1、2020/8/24,1,第六章 單級(jí)放大器的頻率響應(yīng),2020/8/24,2,放大器的頻率特性,前面我們對各種單級(jí)放大器的分析僅集中在它們的低頻特性上，忽略了器件的寄生電容和負(fù)載電容的影響。然而在模擬電路中，電路的速度和其它性能指標(biāo)是相互影響和相互制約的(如增益，速度；速度，功耗；噪聲，速度) ：可以犧牲其它指標(biāo)來換取高的速度，也可以犧牲速度指標(biāo)來換取其它性能指標(biāo)的改善。因此理解單級(jí)放大器的頻率響應(yīng)是深入理解模擬電路的重要基礎(chǔ)。,2020/8/24,3,系統(tǒng)的傳輸函數(shù),在線性系統(tǒng)中, 電容C的阻抗用1/SC, 電感L的阻抗用SL, 利用純電阻分析方法求得輸出電壓與輸入電壓之比即為系統(tǒng)的傳輸函數(shù)

2、A(S)。即:A(S)=V0(S)/Vin(S), 它是算子S的函數(shù)。傳輸函數(shù)具有重要意義，它不僅可以用來分析系統(tǒng)的頻率特性，其L-1(A(S)(傳輸函數(shù)的拉普拉斯逆變換)就是系統(tǒng)的時(shí)域沖擊響應(yīng)，對于任意的輸入信號(hào)與沖擊響應(yīng)的卷積，就是該輸入信號(hào)作用于系統(tǒng)時(shí)系統(tǒng)的時(shí)域響應(yīng)。,右式為一兩極點(diǎn)系統(tǒng)的傳輸函數(shù), 式中A0為系統(tǒng)的低頻增益。,2020/8/24,4,傳輸函數(shù)的零點(diǎn)和極點(diǎn),在A(S)令S=j, 則| A(j) |的大小即是放大器的相頻特性(即放大器相移與頻率f的函數(shù)關(guān)系), 它也是頻率f的函數(shù)。顯然, 極點(diǎn)對相位的貢獻(xiàn)為負(fù), 左半平面的零點(diǎn)對相位的貢獻(xiàn)為正, 左半平面的零點(diǎn)對相位的貢獻(xiàn)為

3、負(fù)。,令 Z( S)=0, 得零點(diǎn)SZ, 令 P( S)=0, 得極點(diǎn)SP , 零、極點(diǎn)都是復(fù)數(shù) 。若Re(SZ) 0, 則稱SZ為右半平面零點(diǎn), 若Re(SZ) 0, 則稱SZ為左半平面零點(diǎn); 最靠近坐標(biāo)原點(diǎn)的極點(diǎn)稱為第一主極點(diǎn)，依次類推。穩(wěn)定系統(tǒng)要求Re(SP)0。,在A(S)令S=j (2f) , 則| A(j) |模值的大小即是放大器的幅頻特性(即放大器增益與頻率f的函數(shù)關(guān)系), 它是頻率f的函數(shù)。fi=P(Z)i/ 2稱為系統(tǒng)的極(零)點(diǎn)頻率。,2020/8/24,5,簡單電路的傳輸函數(shù),式中:,R,極點(diǎn),2020/8/24,6,零、極點(diǎn)與放大器帶寬的關(guān)系,放大器極點(diǎn)越多且這些極點(diǎn)相

4、互靠得較近時(shí)(也就是這些極點(diǎn)的數(shù)值大小差不多)，放大器的帶寬越窄。 雖然放大器零點(diǎn)可以在右半復(fù)平面 (RHP)也可以在左半復(fù)平面 (LHP) ，但兩者對放大器的穩(wěn)定性的影響差異很大： RHP零點(diǎn)對相位的貢獻(xiàn)為負(fù)，放大器更不易穩(wěn)定， LHP零點(diǎn)對相位的貢獻(xiàn)為正，放大器易穩(wěn)定些，也可以認(rèn)為放大器的帶寬可以做得更寬一些。,2020/8/24,7,零、極點(diǎn)與放大器帶寬的關(guān)系(例),設(shè)一運(yùn)放有兩個(gè)極點(diǎn)，沒有零點(diǎn)，要得到60相位余度, P2(第二極點(diǎn))必須必須比GB (單位增益帶寬)高1.73倍。 設(shè)一運(yùn)放有兩個(gè)極點(diǎn)，一個(gè)RHP零點(diǎn)，若零點(diǎn)比GB高10倍，要得到60相位余度, P2必須必須比GB 高2.2

