第5章振幅調(diào)制及解調(diào) 調(diào)制就是把調(diào)制信號(hào)寄載在載波上的過程 解調(diào)就是調(diào)制的逆過程 振幅調(diào)制就是把調(diào)制信號(hào)寄載在載波振幅上的過程 1 振幅調(diào)制后的結(jié)果分析 時(shí)域與頻域 2 非線性特性器件使兩相加的輸入信號(hào)變換為輸出端的相乘 3 用非線性特性器件 二 三極管 模擬乘法器的實(shí)現(xiàn) 4 解調(diào)就是反向頻譜搬移 逆過程 關(guān)鍵點(diǎn) 失真 功率與頻帶利用率 第5章振幅調(diào)制及解調(diào) 5 1概述5 2振幅調(diào)制信號(hào)分析5 3振幅調(diào)制方法5 4振幅調(diào)制電路5 5振幅解調(diào)方法5 6振幅解調(diào)電路 5 1概述 連續(xù)波模擬調(diào)制的載波是連續(xù)的等幅高頻正弦波 用uC表示 uC UCmcos Ct 將調(diào)制信號(hào)u 寄載在載波上的方法有三種 一種是把調(diào)制信號(hào)寄載在載波的幅度上 叫做振幅調(diào)制 簡稱調(diào)幅 AM 圖5 2調(diào)頻波波形圖 5 2振幅調(diào)制信號(hào)分析 ma為調(diào)幅度 5 2 1普通調(diào)幅波 AM 假設(shè)調(diào)制信號(hào)是一個(gè)單一頻率的余弦信號(hào)u U mcos t 載波uC Um0cos Ct 載波的角頻率wc 普通調(diào)幅波的表示式為 uAM Um0 1 macos t cos Ct Um0cos Ct Um0cos Ct macos t K為比例系數(shù) 把普通調(diào)幅波的表示式展開 上式中包含有三個(gè)頻率成分 即載波頻率 C 載波與調(diào)制信號(hào)的和頻 C 差頻 C 圖5 6AM調(diào)制的頻譜關(guān)系 普通調(diào)幅波中各個(gè)頻率成分所占有的能量 已調(diào)波UAM在單位電阻上消耗的平均功率Pav應(yīng)當(dāng)?shù)扔诟鱾€(gè)頻率成分所消耗的平均功率之和 即等于載波功率PC和邊頻功率PSB之和 載波平均功率 上下邊帶的平均功率 實(shí)際上調(diào)制信號(hào)都是由多頻率成分組成的 如語音信號(hào)的頻率主要集中在300 3400Hz范圍 所以廣播電臺(tái)播送這樣的語音信號(hào) 已調(diào)波的帶寬等于6800Hz 相鄰兩個(gè)電臺(tái)載波頻率的間隔必須大于6800Hz 通常取為10kHz 多頻調(diào)制情況下 調(diào)制信號(hào)的通用表示式為 已調(diào)波uAM時(shí)域波形 頻譜如圖5 7所示 由于調(diào)制信號(hào)占有一定的頻帶 已調(diào)波的帶寬BAM 2 max 上 下邊帶包含的信息是相同的 從信息傳送的角度出發(fā) 只傳送一個(gè)邊帶信息就可以了 圖5 7多頻調(diào)制的AM調(diào)幅波 5 2 2雙邊帶調(diào)制 DSB 雙邊帶調(diào)制是僅傳送上 下邊帶而抑制載波的一種調(diào)制方式 雙邊帶信號(hào)可以直接通過調(diào)制信號(hào)與載波信號(hào)相乘的方法得到 雙邊帶信號(hào)的表示式為 uDSB Ku uC 圖5 10DSB調(diào)制信號(hào)波形圖 圖5 11DSB調(diào)制信號(hào)的頻譜 5 2 3單邊帶調(diào)制 SSB 單邊帶調(diào)制是僅傳送一個(gè)邊帶的調(diào)制方法 只傳送上邊帶信號(hào)叫上邊帶調(diào)制 uSSB t Um0cos C t只傳送下邊帶信號(hào)叫下邊帶調(diào)制 