1、 31 / 33目錄第1章緒論1第2章確知信號(hào)4第3章隨機(jī)過程8第4章信道14第5章模擬調(diào)制系統(tǒng)16第6章（第9章）模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸27第7章（第6章）數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)30第8章（第7章）數(shù)字帶通傳輸系統(tǒng)34第1章 緒論1.1 （P5）通信系統(tǒng)分類：調(diào)制方式（基帶傳輸系統(tǒng)、帶通傳輸系統(tǒng)），信號(hào)特征（模擬通信系統(tǒng)、數(shù)字通信系統(tǒng)），傳輸媒質(zhì)（有線通信系統(tǒng)、無線通信系統(tǒng)），信號(hào)復(fù)用方式（頻分復(fù)用FDM、時(shí)分復(fù)用TDM、碼分復(fù)用CDM）。1.2 （P10）信息量：消息中所含信息的多少。下式中a為進(jìn)制，信息x出現(xiàn)的概率為P(x)。如果a=2，即二進(jìn)制，則信息的單位為比特（bit，簡(jiǎn)記為小寫b）1.3

2、（P11）平均信息量：又叫“信息熵”，單位（b/符號(hào)）。對(duì)于有M個(gè)符號(hào)組成的集合，其中每個(gè)符號(hào)出現(xiàn)的概率為。則平均每個(gè)符號(hào)的所含的信息量為：1.4 （P13）通信系統(tǒng)主要性能指標(biāo)：涉及有效性、可靠性、適應(yīng)性、經(jīng)濟(jì)性、標(biāo)準(zhǔn)型、可維護(hù)性等。對(duì)于數(shù)字通信系統(tǒng)，有效性主要指?jìng)鞔a率、傳信率和頻帶利用率；可靠性主要指誤碼率、誤信率。對(duì)于模擬通信系統(tǒng)，有效性主要指頻帶寬度；可靠性主要指輸出信噪比。1.5 （P13）碼元傳輸速率：又叫“傳碼率”，單位時(shí)間傳送碼元的數(shù)目，單位為波特（Baud），簡(jiǎn)記為大寫B(tài)。若每個(gè)碼元的長(zhǎng)度為T秒，則：1.6 （P13）信息傳輸速率：又叫“傳信率”或“比特率”。單位時(shí)間內(nèi)傳遞的

3、平均信息量或比特?cái)?shù)，單位為比特/秒（bps或b/s）。對(duì)于M進(jìn)制的傳輸，傳信率和傳碼率可以如下?lián)Q算：1.7 （P13）頻帶利用率：?jiǎn)挝粠拑?nèi)的傳輸速率。對(duì)于某一帶寬為B的信道，其間傳碼率傳碼率或傳信率與頻帶利用率的關(guān)系為：1.8 （P13）誤碼率：錯(cuò)誤接收的碼元數(shù)在傳輸總碼元數(shù)中所占的比例?；蛘哒f是碼元在傳輸系統(tǒng)中被傳錯(cuò)的概率。1.9 （P13）誤信率：又稱誤比特率，錯(cuò)誤接收的比特?cái)?shù)在傳輸總比特?cái)?shù)中所占的比例。例1.1 已知某四進(jìn)制數(shù)字傳輸系統(tǒng)的比特率為2400bps，接收端在0.5h內(nèi)共收到216個(gè)錯(cuò)誤碼元，試計(jì)算該系統(tǒng)的誤碼率。解1.1 單位時(shí)間傳送碼元的數(shù)目（即傳碼率） 則總共發(fā)送的碼元

4、數(shù)為注意誤碼率和誤比特率之間不能直接換算。如上題中的四進(jìn)制系統(tǒng)，傳輸四進(jìn)制（四個(gè)不同的碼元）需要2比特（00,01,10,11），對(duì)于每一個(gè)碼元中的2比特，只要有1比特誤傳，即認(rèn)為該碼元傳錯(cuò)。因此對(duì)于4進(jìn)制系統(tǒng)，錯(cuò)傳x個(gè)碼元，至少誤傳x個(gè)比特（1誤碼中錯(cuò)1比特），至多誤傳2x個(gè)比特（1誤碼中2比特都錯(cuò)）。其他進(jìn)制類推。第2章 確知信號(hào)2.1 （P17）功率與功率信號(hào)：電流在單位電阻上單位時(shí)間消耗的能量。因此功率等于電流或電壓的平方。凡是能用下式求出平均功率的信號(hào)就是功率信號(hào)（其能量總和為無窮大）2.2 （P17）能量與能量信號(hào)：能量是信號(hào)瞬時(shí)功率的積分。若信號(hào)瞬時(shí)功率在所有時(shí)間上的積分為一個(gè)有

