變頻器系統(tǒng)中頻率源模塊本振單元設(shè)計與實現(xiàn)案例分析目錄TOC\o"1-3"\h\u25372變頻器系統(tǒng)中頻率源模塊本振單元設(shè)計與實現(xiàn)案例分析 1156711.1本振單元設(shè)計指標 166911.2本振單元設(shè)計方案 246981.3關(guān)鍵器件選取 3191231.1.1恒溫晶振 353381.1.2鑒相器 467231.1.3環(huán)路濾波器 5261421.1.4壓控振蕩器 759471.1.5倍頻器 828211.4本振濾波器設(shè)計 1027401.5指標分析 121.1本振單元設(shè)計指標晶振信號：100MHz，10dBm;輸出頻率范圍：20.5~24.5GHz；輸出頻率步進：100MHz；輸出功率：13dBm；雜散抑制：60dBc相位噪聲：≤-90dBc/Hz@100kHz，-100dBc/Hz@1MHz；工作溫度：-40~+70℃；工作電壓：12V。1.2本振單元設(shè)計方案根據(jù)本振單元的設(shè)計指標要求，由于直接數(shù)字頻率合成的無法直接產(chǎn)生高頻率，此設(shè)計方案不予考慮。而直接模擬頻率合成方案雖可以滿足上述設(shè)計指標，但由于該產(chǎn)品要求小型化，產(chǎn)品各模塊不宜體積過大，而且直接模擬頻率合成技術(shù)成本一般較高，所以此方案也不考慮。鎖相環(huán)合成技術(shù)方案相比上面兩種方案其優(yōu)點是成本低、雜散小、相位噪聲優(yōu)異、模塊小型化，而且此方案可以實現(xiàn)頻率較寬的工作帶寬。由于鎖相環(huán)的跳頻時間慢而且相噪相對前兩者方案較差，整體模塊設(shè)計指標可知對相噪指標的要求不高，能夠滿足指標要求，因而綜合考慮，為了設(shè)計簡單化，易于調(diào)試采用鎖相頻率合成技術(shù)+四倍頻來實現(xiàn)此模塊功能。如圖1.1本振源單元方案所示，是依據(jù)器件的性能和低成本化最終確定此設(shè)計方案，采取了數(shù)字鑒相器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器三部分組成的鎖相環(huán)合成方案。圖1.1本振源單元方案本課題K波段本振源單元需要輸出20.5GHz~24.5GHz跳頻源信號。本振源的參考信號我們采用了100MHz的恒溫晶振，采用ADI公司HMC704LP4E作為鎖相環(huán)芯片其工作頻率范圍DC-8GHz。先通過外部的STM32單片機芯片搭建控制模塊，控制其內(nèi)部寄存器進而產(chǎn)生和改變其輸出調(diào)諧電壓，一般鑒相器輸出的調(diào)諧最大電壓都比較低，為此我們利用ADI公司的運算放大器OP113構(gòu)建的環(huán)路濾波器對其進行升壓然后輸入給VCO芯片HMC586LC4B，由VCO輸出相對應的頻點，鏈路中級聯(lián)放大器可以使信號功率達到倍頻器所工作的功率，其次通過兩次二倍頻器得到所需的本振信號頻率，最后通過帶通濾波器濾除對混頻器單元雜散信號，尤其可見，此帶通濾波器的關(guān)鍵性若雜散信號不消除加大調(diào)試難度。1.3關(guān)鍵器件選取1.1.1恒溫晶振根據(jù)項目經(jīng)驗可知，參考信號的相噪優(yōu)異直接影響著整個產(chǎn)品輸出信號的相噪。因此在評估方案時提出選擇用恒溫晶振作為參考信號，這樣就能夠最大程度上避免受到溫度變化等條件造成晶體振蕩器產(chǎn)生溫漂問題。