uSSB t Um0cos C t 圖5 13單頻調(diào)制SSB信號(hào)波形和頻譜 單邊帶信號(hào)的包絡(luò)不再反映調(diào)制信號(hào)的變化規(guī)律 單邊帶信號(hào)的頻率隨調(diào)制信號(hào)頻率的不同而不同 也就是說 調(diào)制信號(hào)頻率信息已寄載到已調(diào)波的頻率之中了 因此可以說單邊帶調(diào)制是振幅和頻率都隨調(diào)制信號(hào)改變的調(diào)制方式 AM DSB和SSB調(diào)制的表達(dá)式 調(diào)制信號(hào)波形 實(shí)現(xiàn)調(diào)制的框圖 濾波法要求濾波器過渡帶很陡 當(dāng)調(diào)制信號(hào)中的低頻分量越豐富時(shí) 濾波器的過渡帶要求越窄 實(shí)現(xiàn)起來就越困難 因此往往要在載頻比較低的情況下經(jīng)過幾次濾波取出單邊帶信號(hào) 之后再將載波頻率提高到要求的數(shù)值 另一種方法叫相移法 這種方法可以直接由單邊帶信號(hào)的表示式得到 如單一頻率調(diào)制的下邊帶信號(hào)的展開式為 第一項(xiàng)是載波與調(diào)制信號(hào)相乘項(xiàng) 第二項(xiàng)是調(diào)制信號(hào)的正交信號(hào)與載波的正交信號(hào)的乘積項(xiàng) 兩項(xiàng)相加得下邊帶信號(hào) 單邊帶信號(hào)的表示式可以寫成 圖5 15相移法框圖 例1 試問下面三電壓表達(dá)式各為什么調(diào)制波 畫出頻譜圖 例2 某發(fā)射機(jī)輸出級(jí)在負(fù)載RL 100 上的輸出信號(hào) 試求載波功率 邊頻功率和總的輸出功率 振幅調(diào)制在時(shí)域需要有相乘運(yùn)算過程 在頻域就是將信號(hào)的頻譜由低頻位置搬移到載頻左右的位置 且要求信號(hào)頻譜形狀和結(jié)構(gòu)不變 這一過程是線性頻率變換 5 3振幅調(diào)制方法 從輸入 輸出關(guān)系來看 頻率的搬移也是產(chǎn)生了新的頻率分量 所以需要用非線性或線性時(shí)變器件來實(shí)現(xiàn) 利用非線性器件實(shí)現(xiàn)兩個(gè)信號(hào)的相乘運(yùn)算 三極管轉(zhuǎn)移特性iC f uBE 如圖所示 uBE EB ube 晶體管靜態(tài)工作點(diǎn)為Q 當(dāng)ube比較小時(shí) 將轉(zhuǎn)移特性在靜態(tài)工作點(diǎn)附近用臺(tái)勞級(jí)數(shù)展開 其中 a0 a1 a2 a3 為各階項(xiàng)的系數(shù) 它們均是工作點(diǎn)的函數(shù) 當(dāng)ube u1 u2 載波 u1 U1mcos 1t 調(diào)制信號(hào) u2 U2mcos 2t時(shí) 各階項(xiàng)展開就會(huì)形成 1和 2的組合頻率 n階項(xiàng)產(chǎn)生的組合頻率可以用通式 p q p 1 q 2 p q n p q 0 1 2 3 表示 其中 p q n的各組合頻率分量統(tǒng)稱為n階組合頻率 例如 一個(gè)4階的冪級(jí)數(shù)近似表示晶體管的轉(zhuǎn)移特性iC a0 a1ube a2u2be a3u3be a4u4be 4階冪級(jí)數(shù)展開頻譜圖 根據(jù)需要可以通過濾波器取出所需要的頻率成分 例如 要從iC中取出AM調(diào)幅信號(hào) 即取出 1和 1 2的頻率成分 非矩形的帶通濾波器將造成非線性失真 如何減少失真呢 第一 選用特性為平方律的器件 如場效應(yīng)管 結(jié)型場效應(yīng)管的轉(zhuǎn)移特性 