基于下垂控制的三相全橋逆變器的建模研究目錄TOC\o"1-3"\h\u15462摘要 124911第1章緒論 294661.1課題背景及研究意義 2305831.2微網(wǎng)的研究現(xiàn)狀 3188011.3微網(wǎng)及分布式電源 4208341.3.1微網(wǎng)的概念 4290281.3.2微網(wǎng)的特點 555131.4微網(wǎng)中逆變器的控制策略 5229221.4.1PQ控制策略 613831.4.2恒壓恒頻（V/F）控制策略 6160361.4.3下垂（droop）控制策略 6120631.5本文研究的主要內(nèi)容 820745第二章基于下垂控制的三相全橋逆變器的建模分析 9310802.1基于下垂控制三相全橋逆變器 9239122.2三相電壓源型逆變器數(shù)學模型 11173402.2.1兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型 1273492.2.3dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標下的數(shù)學模型 14258842.3SVPWM調(diào)制技術 16277402.3.1SVPWM調(diào)制技術及算法 16260952.3.2SVPWM優(yōu)點 27310222.4鎖相環(huán)技術 27301392.5電壓電流雙閉環(huán)控制 29314012.5.1電流環(huán)控制系統(tǒng) 29255492.5.2電壓環(huán)控制系統(tǒng) 31188242.5.3功率環(huán)控制系統(tǒng) 31230562.6本章小結 33摘要從工業(yè)革命至今，能源的利用越來越多，之后隨著全世界經(jīng)濟的快速發(fā)展，能源的需求量也在逐漸變多。能源為經(jīng)濟的發(fā)展奠定了基礎，世界各國都有相應的能源方針。時至今日，可以循環(huán)利用的能源開發(fā)技術愈發(fā)完善，市場上已有不少這方面的產(chǎn)品，針對如何更有效使這些因地域的影響而被分開的能源有效利用，科研人員提出了微網(wǎng)的概念。微網(wǎng)逆變器作為微網(wǎng)中的相當重要的單元模塊，對逆變器進行快速平穩(wěn)的控制直接影響著微網(wǎng)的運行效率。微網(wǎng)逆變器需要實現(xiàn)孤島并網(wǎng)雙模式穩(wěn)定運行狀態(tài)和兩者工作狀態(tài)之間平滑轉(zhuǎn)換，本文對微網(wǎng)逆變器的下垂控制方法展開深入的研究。文中首先推論了在下垂控制的三相電壓源型微網(wǎng)逆變器的模型，完成了電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計及功率環(huán)控制的基本原理和參數(shù)的設計方法；然后分析了下垂控制逆變器在離網(wǎng)和并網(wǎng)兩種模式下的運行特點，并且構思了一種并網(wǎng)預同步控制策略，實現(xiàn)了微網(wǎng)逆變器由離網(wǎng)到并網(wǎng)模式的平滑切換。關鍵詞：下垂控制微網(wǎng)逆變器并網(wǎng)控制第1章緒論1.1課題背景及研究意義在當前高速發(fā)展的社會中，煤炭、石油等能源是衡量發(fā)展速度和社會穩(wěn)定的重要指標，但隨著進入21世紀后，隨著“互聯(lián)網(wǎng)+”產(chǎn)業(yè)的改進，工業(yè)生產(chǎn)效率得到了高速提升，在增加產(chǎn)值的前提下，也造成了能源的高速消耗，為了能夠滿足當前的能源使用需求，隨著新能源的使用不僅能夠緩解傳統(tǒng)能源的危機，還能有效解決傳統(tǒng)能源使用過程中造成的污染問題。如何去克服這些劣勢，充分利用其優(yōu)勢，是科研人員及學者的研究重要內(nèi)容，這時提出了分布式發(fā)電系統(tǒng)的概念，進而建立了微網(wǎng)系統(tǒng)。