算法。Capon是一種基于陣列信號處理的到達角估計算法，通過計算輸入信號的協(xié)方差矩陣以及陣列方向矢量相關的空間譜函數(shù)并進行譜峰搜minE{IX(t)I2}=minwHRw其中，X(t)為輸入信號，w為陣元權重向量，R為輸入信號的協(xié)方差矩陣。通過進一步計算可得Capon的空間譜函數(shù)為其中，aθk是期望信號的導向矢量，即角度θk關聯(lián)的信號方向向量。根據(jù)空間譜函數(shù)計算結果進行譜峰搜索，峰值對應的索引即表征了目標角度信息。（3）MUSIC算法MUSIC算法是一種基于子空間分解的算法，利用信號子空間和噪聲子空間的正交性，構建空間譜函數(shù)，通過譜峰搜索進行參數(shù)估計。根據(jù)感知信息檢測矩陣F，估計時延自協(xié)方差矩陣和多普勒自協(xié)方差矩陣[19]分別對Rτ和Rfd，進行矩陣分解求特征值，P個最大特征值對應的特征向量構成信號子空間，其余N—P個特征值對應的特征向量構成噪聲子空間，噪聲子空間可表示為V∈CN×(N—P)。目標角頻率Ω=ΩT對應的導向矢量SZ目標角頻率Ω=ΩT對應的導向矢量SZ正交于噪聲子空間V，即它位于噪聲子空間V的fd,k=argfd,k，進而計算得到目標時延和多普勒的估計結果。根據(jù)τ,k和fd,k得到與感知目標Z和勒關聯(lián)的角頻率τ,k=fd,k=argfd,k，進而計算得到目標時延和多普勒的估計結果。（4）ESPRIT算法ESPRIT算法是一種基于旋轉不變性技術的高分辨率空域譜估計算法，同樣屬于子空間估計的經典算法。根據(jù)輸入信號，即感知信息檢測矩陣F，估計時延自協(xié)方差矩陣和多普勒自協(xié)方差矩陣以Rτ為例，對其進行特征值分解后，按照特征值Λ=diag(λ0,λ1,…,λN—1)排序，則u中P個最大特征值對應的特征向量構成信號子空間S，其余K—P個特征值對應的特征向量構成噪聲子空間V，即U=[SV,S∈CN×P,V∈CN×N—P分別取信號子空間的前N—1行和后N—1行可得S1=[IN—1O]S,S2=[OIN—1]S其中IN—1為維度為(N—1)×(N—1)的單位矩陣，O為長度為N-1，元素全為0的向量。根據(jù)S1和S2進一步計算可得Φ=(SS1)—1SS2其中，矩陣Φ的特征值可用于估計輸入信號中與距離或速度關聯(lián)的角頻率。根據(jù)時延自雙基地模式目標與收發(fā)設備空間位置以及角度、距離關系如圖3-21所示。zTxZOATTxZOALZOAL▲x’yAOALyy’xAOAx圖3-21雙基地感知模式目標與收發(fā)節(jié)點空間位置關系信號接收設備通過測量得到感知目標反射徑到達方位角AOAT，以及感知目標反射徑到達天頂角ZOAT，LOS徑AOAL，LOS徑ZOAL，感知目標反射徑與LOS徑的時延差Δτ。接收設備根據(jù)感知目標反射徑與LOS徑的時延差以及收發(fā)設備距離計算雙基地距離和dTx—Target+dTarget—Rx=c.Δτ+dTx—Rx其中，c為光速，dTx—Rx為收發(fā)設備間的距離，即雙基地基線距離。然后根據(jù)LOS徑和感知目標反射徑的到達角度信息，計算兩者在雙基地平面上的來波夾角θR=cOs—1sinZOATsinZOALcOsAOAL—AOAT)+cOs(ZOATcOsZOAL))根據(jù)來波夾角以及雙基地距離和計算目標到信號接收設備之間的距離根據(jù)目標到信號接收設備之間的距離和目標徑的角度信息即可計算感知目標相對于接收設備的位置坐標信息xTarget—Rx,YTarget—Rx,ZTarget—Rx)，其中xTarget—Rx=dTarget—Rx.sin(ZOAT).cOs(AOAT)YTarget—Rx=dTarget—Rx.sin(ZOAT).sin(AOAT)ZTarget—Rx=dTarget—Rx.cOs(ZOAT)雙基地感知中接收設備測量的到達角信息通常是相對于接收設備本地坐標系的角度信息，因此若計算目標在全局坐標系中的位置坐標，則需要根據(jù)接收設備本地坐標系相對于全局坐標系的轉換關系得到全局坐標系下的目標到達角度信息。對于雙基地感知，除了可以通過對到達角和時延的測量得到目標位置信息，還可以通過對離開角以及時延的測量可以計算得到目標到發(fā)送設備的距離，進而根據(jù)目標到發(fā)送設備的距離以及離開角計算目標相對于發(fā)送設備的位置信息。雙基地感知模式中，發(fā)送設備的天線配置相對于接收設備通常是未知的，若需要接收設備側進行離開角度測量，還需要通知接收設備發(fā)端天線的配置，或者間接通過接收端對預編碼向量搜索或波束測量，并根據(jù)預編碼向量或波束與角度的關聯(lián)關系確定離開角信息。此外，雙基地感知相對于單基地感知提供了不同的觀測角度，僅通過離開角和到達角的測量也可以確定雙基地三角形，并結合雙基地基線距離計算目標位置信息。對于多基地協(xié)作感知模式，可以通過僅測量時延或角度得到目標位置信息，但需要考慮多個目標的角度或時延等測量信息的匹配問題。非視距（NLOS）傳輸是一種頻繁發(fā)生的、會嚴重影響感知精度的非理想因素。雙基地感知過程中的視距（LOS）傳輸是指在感知發(fā)送端和目標，以及目標和感知接收端之間，感知信號徑直傳輸，不存在由周圍散射體造成的反射/折射/繞射，如圖3-22(a)所示。而NLOS傳輸則是指在感知發(fā)送端和目標，或者目標和感知接收端之間，存在建筑物、樹木等散射體，導致感知信號除了經過目標反射外，還經過散射體的反射/折射/繞射，使得信號發(fā)生多跳反射。對NLOS問題，有三種場景的處理途徑：識別、消除和利用。當LOS徑被遮擋時，只有最后一種可以將NLOS從不利因素轉變?yōu)橛?/p>