當(dāng)uGS EG uC u 時(shí) 要點(diǎn)回顧 AM DSB和SSB調(diào)制的表達(dá)式 調(diào)制信號(hào)波形 實(shí)現(xiàn)調(diào)制的框圖 振幅調(diào)制方法 5 4振幅調(diào)制電路 5 4 1模擬乘法器乘法器是完成兩個(gè)信號(hào)相乘的器件 理想的乘法器輸出電壓uo t 與輸入電壓u1 t u2 t 的關(guān)系應(yīng)是 uo t K u1 t u2 t K是乘法器的增益 圖5 27乘法器符號(hào) 集成模擬乘法器是一種模擬集成電路 它是以差分放大器XFC1596和BG314為基礎(chǔ)構(gòu)成的信號(hào)相乘電路 模擬乘法器主要指標(biāo)有工作頻率 運(yùn)算精度 輸入信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍等 集成模擬乘法器XFC1596的實(shí)際應(yīng)用電路之一 1 利用XFC1596實(shí)現(xiàn)振幅調(diào)制時(shí) 調(diào)制信號(hào)u2應(yīng)由 端輸入 載波u1應(yīng)由 10端輸入 調(diào)制信號(hào)的幅度應(yīng)限定在U2m I0RE范圍之內(nèi) 2 當(dāng)U1m 2UT時(shí) 輸出近似是雙邊帶調(diào)制 3 而當(dāng)UT U1m 10UT時(shí) 也可用帶通濾獲得雙邊帶調(diào)制 動(dòng)態(tài)范圍小 因多處近似精度低 失真大 需外偏置 2 四象限模擬乘法器BG314 對(duì)模擬乘法器BG314 采用了反正切雙曲函數(shù)電路 調(diào)制信號(hào)與載波的幅值限制是 U2m I0REU1m 0 5I0 RE1 5 4 2二極管調(diào)制器 二極管導(dǎo)通時(shí)的特性 所以 設(shè) 由于二極管的單向?qū)ㄐ?導(dǎo)通角 最大電流 輸出是余弦脈沖 外部特性 1 單二極管調(diào)制器在上述情況下 可以把二極管看成一個(gè)受輸入電壓控制的開關(guān) 等效電路如下圖所示 圖5 40單個(gè)二極管時(shí)變等效電路 當(dāng)ui ED UB 0時(shí) 開關(guān)S閉合 在ui ED UB 0時(shí) 開關(guān)S打開 uo 0 開關(guān)S可用寬度等于2 幅度等于1 重復(fù)頻率等于 i的周期性脈沖序列k it 來等效 如圖5 40 b 所示 當(dāng)ED UB 時(shí) 有 相應(yīng)地 通常有 RL rD 當(dāng)二極管的輸入為調(diào)制信號(hào) 載波時(shí) 即 如果 c Ucm U m 可以近似認(rèn)為二極管是受載波控制的開關(guān) 二極管等效的開關(guān)函數(shù)為k1 Ct 則輸出電壓 圖5 42單個(gè)二極管調(diào)制器輸出信號(hào)的頻譜圖 條件 c Ucm U m ED UB RL rD 2 單平衡式二極管調(diào)制器 二極管特性實(shí)際是指數(shù)曲線 單個(gè)二極管調(diào)制電路中存在著非線性失真 為了減小失真 采用了平衡對(duì)消技術(shù) 平衡式二極管調(diào)制器 輸出電壓 相應(yīng)的頻譜如圖5 44所示 由圖可見 在調(diào)制器輸出端用中心頻率等于 2n 1 C 帶寬B 2 的帶通濾波器 可以獲得雙邊帶調(diào)制信號(hào) 圖5 44單平衡二極管調(diào)制器輸出信號(hào)頻譜圖 在單平衡式二極管調(diào)制器電路中 將載波與調(diào)制信號(hào)對(duì)調(diào) VD1與VD2都只在載波的正半周導(dǎo)通 