5、限只，則該信號(hào)為能量信號(hào)（否則為功率信號(hào)）2.3 （P18）功率信號(hào)的頻譜：設(shè)周期性功率信號(hào)的周期為，則其頻譜為：即只存在基頻的整數(shù)倍的頻率，周期性功率信號(hào)的頻譜為離散的。頻譜函數(shù)的正頻率與負(fù)頻率為復(fù)數(shù)共軛關(guān)系。即正負(fù)頻譜的模為偶對(duì)稱，相位為奇對(duì)稱。反變換在書上19到20頁，自己看一下吧。2.4 （P22）能量信號(hào)的頻譜密度：由于能量信號(hào)連續(xù)，所以孤立看頻譜是沒有意義的。為此引入頻譜密度的概念，以此考量能量在頻譜某一位置的集中程度（類似概率密度）。能量信號(hào)的頻譜密度為能量信號(hào)的傅里葉變換，即能量信號(hào)的頻譜密度的逆傅里葉變換就是能量信號(hào)，即2.5 （P26）帕塞瓦爾定理：又寫作巴塞伐爾定理。能量

6、信號(hào)的頻譜密度模的平方對(duì)時(shí)間的積分與信號(hào)的平方對(duì)時(shí)間的積分相等，且等于該信號(hào)的總能量。即：2.6 （P27）能量信號(hào)的能量譜密度：由帕塞瓦爾定理，在頻率軸上的積分等于信號(hào)的能量，所以為單位頻帶上的信號(hào)能量，即能量譜密度。2.7 （P27）功率信號(hào)的功率譜密度：2.8 （P29）能量信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)：根據(jù)定義，自相關(guān)函數(shù)反應(yīng)一個(gè)信號(hào)與延遲后的同一個(gè)信號(hào)間的相關(guān)成都。與時(shí)間無關(guān)，只與時(shí)間間隔有關(guān)。有如下性質(zhì)：1. 時(shí)，能量信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)為信號(hào)的總能量：2. 自相關(guān)函數(shù)是的偶函數(shù)，即：3. 能量信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)的傅里葉變換為能量譜密度，即：2.9 （P30）功率信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)：定義為：有如下性質(zhì)

7、：1. 時(shí)，功率信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)為信號(hào)的平均功率：2. 自相關(guān)函函數(shù)是偶函數(shù)，即：3. 功率信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)的傅里葉變換為功率譜密度，即：例2.1 判斷寬度為高度為A的矩形脈沖的信號(hào)類型。并求出其功率譜密度或能量譜密度。解2.1 該信號(hào)的表達(dá)式為：信號(hào)的功率對(duì)時(shí)間求積分：為一有限值，故矩形脈沖信號(hào)為能量信號(hào)，其頻譜密度所以其能量譜密度例2.2 求的自相關(guān)函數(shù)，并從自相關(guān)函數(shù)求其功率。解2.2 其自相關(guān)函數(shù)為由2.9性質(zhì)1得其功率：第3章 隨機(jī)過程3.1 （P37）隨機(jī)過程分布函數(shù)：對(duì)于一個(gè)隨機(jī)過程，在任意時(shí)刻時(shí)的隨機(jī)變量小于或等于某一數(shù)值的概率，稱為隨機(jī)過程的一維分布函數(shù)：對(duì)于給定的任意時(shí)刻，

8、則的維分布函數(shù)定義為：3.2 （P37）隨機(jī)過程概率密度：分布函數(shù)的對(duì)數(shù)值的維偏導(dǎo)即為隨機(jī)過程的概率密度。3.3 （P38）均值（數(shù)學(xué)期望）：3.4 （P38）方差：定義式為，常用計(jì)算:3.5 自相關(guān)函數(shù)：定義式為：3.6 （P39）嚴(yán)平穩(wěn)隨機(jī)過程：定義，隨機(jī)過程的任意有限維分布函數(shù)與時(shí)間起點(diǎn)無關(guān)，則認(rèn)為該隨機(jī)過程嚴(yán)平穩(wěn)。對(duì)于一維嚴(yán)平穩(wěn)隨機(jī)過程，其分布函數(shù)（概率密度）與時(shí)間無關(guān)，即；對(duì)于二維嚴(yán)平穩(wěn)隨機(jī)過程，其只與兩個(gè)時(shí)間的間隔有關(guān)，即。均值為一定值。自相關(guān)函數(shù)3.7 （P40）廣義平穩(wěn)隨機(jī)過程：僅滿足3.6中最后兩點(diǎn)的隨機(jī)過程。即均值是時(shí)間無關(guān)的常數(shù)、自相關(guān)函數(shù)是僅與時(shí)間間隔有關(guān)的函數(shù)。，且3