5、倍。 設(shè)一運(yùn)放有三個(gè)極點(diǎn)，沒有零點(diǎn)，其最高極點(diǎn)比GB高10倍，要得到60相位余度, P2(第二極點(diǎn))必須必須比GB (單位增益帶寬)高2.2倍。,2020/8/24,8,密勒定理,密勒定理： 如果上圖(a)的電路可以轉(zhuǎn)換成圖(b)的電路，則:,(a),(b),式中,，是在所關(guān)心的頻率下,的小信號(hào)增益，通常為簡化計(jì)算，我們一般用低頻增益來代替AV，這樣足可以使我們深入理解電路的頻率特性。,2020/8/24,9,密勒電容,2020/8/24,10,密勒定理不適用的情況,信號(hào)主通路,結(jié)點(diǎn)X與Y之間只有一條信號(hào)通路，密勒定理不成立。此時(shí)利用密勒定理得到的輸入阻抗是對的，但增益是錯(cuò)的。,在阻抗Z與信號(hào)

6、主通路并聯(lián)的情況下，密勒定理被證明是非常有用的，它可以簡化很多頻率特性方面的復(fù)雜問題，利于我們從宏觀上去理解電路。,2020/8/24,11,極點(diǎn)與結(jié)點(diǎn)的關(guān)聯(lián)（1）,理想電壓放大器,同理：,各極點(diǎn)之間沒有相互作用,2020/8/24,12,極點(diǎn)與結(jié)點(diǎn)的關(guān)聯(lián)（2）,理想電壓放大器,各極點(diǎn)之間沒有相互作用,這個(gè)電路有三個(gè)實(shí)極點(diǎn)，每個(gè)實(shí)極點(diǎn)的大小等于從該結(jié)點(diǎn) “看進(jìn)去”的總電容與從該結(jié)點(diǎn) “看進(jìn)去”的總電阻的乘積的倒數(shù)。因此我們可以說電路中的每一個(gè)結(jié)點(diǎn)對傳輸函數(shù)貢獻(xiàn)一個(gè)實(shí)極點(diǎn)！其大小Pi1/RiCi=1/i,2020/8/24,13,極點(diǎn)與結(jié)點(diǎn)的關(guān)聯(lián)（3）,各極點(diǎn)存在相互作用,前面說“電路中的每一個(gè)

7、結(jié)點(diǎn)對傳輸函數(shù)貢獻(xiàn)一個(gè)實(shí)極點(diǎn)！每個(gè)實(shí)極點(diǎn)的大小等于從該結(jié)點(diǎn) “看進(jìn)去”的總電容與從該結(jié)點(diǎn) “看進(jìn)去”的總電阻的乘積的倒數(shù)”這一論斷在各極點(diǎn)之間存在相互作用時(shí)變得不再成立，此時(shí)極點(diǎn)的計(jì),算變得非常困難(也可能是復(fù)極點(diǎn))，盡管如此，“電路中的每一個(gè)結(jié)點(diǎn)對傳輸函數(shù)貢獻(xiàn)一個(gè)極點(diǎn)”的概念在分析復(fù)雜電路結(jié)構(gòu)的頻率特性時(shí)非常有用，它對幫助我們定性理解和定量估算電路的性能十分有效。,2020/8/24,14,極點(diǎn)與結(jié)點(diǎn)的關(guān)聯(lián)（4）,例6.4 忽略溝道調(diào)制效應(yīng)，計(jì)算右圖單級(jí) 共柵放大器的傳輸函數(shù)。,CS=CGS1+CSB1,CD=CDG1+CDB1,低頻增益為:,故其傳輸函數(shù)為:,2020/8/24,15,極點(diǎn)