在負(fù)半周截止 輸出電壓將不含載波 例某調(diào)幅電路如圖所示 圖中D1 D2的伏安特性相同 均為自原點(diǎn)出發(fā)低斜率為gD的直線 設(shè)調(diào)制與載波頻率和電壓滿足 c Uc U 試問電路能否實(shí)現(xiàn)振幅調(diào)制作用 輸出電流中含有哪些頻率分量 3 雙平衡二極管調(diào)制器為了進(jìn)一步提高調(diào)制器的質(zhì)量 減少失真 可將兩個(gè)完全相同的單平衡二極管調(diào)制器組合 構(gòu)成雙平衡二極管調(diào)制器 如圖所示 找通路 看二極管兩端的電壓 二極管均認(rèn)為是理想二極管 rD 0 在載波正半周二極管VD1和VD2的導(dǎo)通 等效負(fù)載電阻是RL 加在VD1的電壓為uC u VD2的電壓為uC u 與前討論的相同 在正半周輸出電壓 在載波負(fù)半周二極管VD3和VD4的導(dǎo)通 等效負(fù)載電阻是RL 加在VD3的電壓為 uC u VD4的電壓為 uC u 與前討論的相同 在負(fù)半周輸出電壓 雙平衡二極管調(diào)制器的輸出電壓 圖5 47雙平衡二極管調(diào)制器輸出信號(hào)頻譜圖 5 4 3高電平調(diào)制器 高電平調(diào)制是相對(duì)于低電平調(diào)制電路而言的 高電平調(diào)制電路的基本原理是根據(jù)高頻諧振功率放大器的集電極調(diào)制特性和基極調(diào)制特性分別構(gòu)成三極管集電極調(diào)制電路和基極調(diào)制電路來實(shí)現(xiàn)AM調(diào)制 集電極調(diào)制電路中 晶體管應(yīng)該始終工作在過壓狀態(tài) 把調(diào)制信號(hào)u 與直流電壓ECO串聯(lián) 使晶體管的集電極直流電壓變成為EC ECO u 通過EC的變化 控制Ico Ic1m變化 圖5 50基極調(diào)制電路 基極調(diào)制電路如圖所示 三極管始終工作在欠壓狀態(tài) 把調(diào)制信號(hào)u 與外加直流偏置電壓EBO串聯(lián)起來 使晶體管的基極直流偏置電壓EB EBO u t 通過EB變化 控制Ico Ic1m變化 從而實(shí)現(xiàn)調(diào)制 5 5振幅解調(diào)方法 解調(diào)是從已調(diào)波中提取出調(diào)制信號(hào)的過程 是調(diào)制的逆過程 解調(diào)又叫檢波 它是把位于載頻fC附近的附近調(diào)制信號(hào)頻譜搬回到零頻附近的過程 振幅檢波 包絡(luò)檢波 AM波同步檢波 AM波 DSB SSB 5 5 1包絡(luò)檢波包絡(luò)檢波適用于AM調(diào)幅波 圖5 51振幅檢波 a AM調(diào)幅波及其頻譜 b 檢波輸出波形及其頻譜 圖5 52平均包絡(luò)檢波器框圖與各點(diǎn)信號(hào)波形 把us t 乘以單向開關(guān)函數(shù)k1 Ct 得到的就是單極性信號(hào) 再經(jīng)過低通濾波器即可達(dá)到調(diào)制信號(hào) 一種包絡(luò)檢波是二極管峰值包絡(luò)檢波器 二極管兩端的電壓uD us uo 當(dāng)uD 0時(shí) 二極管導(dǎo)通 信源us通過二極管對(duì)電容C充電 充電的時(shí)常數(shù)約等于rDC 由于二極管導(dǎo)通電阻rD很小 因此電容上的電壓迅速達(dá)到信源電壓us的幅值 當(dāng)uD 0時(shí) 二極管截止 電容C通過電阻R放電 選取RC的數(shù)值滿足 5 5 2同步檢波DSB和SSB不能用包絡(luò)檢波 同步檢波有兩種形式 一種是乘積型同步檢波 另一種是疊加型同步檢波 1 乘積型同步檢波 當(dāng)信源是一個(gè)雙邊帶信號(hào)us