然而，經(jīng)過大量的研究調(diào)查表明，許多因素影響著可循環(huán)利用資源的開發(fā)，尤其是自然因素的影響。在無規(guī)律、大規(guī)模的微電網(wǎng)系統(tǒng)中，由大電網(wǎng)產(chǎn)生的大沖擊力將導致并網(wǎng)機會的控制率下降，與此同時電壓沖擊力較大時可能造成大電網(wǎng)崩潰的現(xiàn)象，進而威脅供配電網(wǎng)的平穩(wěn)運行，為了發(fā)揮其分布式發(fā)電系統(tǒng)的優(yōu)勢，抹去一些原因帶來的缺點，尤其是自然因素所帶來的缺點，研究專家及學者們在對微網(wǎng)的基礎知識理論創(chuàng)建的前提下，思慮到將微網(wǎng)變頻器系統(tǒng)產(chǎn)生的能量，改善了電網(wǎng)振動時的低谷。為了進一步研究微網(wǎng)系統(tǒng)，可以像傳統(tǒng)能源一樣開發(fā)，使其接入大電網(wǎng)中，在全球各地建立了大型示范工程。到目前為止，微網(wǎng)系統(tǒng)的研究取得了大量豐富的成果，微網(wǎng)系統(tǒng)可以工作在兩種工作模式：并網(wǎng)運行模式和孤島運行模式，為了擴大微網(wǎng)系統(tǒng)的應用范圍，微網(wǎng)的一項功能很難滿足客戶用戶端的需求，所以要求微網(wǎng)系統(tǒng)要具備并網(wǎng)運行和孤島運行兩種工作模式，并且能夠靈活切換。如何實現(xiàn)微網(wǎng)逆變器的雙模式平滑切換是近年來世界的研究熱點，各國的專家學者都進行了大量的深入研究。如果能夠?qū)崿F(xiàn)微網(wǎng)逆變器的快速平滑切換，不但能解決配電網(wǎng)遠距離傳輸、髙電壓、高損耗、高成本的問題，而且能夠?qū)崿F(xiàn)電網(wǎng)的智能化，緩解過渡消耗、減少環(huán)境污染的一系列能源問題，能夠使我國的自然能源更合理的利用與開發(fā)。1.2微網(wǎng)的研究現(xiàn)狀光伏發(fā)電手段通常為光熱發(fā)電。光熱發(fā)電的原理是先將光輻射中熱能轉(zhuǎn)變?yōu)閯幽苤笤賹⑵滢D(zhuǎn)變?yōu)殡娔?，由于熱量的采集和儲存相對于光照來說更為容易，所以這種發(fā)電方式轉(zhuǎn)換效率更高，年發(fā)電小時數(shù)更長。同火電類似通常適用于大型集中發(fā)電，并且由于轉(zhuǎn)換形式直接導致它對地域光輻射條件要求更高，僅有30%的地區(qū)滿足要求，因而未形成產(chǎn)業(yè)化。光伏發(fā)電的原理是光伏半導體材料受陽光照射產(chǎn)生電勢差形成電流，整個過程的實現(xiàn)對地理條件要求不高，規(guī)模靈活如小規(guī)模、分布式發(fā)電等，也包括以單個家庭為單位的獨立光伏系統(tǒng)，并且與光熱發(fā)電相比我國在核心技術掌握上更得心應手，產(chǎn)業(yè)化也更為成熟。因而本文研討的課題就獨立微電網(wǎng)展開。從國際現(xiàn)狀來看，光伏發(fā)電的轉(zhuǎn)換效率多數(shù)在10%到20%左右，而火電的轉(zhuǎn)換效率大多在35%到38%左右，可以看出光伏發(fā)電技術要想進一步普及首要攻克的技術難關就是提高光電轉(zhuǎn)換效率。優(yōu)化光電轉(zhuǎn)換效率的手段有兩種：①升級太陽電池制造工藝。優(yōu)化電池材料，比如新型二氧化鈦光伏電池，鈣鈦礦電池等，它們的轉(zhuǎn)換率能夠達到30%以上，遠遠優(yōu)于傳統(tǒng)硅電池；開發(fā)由多種半導體材料構成的新型電池構造，達成對多種光譜的吸收利用。但這些方法普適性不強，研發(fā)成本也更高。②利用最大功率點跟蹤技術（MPPT）。光伏組件表現(xiàn)出強烈的非線性特征，受多種環(huán)境因素影響，處于不同環(huán)境下所對應的最大功率點不同。