因為恒溫晶振的特性使它能夠在長時間下不受溫度影響而穩(wěn)定，輸出頻點精確度高、輸出信號相噪優(yōu)異等優(yōu)點，其恒溫晶振憑借著高指標價格相比其他型號晶振而言稍微昂貴些，在實際工程中更加偏向于其產(chǎn)品指標。為了使設(shè)計呈現(xiàn)最佳效果，我們對多款恒溫晶振（OCXO）進行研究，最終發(fā)現(xiàn)一款來自國內(nèi)某廠商的100MHz恒溫晶振。其不僅頻率精確度和相位噪聲的指標處于一種較理想狀態(tài)，而且體積也較小，較為符合設(shè)計需求。該恒溫晶振的供電電壓為＋8Ｖ，啟動電流小于500mA，穩(wěn)定后電流約為120mA。這里我們查閱了此器件資料，由圖1.2可以看出此器件相位噪聲十分優(yōu)異，在偏離載波頻率為100kHz處大約為-160dBc/Hz。該100MHｚ參考信號的波形為標準的正弦波，諧波分量較小。圖1.2恒溫晶振相噪示意圖1.1.2鑒相器圖1.3鑒相器內(nèi)部結(jié)構(gòu)在項目中，我們選用數(shù)字鑒相器時首先通過器件資料查看工作頻率是否在設(shè)計方案的頻率范圍內(nèi)，這是在選用數(shù)字鑒相器芯片時的首要標準。在整個T/R組件模塊中，本振源模塊的性能決定著整個組件性能，為滿足整個組件的性能，因此我們在選用芯片時希望數(shù)字鑒相器基低噪聲較低，確保本振源的相位噪聲優(yōu)異。目前國內(nèi)外芯片廠商研發(fā)的鑒相器種類較多，講過對多款芯片研究，最終發(fā)現(xiàn)美國ADI的鑒相器HMC704LP4E芯片性能最佳。此芯片是被設(shè)計為集成鎖相環(huán)中相位噪聲優(yōu)異小數(shù)分頻芯片。從圖1.3[29]芯片的結(jié)構(gòu)框圖可知該芯片由低噪聲數(shù)字鑒相器、壓控分頻器、精密電荷泵組成。此款芯片的輸入?yún)⒖夹盘栴l率高達350MHz，射頻輸入頻率高達8GHz，并且該鑒相器芯片工作模式分為整數(shù)和分數(shù)，可應用在不同的環(huán)境下。該芯片的有這優(yōu)異的噪聲基底，在整數(shù)模式下該值可達-233dBc/Hz，在分數(shù)模式下噪聲惡化3dB，達到了-230dBc/Hz。此芯片不足之處是16位N計數(shù)器，其含義是該芯片鎖相環(huán)路輸入信號頻率不小于鑒相頻率16倍，如果參考信號頻率是50MHz，寄存器的R設(shè)為1，以50MHz進行鑒相，此時RF輸入端的信號頻率需至少為800MHz，這使得該芯片的應用范圍受到限制。圖1.4調(diào)壓與相位噪聲對比值得注意的是，該款芯片電荷泵輸出電流范圍僅0.2~2.5mA，最高輸出調(diào)諧電壓僅為4.3V左右。若超過該值，則噪聲基底和閃爍噪聲會急劇惡化，如圖1.4[30]調(diào)壓與相位噪聲對比所示。但總的來說，該芯片相比同類產(chǎn)品性能優(yōu)異，價格合適，所以鑒相器HMC704LP4E是在鎖相環(huán)設(shè)計中優(yōu)先選擇的芯片之一。1.1.3環(huán)路濾波器環(huán)路濾波器可分為無源環(huán)路濾波器和有源環(huán)路濾波器，因無源環(huán)路中未有有源器件產(chǎn)生噪聲，通常相位噪聲比有源環(huán)路濾波器優(yōu)異。環(huán)路濾波器在本振源中是重要的組成部分，可以優(yōu)化環(huán)路動態(tài)性能，維持環(huán)路的穩(wěn)定性，一是改善恒溫晶振和鑒相器的電壓產(chǎn)生高頻噪聲和高頻分量，二是改善壓控振蕩器所產(chǎn)生的噪聲。