1、第五章開關(guān)電源新技術(shù)5 1 電源 PFC技術(shù)5 2 同步整流技術(shù)同步整流的概念整流電路是DC/DC變換器的重要組成部分，傳統(tǒng)的整流器件采用功率二極管。由于功率二極管的通態(tài)壓降較高( 壓降最小的肖特基二極管也有0.55 065V) ，因此整流損耗較大。 由于集成電路已逐漸采用微功耗設(shè)計(jì)， 供電電壓逐漸降低，某些工作站和個人電腦要求有 3.3 V 甚至低至 1.8 V 的供電電壓 1 。顯然，DC/DC變換器在輸出如此低的電壓時，整流管的功耗占輸出功率的比重將更大，致使變換器效率更低。 另一方面，儀器設(shè)備的小型化設(shè)計(jì)要求盡量縮小其電源的體積，但耗散功率大恰成為電源小型化、薄型化的障礙。 80 年代

2、初，高頻功率MOSFET剛開始得到發(fā)展， NEC公司的 S.IKEDA 等人就提出了一種新的整流管 2 ，即采用功率 MOSFET代替功率二極管作為整流元件，從而實(shí)現(xiàn)了輸出整流管通態(tài)壓降小、耗散功率低，效率高的 DC/DC變換器。功率 MOSFET是一種電壓型控制器件，它作為整流元件時， 要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流電路。 為滿足更高頻率、 更大容量的同步整流電路的需要，人們不斷地探索并提出更新的功率 MOSFET結(jié)構(gòu) 3 。5 2 1自控制同步整流電路拓?fù)浞治鰣D 1 為倍流同步整流有源箝位 DC/DC變換器的主電路拓?fù)鋱D。變換器采用有源箝位電路， V

3、in 為直流輸入電壓， S1 為主開關(guān)， S2 為輔助開關(guān)，S3 和 S4 為同步整流管 (S 1S4 均為 N 型 MOS管 ) ， T 為隔離變壓器， S2 和 C 組成有源箝位網(wǎng)絡(luò)。 D1D4 代表 S1 S4 的體二極管， C1 C4 代表 S1S4 的等效結(jié)電容， Llk 為 T 的漏感， Lm為 T 的勵磁電感， T1 為理想變壓器，變比為 N1。工作時 S1 和S2 輪流導(dǎo)通，當(dāng) S1 關(guān)斷時， S2 導(dǎo)通，箝位電容 C 被并聯(lián)到 T 的原邊，為漏感電流提供一個低阻抗的無損耗的通路， 從而在每個開關(guān)周期中以最小的損耗來吸收和回放電能，同時變壓器 T 鐵心磁通又可自動復(fù)位。 整流電

4、路采用倍流同步整流形式，同步整流功率 MOSFETS3和 S4 采用自驅(qū)動控制； L3 和 L4 為濾波電感， C0 為濾波電容， R0 為負(fù)載等效電阻，輸出電流由 L3 和 L4 電流疊加供給，故稱之為倍流同步整流電路。 值得注意的是， 通常使用 MOSFET時，控制電壓加在柵極 (G) 和源極 (S) 之間，而 S3 和 S4 的控制信號卻是加在柵極 (G) 和漏極 (D) 之間。這是因?yàn)楣β?MOSFET內(nèi)部存在一個反并聯(lián)的體二極管，控制信號加在 G和 D 之間就使整流功率 MOSFET在控制信號為零時具有反向電壓阻斷能力。圖 1倍流同步整流有源箝位DC/DC變換器拓?fù)鋫鹘y(tǒng)整流電路工作時

5、， 當(dāng)濾波電感較小或負(fù)載電阻較大或開關(guān)頻率f 0 較低時，將出現(xiàn)電感電流在一個周期結(jié)束前就下降到零并一直保持到周期結(jié)束的情況，這就是不連續(xù)導(dǎo)電工作模式4 。而同步整流電路只有連續(xù)導(dǎo)電工作模式，原因是功率 MOSFET導(dǎo)通后具有雙向通流能力。其優(yōu)點(diǎn)是：電路在全負(fù)載范圍內(nèi)，工作狀態(tài)均屬連續(xù)導(dǎo)電模式，控制電路穩(wěn)定性好。而傳統(tǒng)整流電路往往不適合空載 ( 或輕載 ) 工作，需要預(yù)先加一固定負(fù)載保證最小輸出電流，使電路工作在連續(xù)導(dǎo)電模式； 在設(shè)計(jì)傳統(tǒng)整流電路的濾波器時，為了保證輕載下電流連續(xù)，往往采用較大電感量的濾波電感， 因而在大電流時功耗較大。 在對功耗要求較苛刻的設(shè)計(jì)中，若采用同步整流電路， 則可以