9、.8 （P42）平穩(wěn)過程的自相關(guān)函數(shù)：，性質(zhì)如下1. 表示的平均功率2. 為偶函數(shù)3. 有上邊界4. 表示的直流功率5. 表示的交流功率3.9 （P43）平穩(wěn)隨機(jī)過程的功率譜密度：與2.9的性質(zhì)3相同3.10 （P45）高斯隨機(jī)過程：如果隨機(jī)過程的任意維分布均服從正態(tài)分布，則稱它為正態(tài)過程或高斯過程。如果高斯過程在不同時(shí)刻的取值是不相關(guān)的，則概率密度函數(shù)將滿足。3.11 （P46）高斯隨機(jī)變量：高斯隨機(jī)變量服從正態(tài)分布，為高斯隨機(jī)變量的均值，為方差。標(biāo)準(zhǔn)化的正態(tài)分布就是當(dāng)，時(shí)的。正態(tài)分布的概率密度為：正態(tài)分布函數(shù)即為概率密度的定積分，一般不好直接求。所以要利用誤差函數(shù)來表示。3.12 （P47

10、）誤差函數(shù)：是一個(gè)增函數(shù)，且有，。正態(tài)分布函。此外，還有 互補(bǔ)誤差函數(shù)，是一個(gè)減函數(shù)，且滿足，。正態(tài)分布函數(shù)。當(dāng)x較大時(shí)（一般大于2即可）就可以用近似式來計(jì)算：3.13 （P48）平穩(wěn)隨機(jī)過程通過線性系統(tǒng)：隨機(jī)過程通過特性方程為的線性系統(tǒng)，輸出，有如下性質(zhì)：1. 輸出過程的均值，其中為輸入過程的均值。2. 輸出過程的自相關(guān)函數(shù)也僅與時(shí)間間隔有關(guān)，與時(shí)間點(diǎn)無關(guān)。3. 輸出過程的功率譜密度。用此式計(jì)算比較方便。然后逆傅里葉變換得到自相關(guān)函數(shù)。4. 高斯過程經(jīng)過線性系統(tǒng)之后，輸出的仍是高斯過程。所以服從正態(tài)分布。3.14 （P53）窄帶隨機(jī)過程：表達(dá)式：。窄帶隨機(jī)過程的包絡(luò)服從瑞麗分布，相位服從均勻

11、分布。即：此外，窄帶隨機(jī)過程還可以表示為兩個(gè)正交分量和的形式。其中同相分量，正交分量。有如下性質(zhì)：1. 當(dāng)?shù)木禃r(shí)，2. ，3. 當(dāng)?shù)木禃r(shí)，、和有相同的平均功率（或方差），即，或4. 由1和3得，一個(gè)均值為0的窄帶平穩(wěn)高斯過程，其同相分量和正交分量同樣是平穩(wěn)高斯過程，均值為0，方差相同，互相統(tǒng)計(jì)獨(dú)立。3.15 （P57）白噪聲：噪聲的功率譜密度在所有頻率上均為一個(gè)常數(shù)，則稱該噪聲為白噪聲。有兩種表達(dá)方式，分別是單邊噪聲和雙邊噪聲為正常數(shù)：如果白噪聲取值的概率分布服從高斯分布（正態(tài)分布），則該噪聲為高斯白噪聲。由于頻率無窮大是不可能的，所以白噪聲是一種理想模型。更通用的是窄帶高斯白噪聲（高斯白