Usmcos t cos Ct本地振蕩信號(hào)是一個(gè)與載波同頻同相 同步 的信號(hào)u1 U1mcos Ct 兩個(gè)信號(hào)相乘得 kd kM kF kM是乘法器的增益 kF是低通濾波器的增益 經(jīng)低通濾波器后的輸出就是調(diào)制信號(hào) 圖5 54乘積型同步檢波器框圖 若本振與載波不同步 u1 U1mcos Ct t 相乘后經(jīng)低通濾波器后的輸出就是調(diào)制信號(hào) 輸出將與頻率和相位偏差有關(guān) 2 疊加型同步檢波疊加型同步檢波的框圖如圖5 55所示 信源電壓若是一個(gè)雙邊帶信號(hào) 它與本振相加的和信號(hào)在Usm U1m條件下為AM波 若信源電壓是一個(gè)單邊帶信號(hào) 它與本振相加的和信號(hào) 其中 當(dāng)Usm U1m時(shí) D Usm U1m 1 5 6振幅解調(diào)電路 5 6 1振幅檢波器的質(zhì)量指標(biāo)振幅檢波器的質(zhì)量指標(biāo)主要有電壓傳輸系數(shù) 輸入阻抗和檢波失真 1 電壓傳輸系數(shù)kd電壓傳輸系數(shù)kd又叫檢波效率 包絡(luò)檢波器的電壓傳輸系數(shù)kd定義為檢波器輸出的低頻電壓幅值與輸入高頻電壓幅值之比 電壓傳輸系數(shù)越高 說明檢波器的檢波效率越高 2 檢波器的輸入阻抗Zin檢波器的輸入阻抗Zin Rin jXin 檢波器的輸入阻抗就是中頻放大器的負(fù)載 檢波器輸入阻抗中的電抗分量可以歸入中頻放大器的中頻諧振回路 輸入電阻分量直接影響中頻諧振回路的質(zhì)量因數(shù)和放大器負(fù)載的輕重 3 檢波失真檢波失真是指檢波器輸出電壓與輸入調(diào)幅波的調(diào)制信號(hào)相似的程度 檢波失真包括線性失真和非線性失真 線性失真又叫頻率失真 它是由于檢波器帶寬不夠或帶內(nèi)增益的起伏而引起的失真 這種失真會(huì)使調(diào)制信號(hào)中各頻率分量幅值的比例關(guān)系發(fā)生變化 非線性失真是由于檢波特性的非線性而引起的失真 這種失真會(huì)產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)的諧波分量和各調(diào)制頻率間的組合頻率分量 5 6 2包絡(luò)檢波器 大信號(hào)輸入 二極管特性可用折線近似 1 電壓傳輸系數(shù)kd若輸入電壓是一個(gè)等幅波us Usmcos Ct 輸出電壓是直流 二極管的電流iD為余弦脈沖 它的導(dǎo)通角 最大電流 二極管電流脈沖中的直流分量為 輸出電壓 電壓傳輸系數(shù) 在 時(shí) 可忽略5階項(xiàng)以上的高階項(xiàng) 因此 gD和R越大 越小 電壓傳輸系數(shù)kd 1 當(dāng)輸入是AM調(diào)幅波時(shí) 二極管檢波器的輸出電壓 2 輸入阻抗Zin 二極管峰值包絡(luò)檢波器的輸入阻抗Zin Ri jXi 輸入電抗為容性 它是二極管的結(jié)電容與輸入端分布電容和 通常限制在幾pF的量級(jí) 檢波器的輸入電阻Ri等于輸入電壓振幅Usm與二極管電流iD中的基波分量幅度ID1之比 當(dāng) 6時(shí) 3 檢波失真 檢波特性的非線性引起的失真 由于二極管的伏安特性是指數(shù)曲線 二極管的內(nèi)阻rD隨二極管兩端的電壓uD的增加而減小 因此輸出電壓uo就會(huì)隨rD的減小而增加 檢波特性就會(huì)隨輸入電壓幅度Usm的增加而向上翹 通常應(yīng)滿足 電阻R應(yīng)盡可能大 以減小檢波特性非線性引起的失真 惰性失真 為了提高電壓傳輸系數(shù)和減少檢波特性的非線性引起的失真 希望加大電阻R 而電阻R越大 