8、與結(jié)點(diǎn)的關(guān)聯(lián)（5）,CS=CGS1+CSB1,CD=CDG1+CDB1,2020/8/24,16,關(guān)于放大器高頻分析的說明,本章我們研究放大器的高頻特性，所謂“高頻”，這里主要是指在比低頻略高一些的頻率，這一頻率相當(dāng)與波特圖中的第一轉(zhuǎn)折頻率（即第一主極點(diǎn)頻率，該頻率幾乎反映了放大器的單位增益帶寬），因此密勒定理中的AV(f)可以用低頻增益AV近似，雖然由此得到的第二主極點(diǎn)頻率可能與實(shí)際值因此相差較大一點(diǎn)（第二主極點(diǎn)頻率時(shí)AV(f)與低頻增益AV相差較大），但這并不影響我們對電路的定性理解，至于精確定量分析，當(dāng)然只能借助計(jì)算機(jī)了！,2020/8/24,17,共源放大器的高頻模型,CGD 會(huì)產(chǎn)生密

9、勒效應(yīng)。 這里一定要加上信號(hào)源內(nèi)阻 RS，否則信號(hào) 輸入結(jié)點(diǎn)Rin=0，輸入結(jié)點(diǎn)的寄生電容對頻率特性變得失去了影響，與實(shí)際情況不符。,2020/8/24,18,CGD 密勒效應(yīng)對輸入端的影響,低頻增益 AV-gmRD。 從輸入結(jié)點(diǎn)看到CGD的密勒等效電容為：CGD(1-AV)。 in=1/RSCGS+CGD(1-AV) out = 1/RD(CGD+CDB),若 in 和 out相差較大(10倍以上)，則大的一個(gè)可以忽略即極點(diǎn)頻率fP1/ ( 2 )較高 , 若 in 和 out相差接近，則兩個(gè)極點(diǎn)對頻率的貢獻(xiàn)均需考慮。,2020/8/24,19,CS放大器的簡化頻率特性分析,如果忽略輸出結(jié)點(diǎn)

10、與輸入結(jié)點(diǎn)的相互作用，我們可以利用密勒定理得到CS放大器的兩個(gè)極點(diǎn)頻率：,這種估算的主要誤差是沒有考慮輸出結(jié)點(diǎn)與輸入結(jié)點(diǎn)的,相互作用(這種相互作用的結(jié)果是電路還存在零點(diǎn)) ；另一個(gè)誤差來源是用低頻增益-gmRD近似放大器的增益，實(shí)際上增益因電容的影響是會(huì)隨頻率變化而變化的。,2020/8/24,20,RS 很大時(shí)CS放大器的帶寬,AV(s) -gmRD/(1+s/in),out = 1/RD(CGD+CDB) ; in=1/RSCGS+CGD(1-AV) ; AV=-gmRD,如果MOS管所有寄生電容的大小具,有相同的數(shù)量級(jí)，RS與RD也具有相同的數(shù)量,級(jí)(或比RD更大)，則1/in 1/ou

11、t , 1/out可以忽略，CS放大器表現(xiàn)為一單極點(diǎn)特性的放大器，則：,f3dB =fPin= in /2,2020/8/24,21,RS 很小時(shí)(輸入近似為理想電壓源)CS放大器帶寬,out = 1/RD(CGD+CDB) ; in=1/RSCGS+CGD(1-AV) ; AV=-gmRD,AV(s) -gmRD/(1+s / out),如果MOS管所有寄生電容的大小具,有相同的數(shù)量級(jí)，RS非常小(輸入信號(hào)源近似,為理想電壓源)，則1/in1/out , in可以忽略，CS放大器表現(xiàn)為一單極點(diǎn)特性的放大器，則：,f3dB =fPout= out /2,在利用密勒定理簡化分析了CS放大器的頻率