MPPT技術是通過對光伏組件輸出特性進行調(diào)控，將其自身電阻與負載電阻進行匹配，從而讓光伏系統(tǒng)能夠一直在功率最大位置運行，達成提升整個系統(tǒng)光電轉(zhuǎn)換效率的目的。MPPT調(diào)控手段多樣，除了傳統(tǒng)數(shù)學模型跟蹤方法，也涉及到了很多人工智能跟蹤手段。最早出現(xiàn)的MPPT控制策略是基于恒定檢測參量調(diào)控的固定電壓法（CVT），這種方法控制參數(shù)少，對控制器件要求不高但不能根據(jù)環(huán)境進行調(diào)控，能源浪費率高。之后人們?yōu)榱烁倪MCVT法，又提出了基于CVT的查表調(diào)節(jié)法，可根據(jù)相關環(huán)境下的最大功率工作電壓進行調(diào)節(jié)。為了達到讓工作點始終跟蹤最大功率點的目的，人們又相繼提出了基于優(yōu)化數(shù)學模型的控制策略如：分數(shù)開路電壓法。同一時期，通過采集光伏電池工作電壓和電流等參量對光伏系統(tǒng)進行擾動自尋優(yōu)的控制策略也逐漸出現(xiàn)如：爬山法、導納增量法（INC）等。這兩類方法不需要采集環(huán)境變化參量對控制系統(tǒng)進行調(diào)節(jié)，而是直接采集光伏組件中的電壓、電流等信息進行跟蹤，人們?yōu)榱藘?yōu)化這些算法近些年來也不斷提出其改進算法。隨著軟計算在電氣領域多方面的應用，越來越多的人工智能方法也應用到了太陽能MPPT技術上，如常見的模糊邏輯控制方法、基于粒子群及其他生物啟發(fā)的方法等。總之，可以看出MPPT技術正朝著不斷優(yōu)化數(shù)學模型、多種方法相互融合、智能算法普及化等方面發(fā)展。1.3微網(wǎng)及分布式電源1.3.1微網(wǎng)的概念微網(wǎng)的定義是：分布式發(fā)電、儲能設施、能量轉(zhuǎn)換設備、負荷及監(jiān)測保護設備等組成的自我調(diào)節(jié)供配用電系統(tǒng)，是一個能夠?qū)崿F(xiàn)自我控制和自我管理的強大自治系統(tǒng)。它可以在有或沒有大電網(wǎng)的情況下運行。美國電氣可靠性技術協(xié)會最早提出了微電網(wǎng)這一概念。圖1.1微網(wǎng)的結構圖微網(wǎng)電源：可再生能源輔和其他重要能源構成，其主要包括燃料渦輪機發(fā)電、燃料電池發(fā)電、太陽能發(fā)電、風力發(fā)電及光伏發(fā)電等。儲能設備：超導儲能設備、電池儲能設備、超級電容器儲能設備、飛輪儲能設備等1.3.2微網(wǎng)的特點微網(wǎng)的特點（1）微網(wǎng)有兩種運行模式，分別是并網(wǎng)和孤島兩種工作模式。在并網(wǎng)的工作模式下，主要取決于微網(wǎng)內(nèi)負荷的運行狀況；孤島的工作模式下，微網(wǎng)則需要實現(xiàn)自身的能量供需平衡。（2）微電網(wǎng)中的各種分布式發(fā)電相互彌補，不僅可以大大提高多種能源的利用率，也可以減少各個分布式發(fā)電對大電網(wǎng)的影響。（3）微網(wǎng)中的分布式電源受到客觀條件的限制，地理位置也影響著分布式電源。（4）微網(wǎng)內(nèi)還依賴儲能設備來維持暫態(tài)的能量平衡。1.4微網(wǎng)中逆變器的控制策略目前，微網(wǎng)逆變器常用的控制策略方法有三種：恒功率（PQ）控制[1]，恒壓恒頻（V/f）控制[2]，下垂（Droop）控制[3]。1.4.1PQ控制策略PQ控制就是有功控制和無功控制。采用PQ控制(恒功率控制)的主要目的是使分布式發(fā)電按照固定電源輸出規(guī)定的有功、無功功率，即當并網(wǎng)逆變器工作時，所連接的交流側母線的頻率和電壓在一定范圍內(nèi)波動變化時，分布式電源輸出的有功功率及無功功率保持不變[3][4]圖1.1PQ控制的原理圖在微電網(wǎng)中，風力發(fā)電和光伏發(fā)電都是分布式發(fā)電方法，其輸出效率的大小受地理因素變化影響很大，在發(fā)電的過程中存在明顯的波動和間歇。