開關(guān)電源電路設(shè)計案例目錄TOC\o"1-3"\h\u5892開關(guān)電源電路設(shè)計案例 1122801.1開關(guān)電源設(shè)計指標(biāo) 2296981.2控制芯片UC2843及外圍電路 255441.2.1軟啟動電路設(shè)計 4225511.3開關(guān)管的計算與選擇 521941.4RCD鉗位電路 615291.4.1鉗位電路工作原理 6160431.4.2鉗位電路元件參數(shù)計算選擇 6106431.5變壓器的設(shè)計 7293941.5.1高頻變壓器設(shè)計原則 7241581.5.2變壓器參數(shù)計算 9220941.6輸出反饋回路設(shè)計 11198261.6.1反饋環(huán)路控制理論 11243471.6.2反激式開關(guān)電源的反饋回路 12187081.6.3反饋回路設(shè)計 13250151.7輸出電壓紋波抑制 17148061.7.1紋波的產(chǎn)生與抑制 1767391.7.2紋波抑制電路設(shè)計 17對于開關(guān)電源的設(shè)計，幾乎都要按照下面的步驟來進(jìn)行，選擇合適的拓?fù)鋭t是最主要的步驟，使得設(shè)計合理且達(dá)到使電源穩(wěn)定工作的目的。不同的開關(guān)電源有各種適合的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，而各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)都有其適用場合，反激式電路由于其結(jié)構(gòu)簡單，本次設(shè)計將選取反激式開關(guān)電源為設(shè)計對象，如圖為開關(guān)電源設(shè)計步驟：圖3-1開關(guān)電源設(shè)計步驟1.1開關(guān)電源設(shè)計指標(biāo)本次設(shè)計采用UC2843PWM電流型控制芯片為核心，設(shè)定變壓器工作在DCM模式，搭建了具有兩路輸出的反激式開關(guān)電源，相關(guān)參數(shù)指標(biāo)設(shè)計如下:輸出紋波系數(shù)：≤3%開關(guān)頻率f以下是各部分電路設(shè)計.1.2控制芯片UC2843及外圍電路本次設(shè)計采用UC2843控制芯片為核心，UC2843控制芯片是一款高新能固定頻率的電流型芯片，它可以用極少的外部器件實(shí)現(xiàn)直流到直流的轉(zhuǎn)換以及離線控制功能，因此在設(shè)計離線式的直流變換電路中，它具有很廣泛的應(yīng)用，如下所示為內(nèi)部結(jié)構(gòu)[14]。圖3-2UC2843內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖它的內(nèi)部包含了有電流檢測器、基于PWM原理的鎖存器、誤差放大器EA、互補(bǔ)功率放大輸出單元、振蕩器OSC、欠電壓保護(hù)電路、“圖騰柱”輸出端、5V標(biāo)準(zhǔn)參考源和一些輔助電路[15]。開關(guān)電源的核心部分是PWM脈寬調(diào)制器，它產(chǎn)生的驅(qū)動信號的頻率固定，而且脈沖寬度是可以調(diào)整的，而輸出電壓高低的調(diào)節(jié)，是通過功率開關(guān)管的導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)來控制的，以此穩(wěn)定輸出電壓。內(nèi)部的鋸齒波發(fā)生器在工作時提供的時鐘信號頻率是不會改變的。閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)的構(gòu)成是利用了誤差放大器EA和PWM比較器一起實(shí)現(xiàn)的。