通過查閱器件手冊可知，HMC704LP4芯片CP管腳輸出電壓范圍為DC-4.3V。項目中我們選用的壓控振蕩器芯片當輸出5.125~6.125GHz的本振信號，需要CP腳輸出電壓值達到5.5V以上，所需電壓遠遠超出HMC704LP4調(diào)諧電壓范圍，需提高壓控電壓因此采用有源環(huán)路濾波器電路設(shè)計。在有源環(huán)路濾波器的設(shè)計中，選擇不同型號運放芯片，其輸入的噪聲分量各有差異。設(shè)計環(huán)路濾波器時，單位增益帶寬、輸入噪聲電壓和電流密度以及轉(zhuǎn)換速率，上述是選型運算放大器主要考慮三個指標。影響相位噪聲性能較大是輸入噪聲電壓和電流密度。通過綜合對比，本方案最終選用了ADI公司OP113型號的運算放大器，設(shè)計出有源環(huán)路濾波器通過一定比例系數(shù)調(diào)諧電壓以及完成對環(huán)路的低通濾波功能濾掉所產(chǎn)生的噪聲。根據(jù)環(huán)路濾波器的相噪最優(yōu)設(shè)計原則，降低環(huán)路帶寬，能夠使相噪抑制好，缺點是增加環(huán)路鎖定時間容易造成失鎖現(xiàn)象；擴大環(huán)路帶寬，缺點相位噪聲抑制較差,但可以減少環(huán)路的鎖定時間。為了將環(huán)路性能調(diào)到最佳，利用ADI公司一款ADISIMPLL仿真軟件[31]，這個模擬軟件是ADI公司對自己生產(chǎn)的鑒相器芯片研發(fā)的鎖相環(huán)模擬軟件，其中軟件數(shù)據(jù)庫里有各種各樣的芯片型號和環(huán)路類別，其優(yōu)點是使用方便簡單，結(jié)果數(shù)據(jù)詳細、參數(shù)容易修改。方案中選用HMC704LP4可以找到其模型，在實際模擬過程中，首先選擇相對應的芯片，然后設(shè)置本振源輸出頻率范圍和輸入?yún)⒖夹盘栴l率，接著根據(jù)方案選擇環(huán)路濾波器的具體形式，選擇相對應的運放型號及其供電電壓。最后，通過設(shè)置環(huán)路濾波器的帶寬和相位裕度來進行模擬。仿真結(jié)果主要包括信號的頻域特性、時域特性、原理框圖和輸出結(jié)果報告。通過更改環(huán)路濾波器的帶寬和相位裕度參數(shù)，可以實時地觀察相位噪聲的變化，其可以實時地更新用于實現(xiàn)環(huán)路濾波器的電阻電容器值。另一方面，ADISIMPLL模擬軟件還可以擬合參考信號和電壓控制振蕩器信號的相位噪聲，使得實際電路中采用的晶體振蕩器和電壓控制振蕩器的相位噪聲一致。所以模擬結(jié)果對設(shè)計過程中有這實際的參考價值。圖1.5為HMC704LP4環(huán)路濾波電路仿真原理圖。圖1.5HMC704有源環(huán)路仿真圖在實際工程中，環(huán)路濾波器帶寬需要綜合考慮，環(huán)路對晶振和鑒相器所輸出噪聲呈低通特性，所以希望將頻率選低，而對于壓控振蕩器自身噪聲呈高通特性，若將頻率選低抑制壓控振蕩器噪聲效果較差。故在實際電路中需要相應的調(diào)試，尋找最佳點，呈現(xiàn)最佳的相位噪聲。1.1.4壓控振蕩器通過上文對環(huán)路濾波器的分析可知，環(huán)路對壓控振蕩器自身噪聲呈高通特性，所以在選用壓控振蕩器芯片時，首要考慮是其芯片在遠端相位噪聲指標優(yōu)異。經(jīng)過對比后，最終選擇了美國ADI公司推出的HMC586LP4B是一款寬帶GaAsInGaP電壓控制振蕩器芯片，該芯片內(nèi)部集成了異質(zhì)結(jié)雙極晶體管、負阻器件、變?nèi)荻O管和集諧振器。