12、噪聲通過某一濾波器后的噪聲）。帶寬為B的窄帶高斯白噪聲的平均功率例3.1 一個(gè)均值為，自相關(guān)函數(shù)為的平穩(wěn)隨機(jī)過程通過一個(gè)線性系統(tǒng)后的輸出為：（為延遲時(shí)間）：。試求的自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度。解3.1 由，則系統(tǒng)函數(shù) 故功率譜密度： 自相關(guān)函數(shù)（式中“*”為卷積符號(hào)）：例3.2 一個(gè)中心頻率為、帶寬為的理想帶通濾波器BPF，輸入均值為0的雙邊高斯白噪聲，求（1）輸出的自相關(guān)函數(shù)（2）輸出噪聲的平均功率（3）輸出噪聲的一維概率密度解3.2 （1）帶通濾波器的系統(tǒng)函數(shù) 則窄帶高斯白噪聲的功率譜密度為 自相關(guān)函數(shù)： （2）輸出噪聲的平均功率 （3）由于高斯白噪聲，均值為 方差 所以輸出噪聲的一維概率密度

13、函數(shù)：例3.3 已知隨機(jī)過程，為廣義平穩(wěn)隨機(jī)過程，服從均勻分布且與統(tǒng)計(jì)獨(dú)立。的自相關(guān)函數(shù)如下。證明：為廣義平穩(wěn)過程。證3.3 由題意：，設(shè)。由此，的均值為一常數(shù)。由此，的自相關(guān)函數(shù)僅為的函數(shù)，與無關(guān)。故為廣義平穩(wěn)過程。第4章 信道4.1 （P72）隨參信道：特性隨機(jī)變化的信道叫做隨參信道。恒參信道：特性不變化或變化極小的信道成為恒參信道。4.2 （P74）多徑效應(yīng)：信號(hào)在信道中經(jīng)過多條路徑到達(dá)接收端，由于每條路徑的長(zhǎng)度不同導(dǎo)致延時(shí)和衰減都隨時(shí)間而變，即存在多徑傳播現(xiàn)象。由此引發(fā)的影響成為多徑效應(yīng)。4.3 （P77）信道中的噪聲：按來源來分，噪聲分為人為噪聲和自然噪聲，自然噪聲中比較重要的是熱噪

14、聲。按性質(zhì)分，有脈沖噪聲、窄帶噪聲和起伏噪聲。4.4 （P78）離散信道容量：兩種表示方式：每個(gè)符號(hào)能夠傳輸?shù)钠骄畔⒘孔畲笾?；單位時(shí)間內(nèi)能夠傳輸?shù)钠骄畔⒘孔畲笾?。若知道信道單位時(shí)間內(nèi)傳輸?shù)姆?hào)數(shù)（波特?cái)?shù)），則。對(duì)于發(fā)送接收的信道，其信道容量式中表示發(fā)送每個(gè)符號(hào)的平均信息量，表示傳輸錯(cuò)誤引起的信息量損失。4.5 （P81）香農(nóng)公式連續(xù)信道容量：對(duì)于帶寬有限，平均功率有限的高斯白噪聲連續(xù)信道，其信道容量式中為信號(hào)平均功率，為噪聲功率，若噪聲單邊帶功率譜密度為，則，故有例4.1 設(shè)信源由兩種符號(hào)0和1組成，且兩種符號(hào)的出現(xiàn)概率相等。信道對(duì)稱，傳輸錯(cuò)誤率為。求信道容量。解4.1 信源的平均信息量為

15、：損耗信息量中有，而條件只給了傳送接收的概率。因此根據(jù)貝葉斯公式：得發(fā)送0接收到0的概率和發(fā)送1接收到1的概率為127/128，發(fā)送1接收到0的概率和發(fā)送0接收到1的概率為1/128，由此計(jì)算得故信道容量例4.2 黑白數(shù)字照片共400萬像素（pixel），每個(gè)像素16級(jí)灰度，用帶寬3kHz的信道傳輸，信噪比為10dB，求傳輸時(shí)間。解4.2 每像素的信息量 照片總信息量 信道容量 故傳輸時(shí)間不會(huì)小于第5章 模擬調(diào)制系統(tǒng)5.1 （P86）調(diào)制Modulation：把信號(hào)轉(zhuǎn)換成適合在信道中傳輸?shù)男问降囊环N過程。按照信號(hào)一般的表達(dá)式，對(duì)三個(gè)參數(shù)進(jìn)行調(diào)制，則可以有幅度調(diào)制AM、頻率調(diào)制FM和相位調(diào)制PM