用通過輸出電感的電流信號，在脈寬比較器輸入端與誤差放大器的輸出端信號相比較，這樣控制驅(qū)動信號的占空比大小，從而使得誤差電壓的變化可以隨著輸出電感電流的峰值發(fā)生相應(yīng)的變化。在系統(tǒng)電路運(yùn)行中，若出現(xiàn)輸出電壓因某些因素降低的情況，那么驅(qū)動信號的脈沖寬度也會在脈寬調(diào)制器的控制下發(fā)生改變，從而使得占空比增大，這樣將升高斬波后的平均值電壓，也就是增大占空比，使斬波后的平均值電壓升高，也會使得輸出電壓升高，相反的，若輸出電壓增大，那么驅(qū)動信號的脈沖寬度也會在脈寬調(diào)制器的控制下發(fā)生改變，從而使得占空比減小，這樣將降低斬波后的平均值電壓，也就是減小占空比，使斬波后的平均值電壓降低，也會使得輸出電壓降低。UC2843控制芯片外圍電路如圖所示：圖3-3UC2843外圍電路其中VCC和VC通過15V直流電壓源供電，輸出端接開關(guān)電源輸入電路的MOS管，反饋回路的反饋信號接入comp端，按照經(jīng)驗(yàn)，RCT腳接8.2kΩ電阻和1.5nF電容接地，而vref和comp端則設(shè)計了一個軟啟動電路。1.2.1軟啟動電路設(shè)計電源在剛通電開啟的時候，電路也還沒有進(jìn)入穩(wěn)定的工作狀態(tài)，此時需要一段時間來產(chǎn)生整個電路的輸出電壓，所以電路其實(shí)是相當(dāng)于開環(huán)的，在電路逐漸進(jìn)入穩(wěn)定工作的這段時間內(nèi)，芯片的輸出腳輸出信號的PWM脈沖占空比會很大，這種情況可能會使得開關(guān)管因?yàn)殡妷哼^高被擊穿或者開關(guān)管的導(dǎo)通時間過長而直接燒毀。處理這種情況的方法是設(shè)置如上圖所示的軟啟動電路，其有電阻R，二極管D，電容C所示。電阻R是與UC2843芯片的8腳VREF相連接，而UC2843芯片的1腳COMP端則與二極管D的陽極相連接。軟啟動電路設(shè)置完成后，電源剛導(dǎo)通時電容C的兩端電壓此時為0，對于UC2843芯片內(nèi)部的電流檢測比較器而言，它的反向輸入端電壓此時也是0，UC2843芯片的輸出腳輸出信號為低電平，電容C將隨著UC2843的comp端的恒流源和verf端的5V基準(zhǔn)電壓通過給電阻R放電時充電[16]，這樣comp端的電壓也逐漸增大，就不會出現(xiàn)電源一接通就輸出滿偏的情況，同時也使得電流檢測比較器內(nèi)部的反向輸入端電壓是慢慢升高的，同步比較逐漸升高的電壓和ISENSE腳的電流檢測電壓[17]，控制輸出腳輸出的占空比逐漸增大的PWM脈沖，達(dá)到讓電路正常啟動的目的，這一過程即為軟啟動[18]。這里選擇電阻R為100k，電容C為1μF，二極管沒有具體的需求，選擇普通的二極管1N4148即可滿足需求。1.3開關(guān)管的計算與選擇對于開關(guān)穩(wěn)壓器而言，功率開關(guān)管一般是集成內(nèi)部芯片中，開關(guān)電源在利用脈寬調(diào)制器設(shè)計時，是離不開功率開關(guān)管的。在開關(guān)電源的應(yīng)用中功率開關(guān)管主要包括有以下三種：（1）BJT（雙極型）；（2）MOSFET（金屬－氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管）；（3）IGBT（絕緣柵－雙極型）。功率開關(guān)管的選擇需要注意兩點(diǎn)，一個是開關(guān)管的開關(guān)速度，一個則是開關(guān)管的導(dǎo)通壓降。這兩點(diǎn)都和額定電壓相關(guān)，導(dǎo)通壓降隨著額定電壓越高它也越高，開關(guān)速度則相反，額定電壓越高，開關(guān)速度則越慢。故在選擇功率開關(guān)管時，需要在額定電壓等于實(shí)際工作電壓1.2~1.5倍條件下，盡量在低壓功率開關(guān)管中選擇。