這種寬帶壓控振蕩器器有這體積小、相位噪聲低、低功耗和寬調(diào)諧范圍的優(yōu)點，如圖1.6[32]壓控振蕩器HMC586LP4B結(jié)構(gòu)所示：圖1.6壓控振蕩器HMC586LP4B結(jié)構(gòu)圖1.7HMC586LP4B調(diào)諧電壓與輸出頻率關(guān)系圖從圖1.7[33]調(diào)諧電壓與輸出頻率關(guān)系可看出，該芯片HMC586LP5E在＋５Ｖ供電的情況下，其調(diào)諧電壓與輸出頻率關(guān)系。當調(diào)諧電壓為+20Ｖ時，HMC586LP5E可輸出該芯片最高頻率8.5GHz。如圖1.7所示，涵蓋了本振源模塊需要PLL輸出的5.125~6.125GHz。當調(diào)諧電壓范圍在＋3Ｖ到＋8之間變換時，輸出頻率大小區(qū)間為4.8GHz到6.5GHz，且兩者滿足線性關(guān)系。圖1.8HMC586LP4B單邊帶相位噪聲曲線據(jù)圖1.8[34]單邊帶相位噪聲曲線可知，頻偏10kHz時單邊帶調(diào)制相噪低至-75dBc/Hz，頻偏100kHz時單邊帶調(diào)制相噪低至-100dBc/Hz，其相位噪聲較為平滑，遠端相位噪聲相對較好。工作溫度范圍為-40℃~85℃，完全符合方案工作溫度-40℃~80℃需要。綜上分析可知，壓控振蕩器HMC586LP5E符合系統(tǒng)芯片選型需求。1.1.5倍頻器倍頻器，顧名思義就是把輸入信號的頻率擴大若干倍數(shù)的器件，一般是整數(shù)倍，在毫米波系統(tǒng)屬于最常用的器件之一，在毫米波擴頻中扮演著重要角色。本設(shè)計通過倍頻方式可將質(zhì)量較高的低頻微波信號經(jīng)過多次倍頻獲得毫米波頻段的優(yōu)質(zhì)射頻信號，這樣既可以降低系統(tǒng)的主振頻率，又能保證輸出頻率具備較高的穩(wěn)定度，還可實現(xiàn)相對更低的相位噪聲指標。倍頻器通過利用二極管或晶體管等半導體器件的非線性特性使得輸入正弦信號產(chǎn)生新的頻率分量[35]。需要外部供電的三端口半導體器件常應用于低頻電路中，利用有源三端口半導體器件所設(shè)計的倍頻器具有變頻增益。根據(jù)分析倍頻器主要分成兩大類，一種是有源倍頻器，需要外部供電才能工作，優(yōu)點是損耗低、隔離度比較高等[36]。另一種是無源倍頻器，只要滿足倍頻器的頻率和功率要求的信號輸入它就會正常工作，缺點是損耗比較大。故選擇有源倍頻器。倍頻器作為產(chǎn)生高頻信號的主要器件，衡量其性能的技術(shù)參數(shù)主要有：波形純度：倍頻器所需頻率功率與各次諧波頻率之比。工作頻率：在此工作頻率內(nèi)的信號通過倍頻器，最終輸出的信號能達到其技術(shù)指標。輸出功率：倍頻器在工作頻帶內(nèi)輸入一定頻率的信號時，輸出端的功率。倍頻損耗：倍頻損耗和濾波器、放大器等的插入損耗定義一樣，其表達式見式1.1。 LmdB驅(qū)動功率：倍頻器正常工作時所需要的最小基波能量。工作帶寬：以輸出功率為基礎(chǔ)，當其功率下降3dB時的上下限頻率之差。雜散抑制度：輸入端的目標信號功率與輸出端的雜散信號功率之比。駐波比：通過駐波比能直觀的反映出輸入輸出端的匹配情況，理想情況下，我們希望所設(shè)計的電路駐波比能為１，這樣就能保證信號無反射的傳輸，但是在實際的設(shè)計中無法達到這一點，結(jié)合實際情況，一般設(shè)計時要求駐波比不大于1.5。