因此，這些電源的控制目標應該盡可能保證可再生能源的最大利用率，因此一般采用PQ控制系統(tǒng)。1.4.2恒壓恒頻（V/F）控制策略采用恒壓恒頻（V/F）控制策略的主要目的是，逆變電源輸出的功率不論怎么變化，輸出電壓的幅值和角度仍然保持不變，采用此種控制策略的逆變器具有一定的負荷輸出和功率特點。并且可以在孤島模式下對微電網(wǎng)提供很強的電壓和頻率支持。1.4.3下垂（droop）控制策略下垂控制（Droopcontrol）是通過模擬電力系統(tǒng)中發(fā)電機的外部特性來控制微電網(wǎng)的一種控制方法[4][5]。下垂特性曲線如圖1.2所示：圖1.2下垂控制原理圖如上圖所示，逆變器輸出無功功率和電壓幅值成線性關系，有功功率和頻率成線性關系，。例，當逆變器的輸出無功功率為Q0和有功功率為P0時，逆變器電源的輸出電壓的大小為V0，頻率為f0，，即運行在下垂特性曲線的額定工作狀態(tài)A點；當逆變電源輸出無功率為Q1和有功功率為P1和時，逆變電源輸出電壓的大小為V1，頻率為f1，即運行在下垂特性曲線的額定工作狀態(tài)B點；由此可以得到結論：當逆變器輸出的有功功率和無功功率變化時，逆變器輸出電壓的頻率和幅值也會隨著相應地發(fā)生改變。1.5本文研究的主要內(nèi)容第一章主要討論微網(wǎng)的研究背景及意義，同時研究微網(wǎng)的定義及其優(yōu)勢，并且討論微網(wǎng)逆變器控制研究方法。第二章主要研究了逆變器的三相全橋數(shù)學模型，進而推論出電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)設計的參數(shù)，同時研究了SVPWM調(diào)制技術。第三章主要研究微網(wǎng)中并網(wǎng)和孤島兩種工作狀態(tài)分析，進而推論出預同步控制策略研究。第四章主要進行了微網(wǎng)中并網(wǎng)和孤島的數(shù)學建模分析，并且講述了一些模型中一些元器件的參數(shù)計算。

第二章基于下垂控制的三相全橋逆變器的建模分析三相全橋變流器拓撲結構在電力系統(tǒng)分析中存在著廣泛的應用，本章將對基于下垂控制的三相全橋逆變器進行建模分析，為接下來的章節(jié)的研究奠定堅實的理論基礎。文中的第二章首先推導了電源輸出呈現(xiàn)電壓源型三相全橋逆變器的數(shù)學模型，然后在該數(shù)學模型下進行了電壓電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的設計，最終闡述了功率環(huán)控制的基本原理和功率環(huán)參數(shù)的設計方法2.1基于下垂控制三相全橋逆變器基于下垂控制的三相全橋變流器的一般系統(tǒng)布局如圖2.1所示。主電路為三相全橋拓撲結構，Vdc為輸入直流電壓，LC濾波器接在橋臂中間，Lc為外部電網(wǎng)電感，以來保證逆變器輸出為電感；逆變器輸出電壓為濾波電容的Vo電壓，三相濾波器的電感電流為IL，逆變器輸出到微電網(wǎng)母線的電流為io。系統(tǒng)控制回路主要由兩部分組成：功率控制回路和電壓電流雙閉環(huán)控制回路。功率控制器通過采樣獲得逆變器輸出電壓Vo和輸出電流io，計算出有功功率P和無功功率Q，然后根據(jù)P-f和Q-V下垂特性方程生成內(nèi)部控制回路的參考電壓vo*；內(nèi)部控制回路取雙控制回路電壓和電流，參考電壓vo*和輸出反向電壓vo通過電壓控制回路。這個參考值和過濾后的反饋線圈電流iL通過電流環(huán)路調(diào)節(jié)器產(chǎn)生六個PWM信號，以驅(qū)動逆變器的打開和關閉狀態(tài)?？梢钥闯?，雙閉環(huán)控制電壓和電流控制系統(tǒng)方法的目的是確保逆變器輸出具有良好的外部電壓源特性，而電壓控制提供了逆變器輸出電壓相對于功率控制回路產(chǎn)生的參考電壓的快速和準確的跟蹤。圖2.1下垂控制三相全橋逆變器系統(tǒng)總體結構圖