16、。5.2 （P87）幅度調(diào)制原理：若調(diào)制信號(hào)（也就是音頻信號(hào)）為，載波，則幅度調(diào)制信號(hào)（已調(diào)信號(hào)）為。幅度調(diào)制一般有調(diào)幅AM、雙邊帶調(diào)制DSB、單邊帶調(diào)制SSB、殘邊帶調(diào)制VSB。5.3 （P88）標(biāo)準(zhǔn)調(diào)幅AM：將調(diào)制信號(hào)（假定平均值為0）疊加一個(gè)直流偏量后與載波相乘，即可得到AM信號(hào)。調(diào)制模型如圖5.3(a)。調(diào)制后，原本的頻帶被搬移到處。如圖5.3(b)。圖5.3(a) AM調(diào)制模型調(diào)制后的頻譜從圖中可以看出，AM信號(hào)含有原始信號(hào)以及載波信號(hào)，其帶寬。歸一化的功率如下，可以看做由兩部分組成：其中為載波功率，為邊帶功率（信號(hào)功率）。調(diào)制效率為有用功率和總功率的比。當(dāng)調(diào)制信號(hào)為單音頻余弦信號(hào)，

17、。當(dāng)調(diào)幅度時(shí)，即時(shí)，效率達(dá)到最大，為5.4 （P89）雙邊帶調(diào)制DSB：將調(diào)制信號(hào)直接與載波相乘，得到，調(diào)制后的頻譜如下，可以看出其中已經(jīng)沒有載波成分，為抑制載波的雙邊帶。DSB由于沒有載波，調(diào)制度。圖5.4(a) AM調(diào)制模型5.5 （P90）單邊帶調(diào)制SSB：將DSB的信號(hào)中互為鏡像關(guān)系的上邊帶或下邊帶濾除其中一個(gè)的調(diào)制方法。濾除上邊帶，保留下邊帶（LSB）：只需將DSB信號(hào)經(jīng)過一個(gè)截止頻率為的低通濾波器即可。濾除下邊帶，保留上邊帶（USB）：只需將DSB信號(hào)經(jīng)過一個(gè)截止頻率為的高通濾波器即可。但垂直升降的濾波器是不可能實(shí)現(xiàn)的。因此采用相移法。前一項(xiàng)即為下邊帶，后一項(xiàng)即為上邊帶。因此因此，

18、可以將與分別相移得到和，再分別相乘后加減就能得到上下邊帶的表達(dá)式。這里，將相移記作希爾伯特變換“”，即，其頻域模型為。流程圖如圖5.5：圖5.5 SSB調(diào)制模型5.6 （P93）殘邊帶調(diào)制VSB：殘邊帶調(diào)制介于SSB與DSB之間，即克服DSB占用頻帶寬的缺點(diǎn)，有解決了SSB信號(hào)實(shí)現(xiàn)中的困難。5.7 （P95）相干解調(diào)：又叫同步建波，用一個(gè)與載波嚴(yán)格同步（同頻同相）的波，與接收的已調(diào)信號(hào)相乘，經(jīng)過低通濾波器取出低頻的信號(hào)。流程圖如圖5.6。下面以DSB為例，模擬相干解調(diào)的過程。LPF圖5.7 相干解調(diào)模型如果為AM波的話，在乘法器之前再加一個(gè)隔直電容，將直流分量濾除即可。因此相干解調(diào)的關(guān)鍵在于獲

19、取與原始信號(hào)同頻同相的載波。5.8 （P96）包絡(luò)檢波：將AM信號(hào)的包絡(luò)提取出來的一種手段。具體方法在高頻實(shí)驗(yàn)指導(dǎo)書上，或者參考電子測(cè)量與儀器峰值表實(shí)驗(yàn)原理，自己去翻看。使用的電路如圖5.8。只要滿足不失真（負(fù)峰切割失真和惰性失真）條件（見高頻實(shí)驗(yàn)指導(dǎo)書），就能夠完全檢出原始信號(hào)，再經(jīng)過隔直電容即可得到。圖5.8 包絡(luò)檢波原理5.9 （P97）抗噪聲性能分析模型：分析模型如圖 5.9，其中解調(diào)器部分帶入圖5.7或圖5.9即可。信號(hào)為加性噪聲，通過BPF后，變?yōu)檎瓗г肼暋Ｈ魧⒄瓗г肼暦纸鉃閮蓚€(gè)正交信號(hào)的形式：根據(jù)3.14中的性質(zhì)3，以及3.15得：為窄帶噪聲的平均功率,為單邊噪聲的功率密度，為帶