在功率開關(guān)管的三種類型中，MOS管的具有較短的開關(guān)時間，在開關(guān)頻率達(dá)到100kHz－1MHz的PWM調(diào)制器中應(yīng)用較多，而且它是通過電壓來驅(qū)動的，靜態(tài)驅(qū)動電流在這時是不需要的，其還具有通態(tài)電阻小的特點(diǎn)，這也意味著MOS管的損耗較低，目前中、小功率開關(guān)電源中選擇功率開關(guān)管的趨勢中，大部分都比較青睞MOSFET開關(guān)管。（1）MOS管的耐壓值選擇需要滿足條件：V即MOS管漏源極間耐壓值應(yīng)該要2倍于最大直流輸入電壓,在本論文設(shè)計中最大輸入直流電壓值Vdcmax（2）MOS管的耐電流選擇需要滿足條件：Idrms其中Idrms指的是MOS管通過的電流有效值，Iout指的是輸出電流值，Po指的是輸出功率，V（3）MOS管的導(dǎo)通損耗為：P即其導(dǎo)通損耗等于MOS內(nèi)阻和有效電流值的平方。綜上選擇MOSFET耐壓值為800V的MTB4N80E。1.4RCD鉗位電路開關(guān)電源中MOSFET開關(guān)管截止的瞬間，因?yàn)槟芰績Υ嬖谧儔浩鞯蔫F芯中，此時經(jīng)初級繞組的漏感通過后，產(chǎn)生的尖峰脈沖電壓很高，而輸入電壓、次級繞組圈反射到初級繞組因此產(chǎn)生的反電動勢和這個尖峰脈沖電壓這三者疊加后，直接接到MOS管的DS漏源極，MOS管會很容易被擊穿燒毀，所以必須在變壓器初級繞組回路中設(shè)計一個RCD鉗位電路，防止MOS管被擊穿[19]。同時必須要選擇合適的RCD鉗位電路參數(shù)，否則無法起到對MOS管的過壓保護(hù)作用，還會增加開關(guān)電源管的功耗，使開關(guān)管的溫度升高，降低開關(guān)電源的效率。1.4.1鉗位電路工作原理反激式開關(guān)電源中設(shè)計的RCD鉗位電路由電阻R，電容C和二極管D組成，故稱RCD鉗位電路，如圖，開關(guān)管的等效模型是存在寄生電容的，這個寄生電容在這里是Coss，在MOS管導(dǎo)通和截止期間，RCD鉗位電路的工作狀態(tài)為：當(dāng)S1關(guān)斷時，流過漏極DS的電流在極短時間內(nèi)減小到零，二極管D導(dǎo)通，電容C的電容值遠(yuǎn)大于Coss，故電感L釋放的能量絕大部分提供給電容C充電。而電容兩端電壓是無法突變的，它的容量值越大時，電壓變化率就越小，所以，電容C的設(shè)置就是為了使得MOS管漏源極電壓尖峰值變得更小，同時也降低MOS管電壓波形變化率。流過繞組的電流變換方向時，二極管D是截止的狀態(tài)，電容C也停止充電，隨后電容C向鉗位電阻R提供能量放電[20]。若R太小，電容C放電越快，放電電流極大，很有可能致使鉗位電阻R溫度過高，損壞電阻，同時，鉗位電容C兩端電壓波形也會越平滑。若C太小，電容C充電越快，在極短時間內(nèi)就會充滿，MOS管漏源尖峰電壓將會很高，電壓波形變化率也越快，導(dǎo)致電路出現(xiàn)EMI問題。若C太大，電容C兩端電壓上升得很緩慢，變壓器次級繞組反激過沖較小，使得變壓器初級繞組能量不能迅速的傳遞到次級繞組。若R、C值適中，電容C兩端電壓波形變化率較小，MOS管漏源尖峰電壓較小，S導(dǎo)通時，電容C兩端電壓放到接近次級繞組反射電壓，等待下一次S導(dǎo)通到來，可以正好釋放完能量。1.4.2鉗位電路元件參數(shù)計算選擇（1）電容C兩端的電壓有可能直接沖到漏感電壓和反電動勢的疊加值，即V電容C的作用是吸收變壓器漏感的能量，其容量C的值由下式?jīng)Q定：C其中Le表示漏感，單端反激式開關(guān)變換器一般為40~100μH，假設(shè)漏感等于原邊電感得3%，這里取45μH計算；Vr指的是反電動勢，且Vr=2nVoutI（2）電阻R得設(shè)置是消耗變壓器開斷期間電容C放出的能量，電容C釋放能量時，漏感電動勢?VppRC其中T=1f，f是變壓器的工作頻率；功耗是P=L二極管D的取值，要確保耐壓值大于10%的疊加值，而耐流值的選擇則要超過輸入電流平均值的10%，另外根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，選擇慢速二極管時，對于EMI較好[21]。