2.2三相電壓源型逆變器數(shù)學模型儲能逆變器由功率開關管組成的三相橋式電路、交流濾波電感、直流側電容、直流側電源組成。本文研究的是三相全橋拓撲結構儲能變流器，如圖2-2所示。圖2.2三相電壓源型逆變器VDC：直流側輸入電壓，Lf：濾波電感，r：濾波電感等效電阻，Cf：濾波電容，A，B，C為三相逆變橋橋臂，逆變器橋臂中點電壓：uA、uB、uC，三相濾波電容采用星形接法，點O為濾波電容的中點；逆變器輸出電壓uao，ubo，uco，三相電感電流分別為iLa、iLb、iLc，逆變器負載的三相輸出電流為iao、ibo、ico。為了簡化分析，通常做如下假設：(1))開關頻率總是遠遠大于輸出電壓頻率，即在相鄰周期輸入與輸出的電壓保持不變；(2)功率開關管為理想器件，沒有開通關斷延時，不計死區(qū)影響；(3)交流側濾波電感L為線性的，三相電感值、寄生電阻值相同；2.2.1兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型事實上，在一個三相對稱系統(tǒng)中，三個變量中只有兩個變量是完全獨立的。為了減少變量的數(shù)量，在三相逆變器的分析中，經(jīng)常引入最初應用于電機控制中的Clark變換。Clark變換是將三相靜止坐標系中的三變量abc變換到兩相靜止坐標系中的兩變量，其結構原理如圖2.3所示。圖2.3兩相靜止坐標中的abc與兩相靜止坐標中的αβ關系圖兩相靜止坐標系的ab軸與三相靜止坐標系的A相坐標軸剛好重合，根據(jù)同步旋轉(zhuǎn)坐標變換理論，變換后的矩陣：Tabc-αβClark反變換后的矩陣為：Tαβ經(jīng)過MATLAB建模仿真，繪制Clark變換及Clark反變換的建模，如圖2.4所示：圖2.4Clark變換及反變換搭建圖

Clark變換及反變換的示波器顯示圖，如圖2.5所示:圖2.5Clark變換及反變換顯示圖2.2.3dq兩相旋轉(zhuǎn)坐標下的數(shù)學模型經(jīng)過Clark變換后，靜止三相坐標系中的三個變量變成了靜止兩相坐標系中的兩個變量，變量的數(shù)量減少了，但變換后的控制變量仍然是一個交流量。根據(jù)自動控制的原理，采用傳統(tǒng)的比例積分控制，目的就是為了獲得無靜差的控制效果，控制變量必須經(jīng)過Park的變換。將靜止的兩相坐標系中的交流量應通過變換轉(zhuǎn)化為旋轉(zhuǎn)的兩相坐標系中的直流電量dq，Park變換的原理如圖2.6所示：

圖2.6兩相靜止坐標系αβ與兩相旋轉(zhuǎn)坐標系dq關系圖根據(jù)同步旋轉(zhuǎn)坐標變換理論，變換后的Park矩陣：Tαβ相應的，經(jīng)過Park反變換后，其矩陣為：Tdq-αβPark變換及其反變換的建模圖，如圖2.7所示圖2.7Park變換及其反變換模型搭建圖經(jīng)過建模分析后，示波器的顯示如圖2.8所示圖2.8Park變換后的顯示圖2.3SVPWM調(diào)制技術本節(jié)主要討論SVPWM的調(diào)制技術及其算法，并且SVPWM和SPWM互相比較得到SVPWM的優(yōu)勢。2.3.1SVPWM調(diào)制技術及算法SVPWM控制算法主要是利用變流器開關的通斷，使得變流器產(chǎn)生的空間矢量能夠無限接近以三相電壓為基準合成的電壓矢量，同時三相電壓也可以結合兩相精致坐標系中的選擇改變成和，而后再確定好所在扇形區(qū)域，繼而可以獲取相應的適齡控制時間，結合矢量化的作用時間來產(chǎn)生PWM的脈沖，圖3-5反映了整體的流程框架圖。從變流器的開關狀態(tài)出發(fā)，并對其進行了定義，當時，上橋臂則能夠?qū)?，下橋臂也會由此而關斷，如果時，那么上橋臂關斷，下橋臂也會由此而導通。