20、通濾波器BPF的帶寬。輸出性噪比與輸入性噪比分別為：調(diào)制制度增益圖5.9解調(diào)抗噪聲性能分析模型解調(diào)器BFP5.10 （P99）DSB調(diào)制系統(tǒng)性能：將圖5.9中的“解調(diào)器”部分代換為圖5.6就可以了。輸入信噪比和輸出信噪比如下，可以看出其調(diào)制制度增益恒為2，即。需要強(qiáng)調(diào)的是，式中的為單邊功率譜密度。5.11 （P100）SSB調(diào)制系統(tǒng)性能：將圖5.9中的“解調(diào)器”部分帶換為圖5.7就可以了。輸入信噪比和輸出信噪比如下，可以看出其調(diào)制制度增益恒為1，即。對(duì)比兩個(gè)制度增益，可以發(fā)現(xiàn)。但這并不能說明DSB系統(tǒng)的抗噪聲性能比SSB好。因?yàn)檩斎胄盘?hào)的功率不同、帶寬不同，輸入噪聲的功率也不同，因此無法比較。

21、但是如果在相同帶寬的情況下（DSB所需的帶寬為SSB的兩倍），SSB信號(hào)所傳輸?shù)男盘?hào)約為DSB的兩倍，所以可以認(rèn)為兩者的抗噪聲性能是相同的。5.12 （P102）AM包絡(luò)檢波在大信噪比時(shí)的性能：AM包絡(luò)檢波的輸入信噪比和輸出信噪比為：因此調(diào)制制度增益：當(dāng)100%調(diào)制且信號(hào)為單頻正弦信號(hào)時(shí)，AM調(diào)制制度增益達(dá)到最大：5.13 （P104）門限效應(yīng)：當(dāng)AM在小信噪比時(shí)，有用信號(hào)被噪聲擾亂，輸出信噪比不按比例隨輸入信噪比下降，而是急劇惡化，將此現(xiàn)象稱為解調(diào)器的門限效應(yīng)。開始出現(xiàn)門限效應(yīng)的輸入信噪比稱為門限值。造成的原因：包絡(luò)檢波器的非線性解調(diào)。5.14 （P104）角度調(diào)制：一般表達(dá)式：。其中為載波

22、振幅，為一恒定的值。為信號(hào)的瞬時(shí)相位。將瞬時(shí)相位對(duì)時(shí)間求導(dǎo)為瞬時(shí)角頻率，為相對(duì)于載波頻率的瞬時(shí)頻偏?？梢钥闯觯瑢?duì)頻率和對(duì)相位兩個(gè)變量都可以進(jìn)行調(diào)制。因此就有了調(diào)頻FM和調(diào)相PM。調(diào)頻的表達(dá)式如下，其中為調(diào)頻靈敏度，表示調(diào)制信號(hào)的單位幅度對(duì)FM信號(hào)引起的頻率偏移量：5.15 （P105）調(diào)頻指數(shù)：表示調(diào)頻信號(hào)最大相位偏移。設(shè)調(diào)制信號(hào),為最大角頻偏，為最大頻偏。5.16 （P110）卡森（Carson）公式：調(diào)頻信號(hào)的帶寬當(dāng)為窄帶調(diào)頻NBFM時(shí)，即頻偏：當(dāng)為寬帶調(diào)頻WBFM時(shí)，即：5.17 （P111）調(diào)頻調(diào)制的方法：直接調(diào)制法，間接調(diào)制法。直接調(diào)制法是用的壓控振蕩器和鎖相環(huán)。詳見高頻實(shí)驗(yàn)指導(dǎo)書。

23、5.18 （P112）WBFM間接調(diào)頻法：阿姆斯特朗（Armstrong）法。將窄帶調(diào)頻信號(hào)NBFM經(jīng)過兩次倍頻，就得到了寬帶調(diào)頻信號(hào)WBFM。流程如圖5.18。各變量之間的關(guān)系為NBFM調(diào)制器BPF圖5.18 阿姆斯特朗法WBFM5.19 （P114）FM的非相干解調(diào)：由于信號(hào)的積分在cos函數(shù)內(nèi)，因此可以利用微分可以將其轉(zhuǎn)換到包絡(luò)上，然后進(jìn)行包絡(luò)檢波現(xiàn)計(jì)算如下：對(duì)時(shí)間微分：經(jīng)過包絡(luò)檢波：BPF限幅微分電路包絡(luò)檢波LPF鑒頻器圖5.19 FM非相干解調(diào)流程5.20 （P115）FM的相干解調(diào)：由窄帶調(diào)頻信號(hào)NBFM與相干載波相乘，濾除高次諧波，經(jīng)微分即可得到信號(hào)。計(jì)算如下：NBFM信號(hào)如下：