12、特性之后，我們來求CS放大器的精確傳輸函數(shù)。,2020/8/24,22,共源放大器的頻率特性（1）,X結(jié)點(diǎn)的KCL方程,out結(jié)點(diǎn)的KCL方程,2020/8/24,23,共源放大器的頻率特性（2）,注意:末尾常數(shù)為“1”, 第一角頻率P1就是傳輸函數(shù)中關(guān)于S的一次項(xiàng)系數(shù)的倒數(shù), P1 P2就是S2項(xiàng)系數(shù)的倒數(shù)。,2020/8/24,24,CS放大器簡化與精確分析的比較（1）,精確分析推導(dǎo)結(jié)果,密勒簡化分析“目視”結(jié)果,比較上面兩式結(jié)果可見，它們唯一的差別在于精確分析推導(dǎo)結(jié)果中有RD(CGD+CDB)項(xiàng)，在某些情況下，這一項(xiàng)可以忽略。最重要的是，密勒簡化分析方法直觀而且十分省力，此外還發(fā)現(xiàn)，利用

13、低頻增益代替密勒定理中的AVVY/VX計(jì)算CGD的密勒效應(yīng)在這里相當(dāng)精確。,2020/8/24,25,CS放大器簡化與精確分析的比較（2）,精確分析推導(dǎo)結(jié)果,密勒簡化分析“目視”結(jié)果,從上面推導(dǎo)結(jié)果中可以看出，fpin的分母有彌勒乘積項(xiàng) (1+gmRD) CGD，特別是低頻增益(1+gmRD) 較大時(shí), fpin相當(dāng)小，也就是說該極點(diǎn)頻率非?？拷鼧O坐標(biāo)原點(diǎn)，故CS放大器的f3dB較小。換句話說， CGD的彌勒效應(yīng)減小了CS放大器的f3dB帶寬！,2020/8/24,26,CS放大器簡化與精確分析的比較（3）,(CGSCGD+CDB),該近似結(jié)果正是密勒簡化“目視”結(jié)果，該項(xiàng)相對于輸入結(jié)點(diǎn)，誤差

14、顯然要大一些。然而，在稍后的學(xué)習(xí)中我們會(huì)發(fā)現(xiàn)，運(yùn)算放大器中通常都有一個(gè)高阻抗結(jié)點(diǎn)(該結(jié)點(diǎn)的Rout就是下級(jí)的RS)，利用密勒電容的倍增效應(yīng)對運(yùn)放進(jìn)行頻率補(bǔ)償就是在該高阻抗結(jié)點(diǎn)形成一個(gè)第一主極點(diǎn)，輸出結(jié)點(diǎn)的影響相對要小得多，而利用密勒定理簡化該該高祖抗結(jié)點(diǎn)的結(jié)果(相當(dāng)于CS放大器中的fPin)就相當(dāng)精確了！,2020/8/24,27,CS放大器簡化與精確分析的比較（3）,從上面的傳輸函數(shù)中我們發(fā)現(xiàn)CS放大器還存在一個(gè)零點(diǎn)，這在密勒簡化分析中是沒有的，這也是兩者間的最大區(qū)別。由于零點(diǎn)在運(yùn)放的穩(wěn)定性中起著很大的作用，因此在放大器頻率特性中不能忽略，但是我們可以利用另外一種方法來求CS放大器的零點(diǎn)fZ

15、。,根據(jù)傳輸函數(shù)零點(diǎn)的的定義，CS放大器的零點(diǎn)fZ為：,2020/8/24,28,CS放大器零點(diǎn)的產(chǎn)生,零點(diǎn)意味著存在某一頻率fZ使輸出Vout0。 當(dāng)兩結(jié)點(diǎn)之間存在兩條信號(hào)通路時(shí)，傳輸函數(shù)就可能產(chǎn)生零點(diǎn)(有可能是復(fù)數(shù))。一般而言，若兩條通路到達(dá)輸出結(jié)點(diǎn)時(shí)信號(hào)極性相同且傳輸函數(shù)存在零點(diǎn)，則為左半平面零點(diǎn)；若兩條通路到達(dá)輸出結(jié)點(diǎn)時(shí)信號(hào)極性相反，則為右半平面零點(diǎn)。,Vin,2020/8/24,29,CS放大器零點(diǎn)的簡易求法,零點(diǎn)SZ也可以這樣求：因?yàn)楫?dāng)S=SZ時(shí)，Vout(S)/Vin(S)0，也即Vout(S) 0，這意味著即使此時(shí)將輸出結(jié)點(diǎn)短路，必有Iout=0。,2020/8/24,30,源