1.5變壓器的設(shè)計變壓器利用線圈繞組互感來完成能量傳送或者信號傳輸?shù)?，在開關(guān)電源的主電路中，變壓器可以隔離輸入電路與輸出電路，也可以變換電壓，在控制電路中，則可以隔離或者變換檢測、驅(qū)動信號。在開關(guān)電源的設(shè)計中，設(shè)計合適的變壓器顯得尤為重要，變壓器的選擇將直接影響整體電路的性能。1.5.1高頻變壓器設(shè)計原則（1）滿足匝數(shù)比原則依變壓器工作原理，不考慮繞組電阻時，初級、次級電壓比等于側(cè)匝數(shù)比。設(shè)變壓器初級繞組匝數(shù)為Np,次級繞組匝數(shù)為Ns,輸入電壓的最小值等于Vinmin，輸出電壓等于Vo,整流二極管的壓降等于VDF，占空比TON/TS的最大值等于Dmax。本次設(shè)計的開關(guān)電源變換器是單端反激式的，則必須滿足條件如下：N（2）滿足磁芯不飽和要求設(shè)變壓器一次繞組上的電壓方波值是Vin，一次繞組匝數(shù)等于NP，由法拉第電磁感應(yīng)定律V又因?yàn)榇磐é?BS，在0~TON時間內(nèi)積分，而由I可以得到

N其中Vin是輸入電壓，TON是開通時間，單位是μs；S是面積，單位是cm2（3）滿足溫升最小和損耗的要求變壓器在工作過程中，會出現(xiàn)溫度升高的情況，這是由于磁磁芯產(chǎn)生的損耗（即鐵損）和繞組的電阻發(fā)熱產(chǎn)生的損耗（即銅損）引起的。隨不同大小的工作頻率，變壓器的鐵損和銅損大小之間的關(guān)系也不一樣，而銅損在一次繞組和二次繞組損耗相等時最小，當(dāng)鐵損與銅損相等時，變壓器的總損耗值最小，變壓器的溫升計算方法是總損耗與變壓器熱阻的乘積[22]。在設(shè)計變壓器時，為獲得最小的銅損，應(yīng)使得初級繞組所占的面積和次級繞組所占的面積相等，對磁芯的工作頻率和磁通密度的選擇都要盡可能合理，取得最小的鐵損。假設(shè)初級繞組匝數(shù)等于NP，銅導(dǎo)線的電阻為ρ（Ω?mm），磁芯可繞線的面積是ACW（mm2）,初級繞組的占有率等于K0，故每匝對應(yīng)的面積是AR初級繞組線圈匝電阻等于

R由于高頻電流的趨膚效應(yīng)，阻值會增大，用交流高頻電流電阻與直流電阻之比RAC

R所以初級繞組的銅損等于

P（4）滿足分布參數(shù)限制在最小的要求由于開關(guān)電源變壓器在工作時傳輸?shù)碾妷汉碗娏饕话愣远际歉哳l脈沖，發(fā)生瞬變的時由于變壓器自身存在的分布電容和漏感會造成浪涌電流、尖峰脈沖電壓以及振蕩的出現(xiàn)，不僅有電磁干擾的危害，還會造成不必要的損耗、時工作效率降低、增加功率開關(guān)器件的應(yīng)力。導(dǎo)體與導(dǎo)體之間存在電位差，這個電位差致使了分布電容的出現(xiàn)，而漏磁通則是造成漏感的原因，在滿足上述要求外，應(yīng)盡量減少線圈匝數(shù)，減小分布電容和漏感對電源工作的影響。1.5.2變壓器參數(shù)計算（1）設(shè)計參數(shù)指標(biāo)為本次研究設(shè)計參數(shù)如下：輸入電壓Vin=400V輸出電壓1V1=5V輸出電壓2V2=15V輸出功率1P1=5W輸出功率2P2=15W輸出紋波系數(shù)≤3%開關(guān)頻率fs設(shè)定變壓器工作在DCM模式下。（2）計算最大占空比（Dmax）本次設(shè)計指標(biāo)為輸入最小直流電壓VDCminV這里，VMmax是開關(guān)管MOSFET的耐壓值等于800V，Vo是輸出電壓等于15V，所以