24、設(shè)相干載波則乘法器輸出經(jīng)低通濾波器濾除高頻成分微分后得到：圖5.20 FM相干解調(diào)流程BPF微分LPF鑒頻器5.21 （P115）調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能：流程圖如圖5.21。大信噪比的調(diào)制制度增益：考慮到,：小信噪比時(shí)也會(huì)出現(xiàn)門限效應(yīng)5.13。5.22 （P120）預(yù)加重和去加重：自行閱讀一下，稍微知道一下這個(gè)是干什么的。例5.1 信道中有均勻的雙邊噪聲，傳輸DSB/SC（即抑制載波的雙邊帶信號(hào)）。調(diào)制信號(hào)的頻帶限制在，而載波，已調(diào)信號(hào)的功率為。若接收機(jī)的輸入信號(hào)在加至解調(diào)器之前，先經(jīng)過一理想帶通濾波器濾波，試問：（1）該理想帶通濾波器的中心頻率和通帶寬度為多大？（2）解調(diào)器輸入端的信噪功率比為

25、多少？（3）解調(diào)器輸出端的信噪功率比為多少？（4）求輸出端噪聲功率譜密度，并畫出圖形。解5.1 流程圖如圖5.9圖5.9解調(diào)抗噪聲性能分析模型解調(diào)器BFP（1） 如上圖，理想帶通濾波器的中心頻率應(yīng)為。帶通帶寬（2） 雙邊噪聲，所以輸入信噪比：（3） 由制度增益得：（4） 輸出功率譜密度圖就不畫了，一個(gè)-5+5kHz的門函數(shù)，高度為0.25W例5.2 已知某單頻調(diào)頻波的振幅是10V，瞬時(shí)頻率為下式。求（1）此調(diào)頻波的時(shí)域表達(dá)式（2）此調(diào)頻波的頻率偏移、調(diào)頻指數(shù)和頻帶寬度解5.2 對(duì)于，其瞬時(shí)角頻率為因此瞬時(shí)相位考慮到振幅，所以：第6章 （第9章）模擬信號(hào)的數(shù)字傳輸6.1 （P262）低通模擬信號(hào)

26、的抽樣定理:對(duì)最高頻率為的低通模擬信號(hào)進(jìn)行數(shù)字采樣，為了能從采樣信號(hào)重新恢復(fù)原始信號(hào)，則采樣頻率應(yīng)滿足：。這一最低頻率成為奈奎斯特抽樣速率，相對(duì)應(yīng)的最大抽樣時(shí)間間隔成為奈奎斯特抽樣間隔。這一定理成為奈奎斯特采樣定理。6.2 （P274）“13折線法”脈沖編碼調(diào)制PCM：對(duì)于給定的抽樣值個(gè)量化單位，利用13折線法對(duì)其進(jìn)行8位二進(jìn)制編碼。過程如下：1. 根據(jù)抽樣值的極性，若為+則，若為-則2. 根據(jù)抽樣值所在的段落范圍確定段落碼。段落范圍可以查樹上274頁表9-8。也可以用接下來的這個(gè)式子計(jì)算（換算成十進(jìn)制帶入計(jì)算）：第000段016，第001到111段可以用得出。3. 根據(jù)抽樣值到段落邊界的距離

27、確定段內(nèi)碼。由于是非均勻量化，每一段內(nèi)被分成的16個(gè)小段所代表的抽樣值差是不一樣的。求出該距離位于第幾個(gè)小段內(nèi)，就得到其段內(nèi)碼。,該方括號(hào)為高斯函數(shù)，x表示不超過x的最大整數(shù)。3.2=3。4. 輸出值，決定N的符號(hào)。11位自然碼由N二進(jìn)制轉(zhuǎn)換得到。如果為正或?qū)Σ话O性碼的7位碼轉(zhuǎn)化為11位碼，則直接對(duì)N進(jìn)行十-二進(jìn)制轉(zhuǎn)換（如習(xí)題9-9、10等）；如果為負(fù)且要求考慮極性，則先對(duì)除符號(hào)位以外的7位取反，然后由新的7位碼寫出N，最后對(duì)新的N進(jìn)行十-二進(jìn)制轉(zhuǎn)換最后再加上符號(hào)。5. 量化誤差為。6.3 （P262）帶通抽樣定理：對(duì)于通帶范圍到這帶寬為的帶通信號(hào)，其所需的最小抽樣頻率式中，方框?yàn)楦咚购瘮?shù)

