1、高功率以太網(wǎng)供電（HPOE）標準至今仍未確定。多數(shù)人所期望的標準是：供電電壓增至53VDC、每根線的可用電流達到750mA、電纜總阻抗不超過12.5歐姆。如果有人期望設(shè)計成46VDC（標稱48V）電壓、720mA電流、電纜阻抗為12.5歐姆，那或許將是最差的情形。因為在720mA時，電纜會產(chǎn)生9VDC的壓降，剩下可用于工作的電壓為37VDC這樣電纜末端的輸出功率約26.6W,緊隨其后的典型功率電路只能產(chǎn)生略高于20W的功率。不幸地是針對許多應(yīng)用來說，這仍不是充足的功率。一個解決辦法是使用多個以太網(wǎng)線，但這會出現(xiàn)功率分配問題。下面的例子為該問題作了解答。傳統(tǒng)的HPOE接口由一個極性保護橋式整流器

2、和一個帶有以太網(wǎng)供電接口的熱插拔部件組成。在HPOE妾口之后是一個能提供穩(wěn)定輸出的隔離轉(zhuǎn)換器。最好的情況是這些輸出不依賴于負載，而且它們均具有良好的瞬態(tài)響應(yīng)。那些在當時看來做出過貢獻的典型設(shè)計采用了隔離式反饋來產(chǎn)生電壓（典型值為5.0VDC）,該電壓然后轉(zhuǎn)換成所需的其它電壓值。通常，多個輸出試圖共用一個反饋環(huán)路，但如果這樣的話穩(wěn)壓將更多地依賴于負載。無論是哪種情況，橋式整流器和轉(zhuǎn)換器的損耗將帶來十分糟糕的效率。而且，隔離反饋環(huán)路也將產(chǎn)生十分糟糕的瞬態(tài)響應(yīng)。令人遺憾的是，就HPO睞說，其整體要點是要在不犧牲性能的前提下從盡可能少的以太網(wǎng)網(wǎng)線上獲取更多的有用功率。示例介紹了HPOE接口和功率轉(zhuǎn)換器

3、，我們可以從二者獲取百分之幾的額外效率，并提供卓越的瞬態(tài)響應(yīng)。圖1給出了一個47W輸出雙以太網(wǎng)線對設(shè)計中的兩種HPOE接口之一。兩個N-溝道和兩個P-溝道MOSFETs構(gòu)成每個具有最低損耗的橋式整流器。每個MOSFET由一個來自相反極性輸入線的150K電阻偏置成導(dǎo)通（ON）狀態(tài)。柵極受低電流齊納二極管（測試電流等于50uA）保護。只有具有正確極性的兩個MOSFETs才會導(dǎo)通。MOSFETs的漏-源二極管作為橋式整流器直到150K電阻能夠?qū)OSFETs的柵極充電。集成的HPOE接口有助于簡化電路，并提供所有必需的接口和熱插拔功能。圖1:HPOEg口/熱插拔。圖2:直流-直流轉(zhuǎn)換器。圖2是兩個直

4、流-直流轉(zhuǎn)換器中的一個。有源鉗位前向轉(zhuǎn)換器可提供非常高的效率，并能消除隔離式反饋的需求。LM5020有源鉗位控制器具有控制最大工作系數(shù)的功能。在電容（C4）上會產(chǎn)生一個斜坡，進而控制工作系數(shù)。如果C4通過一個電阻（R2）與輸入電壓相連，則工作系數(shù)與輸入電壓成反比例關(guān)系，并產(chǎn)生一個近乎恒定的輸出電壓。幸運地是，無需反饋且能提供卓越穩(wěn)壓性能的1%精度電容在今天僅需幾美分。由于除去了這些器件，因此設(shè)計不再會有各種電流檢測或限制引起的任何損耗。前向轉(zhuǎn)換器之前的熱插拔部件中的電流限制以及輸出端的后穩(wěn)壓器中的電流限制可提供充分的保護，并簡化設(shè)計。通過模仿穩(wěn)壓次級側(cè)整流器/電感電路來提供一個具有良好穩(wěn)壓特性

5、的Vcc。LM5025控制器所需電流僅約10mA,因此需要很大值的電感來防止峰值充電，因為整流器并不同步。但由于電流非常小，因此可用一個直流阻抗（DCR）約32歐姆且封裝很小的電感。從高輸入電壓供電的線性穩(wěn)壓器具備這個功能，但功率損失相當大，而成本卻相當。雖然變壓器是標準的3.3VDC電壓輸出單元，但前饋穩(wěn)壓卻設(shè)置為3.75VDC。當串聯(lián)連線時可提供標稱7.5VDC的電壓，這可為降壓轉(zhuǎn)換器或升壓轉(zhuǎn)換器提供一個良好的中間總線電壓。由于最小電壓比變壓器的額定值高出約12%,因而我們可以很容易的將輸出也設(shè)置得高一些。對于給定功率的情形，這樣做可降低工作電流，并且在變壓器的主次級中節(jié)省約25%的銅線損