D（3）變壓器工作在DCM模式下，此時原邊脈動電流和峰值電流的比例因數(shù)Kap=1（4）計算原邊電流和原邊電感量計算平均電流I計算峰值電流I故原邊電感量L（5）選擇磁芯大小由于變量過多，初始選擇是粗略的，通過AP法來計算。繞組填充系數(shù)K取0.3，磁通密度ΔB取0.2T，電流密度J一般在200~600Acm4之間，這里取300，效率η預(yù)設(shè)為0.8，視在功率

A經(jīng)過計算并通過參照變壓器磁芯數(shù)據(jù)表，選擇ETD19磁芯。（6）計算原邊繞組、副邊繞組和偏置繞組匝數(shù)設(shè)定變壓器工作在DCM模式下，根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律有原邊繞組匝數(shù)N這里的Ae是鐵心等效截面積，查找ETD１９磁芯的數(shù)據(jù)表可知Ae=41.30mm2副邊繞組由公式N這里VD1.6輸出反饋回路設(shè)計開關(guān)電源控制系統(tǒng)主要是由PWM調(diào)制器、變壓器、開關(guān)管驅(qū)動電路、反饋控制環(huán)路等構(gòu)成，故開關(guān)電源的動態(tài)響應(yīng)和反饋控制設(shè)計關(guān)系緊密，在設(shè)計反饋控制回路前，需要得到PWM控制器、變壓器、開關(guān)管驅(qū)動電路等的動態(tài)模型，然后得到被控元器件的數(shù)學(xué)公式，由此推導(dǎo)得到傳遞函數(shù)，在分析時域特性和頻域特性，由此從理論上分析開關(guān)電源的動態(tài)模型和補(bǔ)償回路。1.6.1反饋環(huán)路控制理論如圖所示的控制系統(tǒng)框圖圖3-4控制系統(tǒng)框圖系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為V當(dāng)分母1+G(s)H(s)=0時，可知輸出將等于無窮大，系統(tǒng)也不收斂，不可靠工作，缺少穩(wěn)定性經(jīng)過上述簡單計算分析可知，G(S)和H(S)在影響擾動信號的情況下，擾動信號的模依舊沒有改變，另一方面相位變化了180°，我們則可以判定這是一個不穩(wěn)定工作的閉環(huán)系統(tǒng)。然而，這個系統(tǒng)因?yàn)槭秦?fù)反饋系統(tǒng)的緣故，H(S)對擾動信號產(chǎn)生影響之后，已經(jīng)發(fā)生了180°的相位變化，基于這個原因，我們在描述這樣的負(fù)反饋的閉環(huán)系統(tǒng)，則為：若擾動信號在主電路的影響和反饋電路的影響下，它的模大小沒有發(fā)生改變，它也沒有相位變化，我們則稱這是一個不穩(wěn)定工作的系統(tǒng)。系統(tǒng)的傳遞函數(shù)的增益為等于1的時候，我們稱這個頻率是穿越頻率，換算為dB單位：20log1=0dB。以自動控制理論來說，在穿越頻率點(diǎn)上，當(dāng)相位變化不是等于180°時，這個系統(tǒng)就能穩(wěn)定工作。但是由于系統(tǒng)的變化性，各種參數(shù)可能受環(huán)境因素影響發(fā)生改變，若這種影響是的相位變化趨于180°，那么系統(tǒng)則有很大可能會由穩(wěn)定變成不穩(wěn)定工作的狀態(tài)，在實(shí)際中要預(yù)設(shè)這種情況的出現(xiàn)并盡量規(guī)避它，此時應(yīng)保證系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)相位變化與180°之間留有充足的裕量?