6、選用較小電感量的濾波電感， 同時增大濾波電容來滿足降低輸出紋波的要求， 這樣可以明顯降低濾波器損耗， 提高變換器效率。2 電路工作過程分析圖 2 為開關(guān) S1 和 S2 的控制電壓時序圖圖 2控制電壓時序圖下面分 4 個階段描述電路的工作過程。第一階段：主開關(guān) S1 導(dǎo)通階段 (t 0t 1) ，等效電路見圖 3(a) 。在這個階段，主開關(guān) S1 導(dǎo)通，輔助開關(guān) S2 截止，箝位電路斷開，輸入電壓通過 S1 加到 T1 上，此時 v1 Vin ，v2Vin /N0，因而 S4 處于導(dǎo)通狀態(tài)， S3 處于截止?fàn)顟B(tài)， T1 副邊電流 i 2 通過 L4、S4 為負(fù)載供電 ( 稱 L4 的電流 i

7、4 為主流 ) ，同時， L3 的電流 i 3 通過負(fù)載和 S4 續(xù)流。在此階段中 Vin 供給變換器的能量一部分經(jīng)變壓器傳遞給負(fù)載，另一部分則轉(zhuǎn)變?yōu)樽儔浩鞯膭畲烹姼?Lm的儲能。第二階段：主開關(guān) S1 關(guān)斷到 D2 開始導(dǎo)通 (t 1t 2) 。t 1 時刻， S1 關(guān)斷，由于 T 存在漏感，輸入電流 i S 不會立即降為 0，而是逐漸減小并為 C1 充電， vS1 上升， vS2 下降；到 t 2 時刻， vS2下降到 0， D2 開始導(dǎo)通。整流電路依次經(jīng)歷： S4 關(guān)斷， D4 為 S4 續(xù)流而導(dǎo)通； D3 導(dǎo)通， L4 完成由主流到續(xù)流的過渡； D4 關(guān)斷， L3 完成由續(xù)流到主流的過

8、渡； S3 零電壓導(dǎo)通， D3 關(guān)斷。第三階段：箝位電路作用階段(t 2t 3) ，等效電路見圖 3(b) 。t 2 時刻起，由于 D2 導(dǎo)通，箝位電容 C 與變壓器的原邊繞組并聯(lián)。 t 2時刻， S2 零電壓開通， D2 隨即因?qū)▔航当?S2 大而截止。 i C 從 D2 導(dǎo)通時起，先是對 C充電，同時， i C逐漸減小，到 t c 時間， i C減小到 0， C 放電， S2 允許電流 i C反方向流動。在 t 2t 3 期間， v1 vC，v2 vC N0，因而 S4 處于截止?fàn)顟B(tài)， S3 處于導(dǎo)通狀態(tài)， T1 副邊電流 i 2TS2時 OUT2及相關(guān)波形輸入設(shè)定。 2 個計(jì)數(shù)器工作方

9、式及作用不同： DOWN計(jì)數(shù)器用于處理輸出截止，UP計(jì)數(shù)器連續(xù)獲取 OUT2開關(guān)周期期間或 OUT1接通時間內(nèi)的有關(guān)數(shù)據(jù)。控制系統(tǒng)根據(jù)前面周期內(nèi)存儲的有關(guān)信息， 在開關(guān)周期截止期內(nèi)的輸出被預(yù)先處理。 采用這種控制方法，開關(guān)周期和接通時間（ tON）被逐周連續(xù)監(jiān)測。穩(wěn)定條件在穩(wěn)態(tài)條件（固定頻率和固定占空比）下，兩個開關(guān)周期中與輸出OUT2相關(guān)的波形如圖 2 所示。在第 1 個開關(guān)周期（ TS1）內(nèi)，在時鐘輸入的上升沿上，兩個（ UP/DOWN）計(jì)數(shù)器中第 1 個開始計(jì)算內(nèi)部時鐘 （ CK）脈沖。在接下來的一個時鐘輸入的上升沿（ TS1結(jié)束）上，計(jì)數(shù)器停止計(jì)算。計(jì)算過的脈沖數(shù)目（ n2）把開關(guān)周期

10、的持續(xù)時間考慮在內(nèi)。所存儲的數(shù)據(jù)，在下一個開關(guān)周期中被利用。在第 2 個開關(guān)周期中，在內(nèi)部時鐘輸入的上升沿上，第 1 個計(jì)數(shù)器由大到小計(jì)算（ countsDOWN）內(nèi)部時鐘脈沖，并且在計(jì)算到（ n2 x2）個脈沖時終止。第2 個計(jì)數(shù)器計(jì)算新的尚未計(jì)算的內(nèi)部時鐘脈沖，并適時修正開關(guān)周期（ TS）期間的有關(guān)數(shù)據(jù)。 OUT2超前截止總量為 X2TI （ TI 為內(nèi)部時鐘脈沖周期），并通過OUT2預(yù)期時間輸入設(shè)定。計(jì)數(shù)器 UP或 DOWN在每個周期內(nèi)的功能，相對于先前周期被交換。為預(yù)期關(guān)斷 OUT1，另外兩個 UP/DOWN計(jì)數(shù)器將考慮計(jì)及接通時間（tON）期間的有關(guān)數(shù)據(jù)，相關(guān)波形如圖3 所示。在第