本振倍頻鏈的方案設(shè)計框圖如圖1.9所示：HMCXXXHMCXXXHMCXXXK波段帶通濾波器圖1.9本振倍頻鏈路圖在選用倍頻器時沒有選擇到合適四倍頻器。綜合考慮本方案選用兩次二倍頻器，第一次倍頻選擇了美國Hittite公司出品的一款采用MMIC技術(shù)的寬帶二倍頻器HMCXXX。芯片輸入驅(qū)動信號功率為0~6dBm，功率增益為6dB，輸出功率可達12dBm，此二倍頻器的輸出頻率范圍為8~22GHz，諧波抑制可達到20dBc供電為+5V@92mA。通過芯片資料可知當驅(qū)動功率為5dBm時，性能良好，能夠廣泛適用于汽車雷達、短距回路等。芯片的具體參數(shù)如圖1.10所示。圖1.10HMCXXX芯片主要指標第二次倍頻器選擇了美國Hittite公司出品的一款采用MMIC技術(shù)的寬帶二倍頻器HMCXXX。當輸入驅(qū)動信號功率為5dBm時，此二倍頻器的輸出頻率范圍為13~24.6GHz，功率可達15dBm以上，諧波抑制25dBc,在本方案需要的20.5GHz、22.5GHz、24.5GHz、在輸出頻率范圍內(nèi)，指標供電為+5V@88mA。當驅(qū)動功率為5dBm時，芯片的電氣指標如圖1.11所示。圖1.11HMCXXX芯片主要指標由于基波與首次倍頻產(chǎn)生的三次諧波不在二次倍頻工作范圍內(nèi)，又考慮到成本與空間大小的限制，一次與二次倍頻間不加濾波器也可以實現(xiàn)。在二次倍頻之后進行20.5~24.5頻段內(nèi)的濾波。在電路設(shè)計中要注意對芯片進行阻抗匹配，阻抗匹配對射頻電路性能的優(yōu)良有很大的影響。良好的匹配可以保證芯片發(fā)揮出最優(yōu)良的性能，減小信號傳輸過程中的功率損耗，降低系統(tǒng)的噪聲系數(shù)。倍頻器芯片的電路版圖如圖1.14所示，在厚度為0.254mm的Rogers5880板材上，50歐姆微帶線的寬度為0.7mm，在倍頻器的信號輸入和輸出引腳做阻抗過渡，減小信號在傳輸過程中的功率損耗。射頻芯片對電源供電質(zhì)量要求較高，電源紋波會影響芯片工作的穩(wěn)定性，使輸出信號質(zhì)量降低，對芯片的加電引腳焊接濾波電容，避免因電源供電質(zhì)量不佳而影響到輸出信號的質(zhì)量。項目中選用的濾波電容分別為0.1μF和100pF，用0.1μF的大電容濾除紋波干擾，用100pF的小電容濾除高頻干擾。1.4本振濾波器設(shè)計因為一個系統(tǒng)不可避免的在工作頻段內(nèi)會有雜波，而且為了精確的得到我們想要的頻段的信號，幾乎所有的微波接收機、發(fā)射機和微波試驗裝備都要求具有濾波器的功能。濾波器[37]顧名思義是可以過濾電磁波的器件，它可以濾除信號中我們所不需要的信號，得到一個所需要的頻率信號。按通帶濾波特性濾波器可以分為：最大平坦型（巴特沃斯型）濾波器、等波紋型（切比雪夫型）濾波器、線性和移型（貝塞爾型）濾波器等。巴特沃斯響應濾波器具有最平坦的響應特性，它的衰減曲線中沒有任何波紋，沒有起伏，然后慢慢在阻頻帶下降為零。巴特沃斯濾波器最常用于頻率比較低的頻段，特別適用于在工作頻率范圍內(nèi)對帶內(nèi)平坦度要求較高的整個組件或者模塊。切比雪夫濾波器是在通帶上頻率響應幅度等波紋的濾波器，它的幅頻特性曲線是最接近理想濾波器的，但是在通帶內(nèi)的平坦度不如巴特沃斯濾波器。貝塞爾濾波器具有最平坦的幅度和相位響應，通帶內(nèi)相位響應幾乎呈線性。經(jīng)過上述理論分析，最終選擇切比雪夫模型濾波器仿真。1.