1、一、introduction上圖為傳統(tǒng)的boost拓撲在平均電流模式控制下PFC的電路結(jié)構圖。在DCM模式下由于提高了電流的應力，會產(chǎn)生更高的噪聲和諧波失真，所以多用于低功率系統(tǒng)。采集信號中的電感電流可以被開關電流代替。成本和電路的復雜程度是限制高因數(shù)以及高功率發(fā)展的主要原因。本文講述NLC與高端結(jié)構對比，與DCM模式對比。二、NLC系統(tǒng)的實現(xiàn)假設每個開關周期開始時 t=0I假定VgRSIS=RS是電流采樣電阻，d是開關的開啟時間在一個開關周期占的比例，如果d在每個開關周期滿足式4，就能實現(xiàn)PFCVVm用來調(diào)整仿真電阻Re=RSVM根據(jù)4式采用的控制策略的優(yōu)點：取代電感電流采集，除掉電流整形環(huán)

2、路中的誤差放大器。同時適用于CCM、DCM模式。但是產(chǎn)生Vrt仍然需要VINboost CCM模式下 charge NLCVg=VRSIS=關鍵是用拋物線載波VCtVCt=VmtTVVCt就是非線性載波，用t/TS代替d取RVmCharge NLC控制使用開關電流檢測，不使用電流校正環(huán)路的放大器，不需要輸入電壓采集，不需要電壓反饋環(huán)路的乘法器。charge NLC載波波形產(chǎn)生器實現(xiàn)NLC控制的關鍵部分在于產(chǎn)生周期性的載波VCt，這里我們把首先，產(chǎn)生一個線性的斜坡信號V1t=2VmVVCt使用VA和B都需要在每個開關周期開始前通過時間信號復位，以保證正確的零點位置。A還可以提供一部分的時鐘信號發(fā)

3、生器。峰值電流非線性載波控制器利用峰值電流信號采集比開關電流信號更好一些，載波波形是可以修改的。Peak-current NLC是由boost拓撲中峰值電流與平均電流關系引出的I取fs=1IS,peak=VO進一步計算得VCt=Vm+VV取Re=根據(jù)13式，系統(tǒng)在開關周期開始時開關閉合，當與開關電流成比例的RsIs這個過程與傳統(tǒng)的CCM模式非常相近，除了用周期的非線性載波代替了緩慢變化的電流參考，可以認為peak-current NLC是在CCM模式下帶有一個非線性的諧波補償。peak-current NLC載波生成器搭建與charge NLC一樣，也同樣具有其優(yōu)點。額外的優(yōu)點是其內(nèi)在的瞬時電

4、流保護。由于開關電流是被整合的，所以NLC具備抗干擾能力。三、DCM模式下電流失真NLC控制方法的引出是假設在boost變化器工作在CCM模式下。在DCM模式下6式是不成立的，致使輸入電流不跟隨輸入電壓變化。這篇文章在講述在NLC控制boost整流器工作在ccm模式下的條件和在DCM模式下引起的電流畸變，結(jié)果也適用于峰值電流NLC。 輸入電壓Vgt 輸入峰值電壓mg= DCM模式下電感電流在開關周期開始時的電流為Is=0，有Is由7式確定d，結(jié)合上式得Is=d=11+R通過公式KReRReR=從21式總結(jié)出工作CCM模式下KMg22，工作在DCM模式下KMg在任何工作模式下都有I結(jié)合上面的公式

5、就得到Ig，DCM=結(jié)合25式的表達式和21式確定的邊界條件，參考Mg，Re和K參數(shù)值實現(xiàn)輸入電流波形，由K值和一些Mg存在關系，可以觀察THD，幫助選擇L和fs ,最惡劣的THD情況在最大輸入電壓Mg和最小的負載電流時產(chǎn)生，只有當負載值在CCM和DCM模式邊界減小的很低時才能影響THD。四、低頻模型功率源VgIg的能量傳遞給電阻Re，Re的值由Vm決定，即使沒有電壓反饋環(huán)，輸出電壓Vo也與電阻Re成比例，7圖可以用來預測輸出端低頻交流紋波，然后選擇電容C。IVggr五、實驗驗證240W的NLC的boost整流器OP1負責生成非線性載波所需的-Vm，OP2和OP3生成非線性載波，C4把V2信號中的直流分量移除，OP3的輸出Vc是我們期望得到的拋物線形狀的載波，鏈接到COMP的反相端，得到的載波波形為V當2R5RC6被T1感應到的電感電流充電實現(xiàn)Vq=RR六、結(jié)論在NLC控制模式下，開關導通時間比例是由通過非線性載波傳遞的主開關電流信號進行對比生成的。由于載波的波形使恒定的所以輸入電流與輸入電壓成正比。在Charge NLC模式下，載波結(jié)合開關電流的積分信號控制開關管開關比率。在peak NLC模式下，與開關電流信號非線性載波。本文同樣講述了在CCM模式下得到完美的單項功率因數(shù)整流器，同樣講述了在輕載情況時整流器進入DCM模式下怎么設計整流器。在NLC控制中，輸入電壓信號