16、跟隨器的頻率特性（無密勒效應(yīng)）,沒有密勒效應(yīng)-CGD 沒有接在輸出于輸入結(jié)點(diǎn)之間 (因小信號(hào)MOS管漏極D接地)。 CL 包含如下電容: CSB1, CDB,SS, CGD,SS 下一級(jí)的輸入電容 Cin。 因CGS在輸出于輸入結(jié)點(diǎn)之間 ， in無法“目視”。,2020/8/24,31,源跟隨器的頻率特性（1）,KCL:,KVL:,2020/8/24,32,源跟隨器的頻率特性（2）,2020/8/24,33,2020/8/24,34,源跟隨器的輸入阻抗（1）,若忽略CGD:,(低頻時(shí):gmb|SCL|),(與用彌勒定理時(shí)一樣),M1體效應(yīng)的等效電阻,CGS的密勒效應(yīng),2020/8/24,35,

17、源跟隨器的輸入阻抗（2）,對于給定的S=j, 輸入阻抗由 CGS 、CL 和一個(gè)負(fù)電阻 -gm/(CGSCL2)(S2|s=j=-2)串聯(lián)。,(高頻時(shí):gmb|SCL|),2020/8/24,36,源跟隨器的輸出阻抗（1）,(高頻時(shí)),(低頻時(shí)),若忽略CGD和體效應(yīng):,2020/8/24,37,源跟隨器的輸出阻抗（2）,(高頻時(shí)),(低頻時(shí)),上面那個(gè)圖像更象是|Zout|=f()圖像？源跟隨器作為緩沖器工作必然1/gmRS, 故右圖更可能是實(shí)際中的情況。,|Zout|隨 (f )而，故表現(xiàn)為一種電感特性，其等效電感L？,2020/8/24,38,源跟隨器的等效輸出電感L,注意：等效電感L與

18、RS幾乎成正比！,2020/8/24,39,源跟隨器階躍響應(yīng)中的減幅振蕩,前面分析指出，源跟隨器的輸出阻抗呈現(xiàn)電感特性，故當(dāng)源跟隨器驅(qū)動(dòng)大電容負(fù)載時(shí)，其在階躍響應(yīng)中表現(xiàn)為輸出為減幅振蕩(電感與電容形成二階電路)。,2020/8/24,40,CG 放大器的頻率響應(yīng)（0）,輸入結(jié)點(diǎn)電容CS=CGS1+CSB1 輸出結(jié)點(diǎn)電容CD=CDG+CDB,S=1/CSRSin=1/CSRS|1/(gm1+gmb1) D=1/CDRDin=1/CDRD A=(gm1+gmb1)RD/(1+(gm1+gmb1)RS) Vout(s)/Vin(s)=A/(1+ S /s)(1+ D /s),那個(gè)是第一主極點(diǎn)？試比較

19、一下CS、CD、CG的極點(diǎn)大小關(guān)系（以電阻負(fù)載RD為例），定性分析誰的帶寬最寬？誰的帶寬最窄。,2020/8/24,41,0 時(shí)能用密勒定理分析CG 的頻率響應(yīng)嗎？,若用密勒定理，從輸入端看到的等效電阻為： ro/(1-AV)。 因AV0, 故ro/(1-AV)0, 即從輸入端看到的等效電阻為一個(gè)負(fù)電阻。這使得無法求輸入結(jié)點(diǎn)的時(shí)間常數(shù)S 。故密勒定理這里不太好使。,下面我們用小信號(hào)電路來求CG放大器的傳輸函數(shù)！,2020/8/24,42,知識(shí)回顧：計(jì)入ro 和 RS 時(shí)CG的低頻增益,2020/8/24,43,恒流源負(fù)載的CG放大器(ro 0)的傳輸函數(shù),IRS,Ir0,2020/8/24,4