28、，即的整數(shù)部分；，即的小數(shù)部分。6.4 （P286）過載量化失真：在增量調(diào)制（P285）中，當(dāng)信號(hào)變化過快時(shí)引起的失真叫做過載量化失真，會(huì)產(chǎn)生過載量化噪聲。例6.1 已知某信號(hào)的頻譜如圖所示，將它通過傳輸函數(shù)為的濾波器后再進(jìn)行理想抽樣。求（1）抽樣速率（2）若抽樣速率為濾波器截止頻率的3倍，畫出頻譜。發(fā)送端接收端解6.1 （1）由奈奎斯特采樣定理得：（2）由發(fā)送端過濾并頻移后得到下圖：例6.2 采用13折線A律編碼，若采樣值為-623，求8位編碼及量化誤差，并求對(duì)應(yīng)于后7位（不包括極性碼）的11位自然二進(jìn)制碼。解6.2 由于為負(fù)數(shù)，則,由于623介于=512和1024之間，所以。623到邊界5

29、12的距離623-512=111，即。所以8位碼為01100011，誤差為1。自然碼01001110000。第7章 （第6章）數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)7.1 （P133）單極性波形與雙極性波形：用正電平表示1，零電平表示0的波形為單極性波形；用正電平表示1，負(fù)電平表示0的波形為雙極性波形。單極性的平均功率含有直流分量，判斷高電平或低電平的某一界限電平（稱為判決電平），不適宜遠(yuǎn)距離傳輸，但產(chǎn)生簡(jiǎn)單，用TTL或CMOS電路即可產(chǎn)生。雙極性信號(hào)當(dāng)1與0等概率出現(xiàn)時(shí)不含直流分量，抗干擾能力強(qiáng)，判決電平為0V。7.2 （P133）歸零（RZ，return-to-zero）波與非歸零（NRZ）波：歸零是指有電脈沖

30、寬度小于碼元寬度。不歸零碼就是有電脈沖寬度與碼元寬度一致。7.3 （P141）AMI碼（傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼）：原始信號(hào)中0仍為0，原始信號(hào)中的1交替變換為+1與-1。7.4 （P142）HDB3碼（三階高密度雙極性碼）：編碼規(guī)則如下：1. 當(dāng)消息碼中連續(xù)0的個(gè)數(shù)小于等于3時(shí)，編碼規(guī)則與AMI一致，即0不變，1交替變?yōu)?1與-1。2. 當(dāng)連續(xù)0的個(gè)數(shù)超過3個(gè)時(shí)，每4個(gè)0看做一個(gè)小節(jié)，記作B00V3. V為+1或-1。V與前一個(gè)相鄰的非0信號(hào)極性相同，并且相鄰的兩個(gè)V的極性相反。4. B可以是+1，0，-1中的任意一個(gè)，并且通過B使V滿足規(guī)則35. V碼后面的傳號(hào)碼極性也要交替。對(duì)于下圖進(jìn)行詳細(xì)說明：

31、第2到5位為連續(xù)的4個(gè)0，將這4個(gè)0看做BOOV，根據(jù)規(guī)則3，V的符號(hào)應(yīng)與第1位相同，因此V=-1，規(guī)則3已經(jīng)滿足，所以B=0同理，第7到10位為000+V。第13位到20位為連續(xù)8個(gè)0，因此可化作兩節(jié)B00V。根據(jù)規(guī)則3，相鄰兩個(gè)V的極性相反，第10位為+V故第16位為-V，但這又與規(guī)則3中V與前一個(gè)非0信號(hào)極性相同，因此第13位B應(yīng)為-B。同理第20位應(yīng)與第16位符號(hào)相反，為+V，此時(shí)第17位B應(yīng)調(diào)節(jié)為+B。接下來第21位為1，根據(jù)規(guī)則5，這一位應(yīng)與第20位符號(hào)相反，為-1，第22位為+1。7.5 （P148）無碼間串?dāng)_的條件：時(shí)域條件：基帶傳輸系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)滿足：頻域條件（或稱 奈奎斯特第一準(zhǔn)則）：基帶傳輸系統(tǒng)的系統(tǒng)函數(shù)應(yīng)滿足：式中Ts為采樣周期，對(duì)于傳碼率沒有要求的系統(tǒng)，只要上式右端為一個(gè)常數(shù)，總能找到一定的系統(tǒng)能夠?qū)υ撔盘?hào)進(jìn)行無碼間串?dāng)_的傳輸。7.6