，F(xiàn)在在工程設(shè)計中普遍的處理辦法是留有45°的相位裕量，這也意味著相位變化要比135°小，這種處理方法既顧及了環(huán)路系統(tǒng)的穩(wěn)定性，另一方面也滿足了系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度的要求，理論分析知留有的相位裕量若其值太大，那么會導(dǎo)致系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)的速度慢下來。根據(jù)自動控制理論，在整個系統(tǒng)的環(huán)路電路中，如果有一個極點(diǎn)，那么增益曲線斜率會在此極點(diǎn)轉(zhuǎn)折頻率上增加-1，如果有一個零點(diǎn)，那么增益曲線斜率會在此零點(diǎn)的轉(zhuǎn)折頻率點(diǎn)上增加+1，這也就是工程上稱的零極點(diǎn)系統(tǒng)。1.6.2反激式開關(guān)電源的反饋回路對于反激式開關(guān)電源而言，由于反激式拓?fù)錄]有LC濾波電路造成的-180°相位落后，所以反饋補(bǔ)償回路較為簡單。輸出濾波電路有一個零點(diǎn)和一個極點(diǎn)，所以在工程設(shè)計上通常用具有一個零點(diǎn)和一個極點(diǎn)的Ⅱ型補(bǔ)償電路作為反激式拓?fù)涞姆答伩刂齐娐贰Ｈ鐖D所示是Ⅱ型補(bǔ)償電路的微分等效電路。圖3-5典型Ⅱ型補(bǔ)償電路的微分等效電路其傳遞函數(shù)為

G變壓器工作在DCM模式下，其本質(zhì)上是一個儲能電感，開關(guān)周期內(nèi)變壓器的初級繞組線圈儲存的能量傳遞到次級側(cè)，如圖所示。圖3-6典型開關(guān)電源能量傳輸回路斷續(xù)模式下控制到輸出的傳遞函數(shù)為G這里，CO1是主反饋電容，RC1是主反饋電容的ESR，則是等效到主反饋的總負(fù)載，wzwz=直流增益為G依據(jù)上述自動控制理論分析，在主電路上添加反饋回路后，為了使得系統(tǒng)穩(wěn)定工作，要讓系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)滿足：（1）穿越頻率留有的相位裕量在理論上要比45°大；（2）幅頻曲線在經(jīng)過穿越頻率點(diǎn)時，應(yīng)該滿足其斜率等于-20dB/decade；（3）相位變化等于-180°時，應(yīng)該盡量使得增益裕量比10dB小；（4）盡可能增大低頻增益1.6.3反饋回路設(shè)計對于單端反激式開關(guān)電源，在設(shè)計這一電路的反饋回路時，穩(wěn)壓管TL431與光耦模式的應(yīng)用是比較常見且廣泛的，本次設(shè)計也將采用這一結(jié)構(gòu)。UC2843芯片作為一款電流型控制芯片[25]，它將位于變壓器的初級側(cè)來控制開關(guān)管MOSFET，而在反饋回路中，穩(wěn)壓管TL431扮演的角色是基準(zhǔn)和反饋誤差放大器，它通過對輸出電壓信號采樣，這時將會計算出一個誤差電壓，而這個誤差電壓在光耦的作用下將轉(zhuǎn)變成誤差電流，然后耦合到初級電路，與UC2843芯片的comp端相連接，輸入到UC2843中，在這個輸入的誤差電流下，UC2843芯片內(nèi)部會有相對應(yīng)的占空比信號產(chǎn)生，并通過這個信號控制開關(guān)管MOSFET，這種反饋回路的設(shè)計的優(yōu)勢在于可以將反饋信號時間直接等效于放大器的傳輸時間，提高了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度。（1）基準(zhǔn)電源芯片TL431是一款性能優(yōu)良的三端可編程式并聯(lián)穩(wěn)壓器，它的電壓可調(diào)范圍為2.5~36V。其等效電路圖如圖所示：圖3-7TL431等效電路圖TL431芯片有三個引腳，這三個引腳是參考電壓、陽極和陰極，其中，在參考端存在兩個電阻，這兩個電阻起到分壓的作用，參考電壓經(jīng)過這個引腳輸入；陽極一般情況下接地；陰極則一般接一個限流電阻到電源的正極。