20、4,恒流源負(fù)載的CG放大器(ro 0)的極點(diǎn)分析,這個(gè)第一主極點(diǎn)同CS的第一主極點(diǎn)相當(dāng)，與前面分析的結(jié)果出入很大，請給出一個(gè)直觀解釋。,2020/8/24,45,恒流源負(fù)載的CG放大器(ro 0)的輸入阻抗,低頻時(shí)從源極看進(jìn)去:Rin=RD/(gm+gmb)ro)+1/(gm+gmb)。 高頻時(shí)將Rin 和RD分別用 Zin 和 ZL=RD|(1/sCD)代替即得高頻從源極看進(jìn)去輸入阻抗(未包含RS和Cin) 。,2020/8/24,46,恒流源負(fù)載的CG放大器輸入阻抗的近似,因(gm+gmb)r0較大,故當(dāng)S (頻率f)或 CL 較大時(shí),CL 對輸入結(jié)點(diǎn)的影響可以忽略,即: Zin1/(gm

21、+gmb),此時(shí)S=CSRSin=CSRS|1/(gm1+gmb1)(同0時(shí)一樣)，這是因?yàn)楦哳l時(shí)CL減小了電路增益，減小了由r0產(chǎn)生的密勒效應(yīng)。因此輸入節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生的極點(diǎn)頻率也可寫作：,2020/8/24,47,CS、CD、CG放大器帶寬的比較,如果 RS 足夠大, 放大器帶寬主要由輸入節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生的極點(diǎn)頻率決定(即輸入極點(diǎn)為第一主極點(diǎn))。 CG: in=(CGS+CSB)RS|(1/(gm+gmb) CD: in= RS CGD+(CL + CGS)/ gm CS: in=CGS+(1+gmRD)CGDRS 顯然CG放大器f3dB最高，CS放大器的最低，一般CG放大器比CS放大器的f3dB高一個(gè)數(shù)

22、量級(jí)。 如果RS較小，放大器帶寬主要由輸出節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生的極點(diǎn)頻率決定(即輸出極點(diǎn)為第一主極點(diǎn))。上述結(jié)論也不變。,2020/8/24,48,共源共柵放大器的高頻特性,從M2 源極看進(jìn)去的低頻輸入電阻約為 1/(gm2+gmb2)， 這也是M1的負(fù)載低頻電阻。 CGD1的密勒效應(yīng)由A點(diǎn)到X點(diǎn)的增益AVX決定。 AVX= -gm1 /(gm2+gmb2) ,若M1、M2的寬長比大致相同，則AVX1。 故CGD1 在輸入節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生的密勒效應(yīng)電容大小近似為 2CGD1，同CS放大器相比，顯然小了很多。,共源共柵放大器的高頻模型,2020/8/24,49,共源共柵放大器的三個(gè)極點(diǎn)頻率,這三個(gè)極點(diǎn)中那個(gè)是第一主

23、極點(diǎn)？從大小上看，fP,A、 fP,Y都有可能，但絕對不會(huì)是fP,X (顯然fP,X fP,A，fP,X fP,Y ) 。,2020/8/24,50,電流源負(fù)載的共源共柵放大器頻率特性,電流源負(fù)載時(shí)RD，fP,Y，若RS較大， fP,X與 fP,Y很接近，放大器此時(shí)帶寬。 電流源負(fù)載的共源共柵可獲得高增益和大的輸出擺幅, 但一方面從M2源端看進(jìn)去的電阻 Rin (Rin=RI1/gm2r02+1/gm2), 另一方面 AVX，CGD1的密勒效應(yīng)變大，inX ，fP,X，三個(gè)極點(diǎn)靠近的程度加大帶寬 ，增益與帶寬的矛盾很突出。,2020/8/24,51,共源共柵放大器頻率特性總結(jié),共源共柵放大器的