6、耗。同步整流器MOSFE穰求選擇最佳的RDS（on）對柵極電荷值。MOSFE將通是通過R15和R16兩電阻緩慢完成的，由于D3和D4（不能使用信號二極管）的原因關(guān)斷卻是很快的。這有助于同步整流器在最佳時刻實現(xiàn)切換。在C18和C12所示的一側(cè)只需要使用一個緩沖器。要密切留意所有電感的DCR值。輸出端用到的電感L3的DCR值僅為4.2毫歐，但是僅其DCR的功率損耗就占到整個系統(tǒng)功率損耗的0.4%。有相當多的電感能夠滿足電流要求，它們的DCR值是12到16毫歐。整個設(shè)計中僅有兩類電感能夠攜帶超過幾毫安的電流，第一類是剛才所討論的3.0uH電感；另一類是4.7uH電感，該電感總是攜帶小于2A電流，其額

7、定DCR值為9.5毫歐。不要因為沒有核對這些參數(shù)而失去了整個或更多的效率。上述這些參數(shù)對電解電容是同樣有效的。由于鋁聚合電容具有極小的等效串聯(lián)阻抗（ESR）,因此建議采用該類型電容。為了提供固有的功率分配，需要將兩個轉(zhuǎn)換器的輸出端串聯(lián)起來，圖3就是這種配置。測試用的設(shè)計僅提供5.0VDC和12.0VDC兩個輸出電壓值，但另外的輸出電壓可以很容易的添加上去。如果每個后級穩(wěn)壓器的效率是一樣高的話，則整體效率將會保持在相同的水平，而與輸出電壓的總數(shù)目無關(guān)。DCTODCCONUERTER13.4TO務(wù)1UDCintermediateBUST朱Cis心GNDLH5%2BfiSEDBOOSTCCNUERT

8、EQ12UDC,L舶LH25115BASED9UCKCCNUERTERDCTODCCONUERTER2TO4,1U0CADDniONLCOMUERTEQS中國舒磨呼卜舞www,chinawe,rft圖3:轉(zhuǎn)換器輸出端串聯(lián)配置。圖4是可提供5.0VDC電壓、7A電流的同步降壓轉(zhuǎn)換器。在該輸出范圍內(nèi)，這是一種典型的降壓轉(zhuǎn)換器。所使用的MOSFETs具有和有源鉗位同步整流器類似的要求，因此使用相同的MOSFET通過電感周圍的DCR檢測電路提供電流檢測。電流檢測電阻只會造成能量的浪費，并且成本也是相當昂貴。幾auoe>*刈13VCKflCSULATWVnt.i次rUKKLVCX.topSL*41

9、LrmilS卬3M珞MWweFAgjitH40*白3CH序if，公L0/TY1XUHCM"6曠皿生穌居珅潮wwwrchrrrawe.Ret圖4:同步降壓轉(zhuǎn)換器。DCR電流檢測受制于繞線電感中銅線的溫度系數(shù)。R49和RT1提供溫度補償，RT1應(yīng)盡可能靠近電感的輸出端放置，而PCB版圖的設(shè)計應(yīng)盡量將熱敏電阻和電感線圈保持在相同的溫度。在有源鉗位級電路中也使用相同的電感。由于穩(wěn)定的Vcc可通過R41來決定系統(tǒng)工作頻率，因此為保持Vcc的穩(wěn)定，需要從12V穩(wěn)壓器引入偏置電壓。內(nèi)部穩(wěn)壓器很容易在7.5V或以下電壓工作，然后二極管與來自5V輸出的小型電壓倍增器進行并聯(lián)。偏置電壓Vbias應(yīng)是8.

10、0V到15.0VDC。圖5是一個可提供12.0VDC電壓、1A電流的非同步升壓轉(zhuǎn)換器。它是一個很普通的設(shè)計，但有一點值得一提。如果將升壓轉(zhuǎn)換器的輸出端短路，則它不能阻止短路作用到輸入電壓，因為沒有在線開關(guān)阻止它。如圖所示，有時用一個可快速起作用的保險絲阻止任何意外的發(fā)生倒是個挺不錯的主意。,人uFQ302.J?rL7mmuHC3SC»aLi£悔1£dT1M3目中國科重P1戶懈www.chin日圖5:非同步升壓轉(zhuǎn)換器。最終結(jié)果不僅提供優(yōu)良的性能和性價比，而且能提供任意數(shù)量的不同輸出電壓。經(jīng)測試，圖示的設(shè)計在37VDC電壓輸入下的效率為87.6%;在低線路輸入條件下，該設(shè)計可提供約個串聯(lián)轉(zhuǎn)換級電路，實際功率級電路提供的效率正好在47W的穩(wěn)壓輸出。這個87.6%是從以太網(wǎng)連接器到穩(wěn)壓輸出端。不管是否使用了兩90%以下。由于缺少隔離式反饋，因此也可輕松的定制該設(shè)計，而不必擔心隔離反饋環(huán)路的穩(wěn)定性補償問題。降壓和升壓后端穩(wěn)壓器的補償通常很容易實現(xiàn)。該特例采用了一個7.5V的中間總線。在某些情況下可能更適合使用較低的總線電壓；在本例中，為了實現(xiàn)最佳效率，輸出端的串行連接將迫