因此在功能上，可以簡化成內(nèi)部集成電路2.5V的基準(zhǔn)電壓、差分運(yùn)算放大電路和集電極開路的三極管構(gòu)成。在等效電路圖中，Vref的值是2.5V，得到的參考電壓V（2）光耦是一種通過光線采樣作為中間介質(zhì)，然后再傳輸電信號的器件，當(dāng)輸入端輸入的是電信號時，光耦內(nèi)部的發(fā)光器將產(chǎn)生光線，受光器在被光線照射到后后產(chǎn)生光電流，這樣就完成了“電-光-電”控制過程。光耦有線性和非線性兩種，對于開關(guān)電源的反饋回路，設(shè)計中通常采用的是線性光耦，這是因?yàn)榫€性光耦的電流傳輸曲線是線性的，傳輸小信號在這種情況下傳輸?shù)姆€(wěn)定性更高。在本次設(shè)計中，采用了OPB871N557光耦。（3）基于TL431的光耦反饋控制電路如圖所示。圖3-8基于TL431的光控反饋回路輸出電壓大于11.5V時，TL431的參考端電壓大于2.5V，此時陽極與陰極導(dǎo)通，從而光耦輸入端的發(fā)光二極管導(dǎo)通，這時輸出端的三極管也導(dǎo)通，輸入到UC2843的comp端被拉低到0；當(dāng)輸出電壓小于11.5V時，TL431的參考端電壓小于2.5V，此時陽極和陰極不導(dǎo)通，發(fā)光二極管也不導(dǎo)通，輸出端三極管截止，輸入到UC2843芯片comp端的電壓為高電平[26]。分析計算TL431反饋回路中電阻R1－R4的取值。在反饋回路中，電阻R1與電阻R2串聯(lián)，擔(dān)任分壓的作用，輸出電壓恒定不變時，TL431芯片的參考端電壓等于2.5V，盡量使得調(diào)整精確，電阻R1和電阻R２的取值選取也要采取精密的選擇，應(yīng)該選取的精度達(dá)到1%，而電阻R2的取值還要考慮TL431參考端的輸入電流是1.8μA，而這個電流可能會影響電阻R1和R2的分壓，所以為了盡量避免出現(xiàn)這一情況，同時也減少電路中噪聲的影響，流過電阻R2的電流值要遠(yuǎn)大于TL431參考端的輸入電流，可取為TL431參考端輸入電流的100倍即0.18mA，故電阻R2的取值應(yīng)該小于2.5V0.18mA=13.9kΩ，另一方面，考慮到電阻對電路的功率消耗，電阻R2的取值應(yīng)該盡可能的小，本次論文設(shè)計中，輸出電壓為15V，考慮電阻R1取值為10kΩ，電阻R2取值為2kΩ電阻R3和光耦LED正極串聯(lián)，再與電阻R4并聯(lián)，這樣構(gòu)成一個電流源，這個電流源將為TL431提供最小工作電流，為使TL431正常工作，在流過電阻R3的電流趨于0時，也要大于1mA，而光耦LED的正向壓降等于2V，則需要滿足R另一方面，光耦的輸出電流I4也存在條件，I4＝I3CTR，CTR指的是光耦的電流傳輸比，經(jīng)查詢數(shù)據(jù)手冊知，光耦通過的電流最大承受值等于50mA，這時則需要考慮電路的限流保護(hù)作用，又因?yàn)門L431芯片的最大耐流值等于100mA，則有下面的滿足條件R這里取電阻R3為750Ω，電阻R4取值1.5kΩ。就自動控制理論而言，對TL431反饋回路中的電阻R1~R4的取值分析是靜態(tài)分析，那么對于電阻R5、電容C1的取值分析則是動態(tài)響應(yīng)分析。這里的電容C1的設(shè)計是采用了相位補(bǔ)償中的電容滯后補(bǔ)償?shù)姆椒āＴO(shè)計中通常引入負(fù)反饋來系統(tǒng)具有更好的性能，但是這一做法卻可能會使得系統(tǒng)自激振蕩，從而不穩(wěn)定工作，為了消除振蕩，使系統(tǒng)能夠正常穩(wěn)定工作，則采用相位補(bǔ)償法，即上文提到的穿越頻率的相位裕量一般要大于45°，這里引進(jìn)極點(diǎn)，使增益迅速降低，在相位角尚