24、輸入阻抗和低頻增益同 CS 放大器相同。 共源共柵放大器因共柵管的低輸入阻抗減小了共源管的增益(-1)，從而減小了CGD1的密勒效應(yīng)，故獲得了比CS放大器更大的帶寬。 恒流源負(fù)載的共源共柵放大器因三個(gè)極點(diǎn)相互靠近，帶寬有明顯下降。,2020/8/24,52,基本差動(dòng)對的頻率響應(yīng),差動(dòng)對因差動(dòng)信號(hào)和共模信號(hào)的等效電路不一樣，故差動(dòng)響應(yīng)與共模響應(yīng)的高頻響應(yīng)應(yīng)分開分析。,2020/8/24,53,差分對差模信號(hào)響應(yīng)的頻率特性,基本差分對的半電路同單級(jí)CS放大器相同，故差分對的差模高頻響應(yīng)同CS放大器，只是需注意，因電路完全對稱，差分對的極點(diǎn)數(shù)等于一條通路的極點(diǎn)數(shù)，而不是兩條通路中極點(diǎn)數(shù)之和。,差模高

25、頻響應(yīng)因CGD1的密勒效應(yīng)使帶寬變窄。 上述缺點(diǎn)可利用共源共柵結(jié)構(gòu)克服。但因共源共柵結(jié)構(gòu)需消耗更多的電壓余度，因此放大器輸出擺幅要減小一些。,2020/8/24,54,基本差分對低頻時(shí)的共模差模轉(zhuǎn)換,RSS 用 ro3|(1/CPs)代替 , RD 用 RD|(1/CL s)代替即可得到基本差分對的共模高頻響應(yīng)。,2020/8/24,55,基本差分對的共模高頻響應(yīng),注意該傳輸函數(shù)有一個(gè)左半平面的零點(diǎn)! AV,CM-DM 在 fz=1/(2ro3CP)開始以20dB/dec的斜率上升。,2020/8/24,56,基本差分對的帶寬,在頻率 f=fP,DM 差模增益 ADM 開始下降。 在頻率 f=

26、fZ,CM共模增益 ACM開始上升。 從某種意義上說，上面兩個(gè)頻率中更低的一個(gè)頻率才是放大器的帶寬。,2020/8/24,57,基本差分對共模響應(yīng)的頻率特性小結(jié),基本差分對的共模高頻特性一般由節(jié)點(diǎn)P的總電容決定。因?yàn)闉槭馆敵鰯[幅盡可能大，需M1(2)和用作尾電流管的M3過驅(qū)動(dòng)電壓盡可能小(特別是在低電源電壓情況下)，即它們的寬長比較大，于是P點(diǎn)的寄生電容可能會(huì)變得相當(dāng)大。如果此時(shí)輸出極點(diǎn)頻率(同差模時(shí)該節(jié)點(diǎn)的極點(diǎn)頻率),遠(yuǎn)大于P點(diǎn)的極點(diǎn)頻率(也即P點(diǎn)高阻特性明顯下降時(shí)，輸出節(jié)點(diǎn)的阻抗還很高)，則此時(shí)共模增益ADM增加，CMRR減小(即尾電流阻抗下降導(dǎo)致CMRR) ，如果電路失配，共模差模的轉(zhuǎn)換

27、電平較大，輸出端高頻電源噪聲和輸入端的共模噪聲顯著增加。,2020/8/24,58,電流源負(fù)載差分對的頻率特性,CL 包括M3、M4的CGD 和 CDB,差分輸出時(shí), CGD3 和 CGD4 感應(yīng)到節(jié)點(diǎn) G的信號(hào)大小相等、方向相反，故G點(diǎn)小信號(hào)時(shí)接地。 也可以理解為M3、M4的柵極接的是一個(gè)固定偏置電平，它不隨輸入信號(hào)的變化而變化，故G點(diǎn)小信號(hào)時(shí)接地。,2020/8/24,59,電流源負(fù)載差分對的半電路,將前面帶電阻負(fù)載時(shí)的傳輸函數(shù)中的 RD 用 ro1|ro3代替即得到恒流源負(fù)載的差分對傳輸函數(shù)。,1.由于ro1|ro3和CL較大，因此該節(jié)點(diǎn)的極點(diǎn)頻率較輸入極點(diǎn)低，是第一主極點(diǎn)。 2. fh1/2CL(ro1|ro3 ),2020/8/24,60,電流源負(fù)載差分對的共模響應(yīng),帶電流源負(fù)載的差分對的共模響應(yīng)同帶電阻負(fù)載差分對的共模響應(yīng)完全一樣，只須用 ro1|ro3代替