11、1 個開關(guān)周期內(nèi)，第1 個計(jì)數(shù)器在時鐘輸入上升沿上開始計(jì)數(shù)，并且在時鐘輸入下降沿上停止。其間計(jì)算的脈沖數(shù)量為n1，只計(jì)及 tON 時間之內(nèi)的脈沖數(shù)。在第 2 個開關(guān)周期內(nèi)，第1 個計(jì)數(shù)器遞減計(jì)數(shù)，在計(jì)算到n1x1 時停止。關(guān)斷 OUT1的超前時間總計(jì)為 x1 Ti ，并由 OUT1預(yù)期時間輸入設(shè)定。第 2 個計(jì)數(shù)器向上（由小到大）計(jì)算時鐘輸入上升沿與下降沿之間的脈沖數(shù)目。變化條件開關(guān)頻率發(fā)生變化當(dāng)開關(guān)頻率（ fs ）發(fā)生變化時，對于輸出 OUT2而言，可能存在三種情況：1） TS1TS2當(dāng)?shù)?2 個開關(guān)周期 TS2小于先前周期 TS1時， OUT2的截止發(fā)生延遲，相對于時鐘輸入沒有超前， 而是

12、隨時鐘輸入的前沿強(qiáng)迫關(guān)斷。 圖 4 示出了該條件下的相關(guān)波形。2） TS1元器件應(yīng)用圖 5 在 TS1tON2當(dāng)?shù)?1 個開關(guān)周期的接通時間tON1 大于第 2 個開關(guān)周期的接通時間 tON2 時，時鐘輸入、內(nèi)部時鐘和輸出 OUT1波形定時圖如圖 7 所示。在此情況下， OUT1的關(guān)斷被延時，相對于時鐘輸入沒有提前，總是在時鐘輸入的下降沿上即時截止。2）tON1 上述的方法通過對前一個周期的測量來確定下一個周期的動作，履行逐周控制。預(yù)期關(guān)斷同步整流器MOSFET的內(nèi)部時鐘脈沖總數(shù)是X1 或 X2。內(nèi)部振蕩器頻率（ fi ）越高，預(yù)期時間精度也就越高。3STSRx系列智能驅(qū)動器ICsSTSRx系

13、列 IC 是 ST公司為驅(qū)動隔離 SMPS中的同步整流器而專門設(shè)計(jì)的器件。該系列 ICs 的時鐘信號從隔離變壓器的次級輸出獲取，為驅(qū)動用作SR的 1 只或2 只 MOSFETs，輸出適當(dāng)?shù)目刂菩盘枴?1STSR2STSR2用作驅(qū)動單端正向拓?fù)渲械膬蓚€同步整流器。該 IC 包含前面所敘述的控制系統(tǒng)，內(nèi)置兩個大電流 N 溝道 MOSFET驅(qū)動器和一個時鐘緩沖器等單元電路。STSR2的引腳名稱及其應(yīng)用電路如圖 9 所示。STSR2的引腳功能如下：VCC電源電壓，范圍為4.5 5.5V ；PWRGND和 SGLGND分別為功率信號和控制邏輯信號的參考端；CLOCK同步信號輸入；OUTGATE1/22個

14、大電流互補(bǔ)輸出。由于 IC 自身產(chǎn)生死區(qū)時間，在兩個開通時間之間不存在任何交迭；SETANT2為 OUTGATE2設(shè)定預(yù)期截止時間 （有 4 種不同的期望時間可供選擇）；圖 6 在 TS1tON2下的 OUT1及相關(guān)波形圖 8 在 tON1tON2下的 OUT1及相關(guān)波形同步整流器數(shù)字控制與驅(qū)動技術(shù)應(yīng)用圖 9STSR2在單端正向變換器中的應(yīng)用圖 10STSR3在回掃式變換器中的應(yīng)用電路圖 11STSR4在雙端拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的應(yīng)用電路INHIBIT 當(dāng)該腳輸入高于非常低的一個門限電壓時， OUTGATE2使能。在正向變換器應(yīng)用中，迫使 OUTGATE2的接通時間減至最小。32STSR3STSR3是為驅(qū)動在回掃式拓?fù)渲械囊粋€ SR而專門設(shè)計(jì)的控制 IC，其引腳名稱（符號）及應(yīng)用電路如圖 10 所示。 STSR3與 STSR2比較，主要區(qū)別是 STSR3僅有一個大電流柵極驅(qū)動輸入（ OUTGATE）。33STSR4STSR4是指定用于驅(qū)動推挽、半橋或全橋式雙端輸出拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中 SR的控制