所以此時則可以獲取到8種開關的狀態(tài)，具體如表2-1所示。圖2.9SVPWM控制算法流程框圖從表2-1中可以得知，在變流器不同的開關狀態(tài)下，對應的電壓值不同，此時可以用式（2.4）來表示。VK0000001002--110-2010-2-011-2001--2101-2111000表2.1不同的開關狀態(tài)時對應的三相電壓值由表2-1可知電壓與在整個過程中并未發(fā)揮作用，為此可以用6個扇區(qū)來表示電壓所在的區(qū)域，具體的電壓空間矢量所在的扇區(qū)分布如圖3-6所示，扇區(qū)的名稱分別用來表示。在理想情況下，參考電壓在兩相坐標系中是勻速運轉(zhuǎn)的，運轉(zhuǎn)的軌跡為圓形，但是由于實際切換過程中，由于切換的頻率存在限制難以實現(xiàn)這種理想狀態(tài)，只能通過頻率的不斷提高來無限逼近這種狀態(tài)。參考電壓主要由扇區(qū)鄰近的電壓基本矢量和零矢量合成的，為此在合成電壓參考矢量之前必須判斷出電壓當前處于的扇區(qū)位置，在判斷扇區(qū)位置時，本文主要采用和來求出扇區(qū)N的值來判斷扇區(qū)。圖2.10電壓空間矢量分布圖根據(jù)坐標變換可知，和可以表示成：Vα令N=A+2B+4C，當Vβ>0時，即Ubc>0，此時A將等于1，否則為0；當3Vα?Vβ>0，即Uab>0，此時B將等于1，否則為0；當?3N123456對應扇區(qū)IIVIIIVIIIV表2.2N值與所處扇區(qū)的相應關系所以一招對應扇區(qū)的基本矢量和零矢量合成對應的參考電壓，可以參考電壓處于I區(qū)中，那么此時可以表示成：Vref其中TS=T1+T2+T0，T1、T2分別表示V1、V2在一個開關周期內(nèi)的運行時間，而TS則表示開關周期，T0表示零電壓矢量的作用時間。那么結合圖2.10和式（2-6）可以得到：T1由此，參考電壓Vref在其他扇區(qū)中對應的基本矢量和零矢量作用時間可以表示為：Tk同理，各扇區(qū)內(nèi)所對應的相鄰基本矢量的作用時間，令X、Y、Z分別為矢量的作用時間，那么由式（2-8）可以得到不同狀態(tài)下對應扇區(qū)的作用時間，此時對應的關系如表2.3所示：扇區(qū)123456Y-X-ZZX-YZYX-X-Y-Z表2.3不同扇區(qū)基本矢量作用具體時間當切換變流器時，要使得系統(tǒng)的損耗減少，則需要采用零矢量作為切換的起始與結束，此時變流器開關在切換過程中將會確保只存在一個開關動作，以I區(qū)舉例子說明，在一個周期內(nèi)的調(diào)制波形如圖2-11所示，此時Ta、Tb、Tc的切入點可以表示成：Ta

圖2-11一個周期內(nèi)的調(diào)制波形同理，其他的扇區(qū)開關切換的順序以及切換的點，同樣可以借助表格2.4中的切換順序來表示。扇區(qū)開關切換順序切換點IIIIIIIVVVI表2.4切換順序表經(jīng)過MATLAB仿真軟件，得到SVPWM建模圖，如圖2.12所示：圖2.12SVPWM仿真建模圖扇區(qū)N的示波器顯示圖，如圖2.13所示：圖2.13扇區(qū)N的示波器顯示圖

晶閘管導通順序的波形顯示圖，如圖2.14所示：圖2.14晶閘管的導通順序三相電壓UA、UB、UC，三相電流IA、IB、IC的波形顯示圖，如圖2.15所示：