時(shí)間常數(shù)RC越大 在二極管截止期間電容的放電速率越小 當(dāng)電容器的放電速率低于輸入電壓包絡(luò)的變化速率時(shí) 電容器上的電壓就不再能跟隨包絡(luò)的變化 從而出現(xiàn)失真 惰性失真 所以 不產(chǎn)生惰性失真的條件就是電容器的電壓變化速率始終比輸入信號(hào)包絡(luò)的變化速率高 即 檢波器的輸入信源電壓 所以 在kd 1的條件下 t 時(shí)刻電容器兩端的電壓Uo1 Usm t1 Um0 1 macos t1 t1時(shí)刻以后二極管截止 電容器放電 電容器兩端的電壓變化規(guī)律為 電容器的放電速率 將包絡(luò)變化率式和電壓變化速率上式代入不產(chǎn)生惰性失真條件式 再經(jīng)過變換可得 t1時(shí)刻不同 A值也不同 只有在A最大值小于1 才能保證不產(chǎn)生惰性失真 因此把A對(duì)t1求導(dǎo)并令其等于零 得A的極值條件 cos t1 ma 所以不產(chǎn)生惰性失真的條件為 對(duì)多頻信號(hào) 若最大信號(hào)頻率為 max 則電容的放電時(shí)間常數(shù)滿足下式 例在圖示的檢波電路中 前級(jí)負(fù)載為并聯(lián)諧振電路 其諧振頻率f0 465KHz 回路本身諧振阻抗Ro 12k 檢波負(fù)載為6k C1 0 01uF rd 50 若 求檢波器輸入電壓Us及檢波器輸出電壓Uo t 的表達(dá)式 并檢查是否會(huì)產(chǎn)生惰性失真 負(fù)峰切割失真 檢波器與下級(jí)電路級(jí)聯(lián)工作時(shí) 一般下級(jí)只取用檢波器輸出的交流電壓 因此在檢波器的輸出端串接隔直流電容CC RL是下級(jí)輸入電阻如圖所示 檢波器的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)由C R和CC RL組成 設(shè)計(jì)應(yīng)使R 1 CC 這樣負(fù)載網(wǎng)絡(luò)對(duì)調(diào)制信號(hào)的阻抗為RL R 當(dāng)負(fù)載網(wǎng)絡(luò)兩端的電壓uAB Um0 1 macos t 時(shí) 相應(yīng)的輸出電流IDo I0 I1cos t 因?yàn)樨?fù)載網(wǎng)絡(luò)在信號(hào)頻率的交流電阻RL R小于直流電阻R 當(dāng)調(diào)幅度ma較大時(shí) I1可能大于I0 在信號(hào)的負(fù)半周將使ID0 0 也就是二極管截止 負(fù)載網(wǎng)絡(luò)兩端的電壓不可能跟隨輸入電壓包絡(luò)的變化 從而產(chǎn)生失真 這種失真由于出現(xiàn)在輸出電壓的負(fù)半周 所以叫負(fù)峰切割失真 也叫底部失真 不產(chǎn)生負(fù)峰切割失真就應(yīng)當(dāng)使I1始終小于I0 即下條件成立 2 并聯(lián)型包絡(luò)檢波器對(duì)于信源 二極管和負(fù)載三者并聯(lián)構(gòu)成的檢波器電路叫并聯(lián)型二極管檢波器 如圖所示 uD uS uC uD 0 信源uS對(duì)C2充電 時(shí)間常數(shù)是rDC2 uD rD 經(jīng)過多次充放電后 uC Usm 信源us C2兩端uc和二極管兩端uD的電壓間的關(guān)系如右圖所示 R1C3組成的低通濾波器取出uD的低頻成分 經(jīng)CC到負(fù)載電阻RL上 當(dāng)輸入是等幅高頻信號(hào) 不計(jì)二極管上的功耗 由能量守恒方程式可求出檢波器的輸入電阻Ri 5 6 3同步檢波器1 乘積型同步檢波器圖5 66給出了用模擬乘法器FX 1596構(gòu)成的乘積型同步檢波器的實(shí)際電路 根據(jù)模擬乘