濾波器的技術(shù)指標濾波器的主要任務(wù)是濾除系統(tǒng)中的雜波信號，以保證系統(tǒng)的頻譜純度。其主要技術(shù)指標有：(1)插入損耗：引入濾波器后對輸入信號引起的損耗，插入損耗定量的描述了功率響應幅度與0dB基準的差值，其數(shù)學表達式為：本振濾波器在式中 IL=10logPL表示的是濾波器向負載輸出的功率，P(2)通帶帶寬：定義為通帶內(nèi)對應3dB衰減的上下邊頻頻率差，具體數(shù)學表達式為： BW3dB=(3)回波損耗：端口信號輸入功率與反射功率之比，以分貝數(shù)表示。(4)矩形系數(shù)：表示濾波器對頻帶外信號的抑制程度，帶外抑制越大，選擇性越好。帶通濾波器的實現(xiàn)有多種方式：（a）波導腔體濾波器的插損小，帶外抑制性好，但是輸入和輸出都要進行波導-微帶轉(zhuǎn)換，體積大，使用不方便。（b）微帶平面濾波器結(jié)構(gòu)緊湊，體積小便于微波電路集成，但是插損大。插損可以用放大器彌補，即使帶外抑制度不夠，還可以多個濾波器級聯(lián)使用,在毫米波領(lǐng)域應用非常廣泛。由于我們產(chǎn)品體積受限，我們優(yōu)選微帶端耦合結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)濾波器。根據(jù)指標要求，故方案在倍頻器后面級聯(lián)了一個通帶為20.5~24.5GHz的帶通濾波器，避免本振雜波對變頻模塊干擾。設(shè)計要求該濾波器中心頻率為22.5GHz，帶寬4GHz，在設(shè)計濾波器時并沒考慮到高低溫時濾波器的通帶會有一定頻偏，經(jīng)過兩次改版，故設(shè)計濾波器的通帶時加大了±400MHz，由于基波與三次諧波頻率距離通帶較遠，不必擔心有雜散落在濾波器帶內(nèi)，本次設(shè)計利用HFSS仿真軟件為基礎(chǔ)進行仿真和優(yōu)化，為了節(jié)省結(jié)構(gòu)空間，采用了介電常數(shù)較高的Al2O3陶瓷基片，其介電常數(shù)為9.9，厚度為0.254mm，仿真結(jié)果如圖1.12所示。圖1.12濾波器仿真結(jié)果圖仿真結(jié)果看出，很明顯，一級的濾波器很難滿足對雜散抑制的指標要求，通過兩級濾波器級聯(lián)應用，完全可以達到抑制指標要求。在設(shè)計時兩級濾波器之間預留調(diào)試塊，來改善兩者之間的駐波。1.5指標分析對于鎖相系統(tǒng)來說，主要的指標包括有：功率輸出、相位噪聲、跳頻時間、雜散以及頻率穩(wěn)定度。頻率穩(wěn)定度與所采用的晶振有這一定關(guān)系。同時，本次設(shè)計為跳頻本振源，下面討論輸出功率、相位噪聲和雜散特性這三個關(guān)鍵性指標。1.5.1輸出功率分析由前面對VCO芯片和倍頻器芯片的介紹，VCO輸出信號的典型功率為12.5dBm，經(jīng)過SMA接頭插損約為2dBm。而兩款二倍頻器在不同輸入功率驅(qū)動下的輸出信號功率如圖1.10和圖1.11芯片主要指標所示，可以看到在驅(qū)動功率10dBm時，在20.5~24.5GHz的范圍內(nèi)輸出信號功率為15dBm以上，算上后續(xù)的濾波器插損和傳輸同軸線的損耗也應該在13dBm以上，完全滿足了指要求。但值得注意的是輸出頻率20.5~24.5GHz內(nèi)功率有一定的波動，后面的測試結(jié)果也體現(xiàn)了這一點。另外，二倍頻器的在不同的溫度環(huán)境下的輸出功率平坦度±1dB以內(nèi)。1.5.2相位噪聲分析相位噪聲是指