經(jīng)過仿真軟件建模分析后，端電壓的顯示如圖2.16所示：圖2.16端電壓2.3.2SVPWM優(yōu)點（1）優(yōu)化諧波程度比較高，消除諧波效果較好，開關損耗較小，降低脈動轉(zhuǎn)矩。（2）提高了直流電壓的利用率，比一般的SPWM逆變器輸出電壓高15%。（3）適用于數(shù)字化控制器，利用電壓空間矢量直接生成三相PWM波，計算簡單。2.4鎖相環(huán)技術三相儲能變流器并網(wǎng)運行時，要求鎖相環(huán)能夠在快速而準確地獲得電網(wǎng)電壓的相位和頻率等信息，從而保證變流器的穩(wěn)定安全運行。從實現(xiàn)方式上看，鎖相環(huán)可分為兩種：硬件鎖相和軟件鎖相。傳統(tǒng)的硬件鎖相環(huán)依賴硬件電路對電網(wǎng)電壓過零點的檢測，來達到鎖相的目的。這種鎖相環(huán)的優(yōu)點是結構簡單，利于工程實現(xiàn)。但是電網(wǎng)電壓在一個周期內(nèi)只有兩個過零點，因此該種鎖相環(huán)的動態(tài)響應速度較差。另外，如果電網(wǎng)電壓諧波嚴重，會導致一個周期內(nèi)產(chǎn)生多個過零點，此時鎖相環(huán)的精度較差。在過零點鎖相方法上改進的鎖相環(huán)，例如基于乘法鑒相器的鎖相環(huán)、單同步坐標系軟件鎖相環(huán)、自適應鎖相環(huán)等在電網(wǎng)電壓不平衡、諧波含量多等情況下，控制的精度和速度就會大打折扣，難以取得令人滿意的效果。針對此，本文設計了一種基于雙dq同步坐標系的解耦軟件鎖相環(huán)（DDSRF-SPLL），利用解耦的雙同步坐標系實現(xiàn)電網(wǎng)電壓基波正負序分量的分離，達到基波正序分量的精確檢測的目的。在分析DDSRF三相鎖相環(huán)之前，首先介紹單同步參考坐標系下的軟件鎖相環(huán)（SSRF-SPLL），控制結構原理框圖如圖2.15所示。圖中，ωff表示檢測到電網(wǎng)電壓的額定頻率，ω0表示鎖相環(huán)的旋轉(zhuǎn)角速度，mod表示相位角θ的周期并取為2π。圖2.15SSRF-SPLL控制結構原理圖框圖控制原理分析如下：首先對電網(wǎng)電壓進行adc/dq變換，將三相靜止abc坐標系下的電壓變量變換成dq坐標系下的直流量。根據(jù)鎖相環(huán)的控制要求，必須使鎖相環(huán)和電網(wǎng)電壓的的旋轉(zhuǎn)角速度完全一樣，才能實現(xiàn)鎖相。顯然只要通過PI調(diào)節(jié)器把Uq調(diào)節(jié)為零就可以實現(xiàn)鎖相的功能，將PI調(diào)節(jié)器的輸出與電網(wǎng)的額定頻率相加就可以得到鎖相環(huán)的輸出頻率。實際上，在理想的電網(wǎng)條件下，SSRF三相鎖相環(huán)能快速準確地跟蹤電網(wǎng)電壓的相位信息，一旦電網(wǎng)電壓存在不平衡和畸變時，鎖相相位也會存在誤差和波動。經(jīng)過仿真軟件建模完成后，鎖相環(huán)的建模如圖2.15所示：圖2.15鎖相環(huán)建模圖

建模完成后，鎖相環(huán)的輸出角度如圖2.15所示：圖2.15鎖相環(huán)輸出角度2.5電壓電流雙閉環(huán)控制本節(jié)主要討論電流電壓環(huán)雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，并推導出功率環(huán)控制的一些參數(shù)。2.5.1電流環(huán)控制系統(tǒng)圖2.16為電流環(huán)控制的結構框圖：圖2.16電流環(huán)控制的結構框圖

上圖中，KPWM為逆變器的增益，取KPWM=800/3=461.8，1TsS+1為電流信號的采樣延遲，10.5TsS+1為PWM的慣性環(huán)節(jié)，1LsS+1可得補償前的傳遞函數(shù)：Gc0該系統(tǒng)具有兩個開環(huán)極點，其幅頻特性的轉(zhuǎn)折頻率分別為0.8Hz和490Hz。系統(tǒng)的開環(huán)直流增益為20log設補償網(wǎng)絡的傳遞函數(shù)：H0.8系統(tǒng)的開關頻率為3kHZ，所以補償后電流環(huán)的穿越頻率為1/10的開關頻率，即為300HZ。則有：Gc0往往把PI調(diào)節(jié)器的零點放在補償前開環(huán)傳函的主導極點處，即0.8