----宋停云與您分享--------宋停云與您分享----從理論到實踐詳解混合波束賦形接收機動態(tài)范圍：ADI技術(shù)主管PeterDelos，ADI應(yīng)用工程師SamRingwood，ADI首席電氣設(shè)計工程師MikeJone

相控陣波束賦形架構(gòu)大致可分為模擬波束賦形系統(tǒng)、數(shù)字波束賦形系統(tǒng)或以上兩者的某種組合采納模擬子陣列，經(jīng)過數(shù)字處理后形成最終天線波束方向圖。后一類（基于數(shù)字組合的子陣列）結(jié)合了模擬和數(shù)字波束賦形，通常稱為混合波束賦形。

在業(yè)界對軟件定義天線的探究中，人們特別盼望實現(xiàn)全數(shù)字相控陣，以便最大限度地提高天線方向圖的可編程性。在實踐中，特殊是隨著頻率提高，封裝、功耗和數(shù)字處理方面的挑戰(zhàn)迫使人們削減數(shù)字通道數(shù)?；旌喜ㄊx形緩解了實施工程師經(jīng)常面對的數(shù)字通道密度需求，因此可能會在將來某個時間作為一種有用方案消失。

圖1.混合波束賦形RF一般框圖

圖1展現(xiàn)了一個代表性混合波束賦形架構(gòu)，顯示了該架構(gòu)中包含的主要子系統(tǒng)。大多數(shù)混合波束賦形系統(tǒng)都是這一概念的某種變體。從右到左觀看框圖，可以直觀地理解該架構(gòu)：空中的波前入射到天線元件，經(jīng)過微波電路到達(dá)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器，再進(jìn)行數(shù)字處理后形成最終的數(shù)字波束數(shù)據(jù)。框圖將混合波束賦形架構(gòu)展現(xiàn)為七個子系統(tǒng)的組合：

天線元件：將空中的微波能量轉(zhuǎn)換為同軸介質(zhì)上的微波信號。

放射/接收(T/R)模塊：包含接收低噪聲放大器(LNA)和放射高功率放大器(HPA)，以及用于在放射和接收之間進(jìn)行選擇的開關(guān)。

模擬波束賦形：將選定數(shù)量的元件組合成一個模擬子陣列。

微波上/下變頻：假如工作頻率大于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的工作范圍，則使用頻率轉(zhuǎn)換將工作頻率轉(zhuǎn)換為適合數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器處理的中頻(IF)。

數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器：將微波頻率轉(zhuǎn)換為數(shù)字。

數(shù)字上/下變頻：隨著高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的普及，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的速率通常大于處理帶寬所需的速率。使用數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器集成電路(IC)中嵌入的數(shù)字上/下變頻特性，將同相/正交相位(I/Q)數(shù)據(jù)流降低到與應(yīng)用的處理帶寬相稱的較低速率，可以節(jié)約系統(tǒng)功耗。

數(shù)字波束賦形：最終，將I/Q數(shù)據(jù)流加權(quán)合并，形成最終的數(shù)字波束數(shù)據(jù)。

微波工程師在混合波束賦形架構(gòu)中面臨的挑戰(zhàn)之一是隨著系統(tǒng)架構(gòu)的演化進(jìn)行性能猜測。級聯(lián)微波分析已被業(yè)界充分理解，特別完備。數(shù)字波束賦形測量也有文獻(xiàn)記載，但實測與建模得到的混合波束賦形微波指標(biāo)比較方面的文獻(xiàn)還很有限，缺乏一個用于外推到更大系統(tǒng)設(shè)計的基準(zhǔn)。

本文將爭論混合波束賦形系統(tǒng)的接收機動態(tài)范圍分析，并比較一個32元件混合波束賦形測試平臺的測量值和猜測值。最初開發(fā)的混合波束賦形原型平臺是為了在一個代表性架構(gòu)中驗證IC設(shè)計，并支持X波段（8GHz至12GHz）相控陣架構(gòu)的快速原型設(shè)計。然而，隨著表征的開頭，很明顯需要一種系統(tǒng)性猜測性能指標(biāo)的方法。ADI的目的是記述分析方法以及測量數(shù)據(jù)的比較，使工程師能夠利用一個經(jīng)表征的基準(zhǔn)來構(gòu)建類似但更大的系統(tǒng)。

原型硬件

ADI開發(fā)了一個32元件的混合波束賦形原型平臺，如圖2所示。具體信號鏈如圖3所示。

圖2.X波段（8GHz至12GHz）相控陣原型設(shè)計和開發(fā)系統(tǒng)

圖3.原型硬件具體框圖

前端由32個放射/接收模塊和8個模擬波束賦形IC(BFIC)組成。兩個BFIC輸出組合產(chǎn)生四個8元件子陣列。四個子陣列連接到一個4通道微波上/下變頻器。該4通道微波上/下變頻器再連接到一個包含四個模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和四個數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的數(shù)字轉(zhuǎn)換器IC。ADC以4GSPS采樣，而DAC以12GSPS采樣。

微波頻率設(shè)置為8GHz至12GHz。本振(LO)設(shè)置為具有固定IF（中心頻率為4.5GHz）的高端LO。在該IF頻率時，ADC在第三奈奎斯特區(qū)進(jìn)行采樣。

利用一個商用FPGA板進(jìn)行數(shù)據(jù)采集。同時開發(fā)了一個MATLAB計算機掌握界面，以便能夠在真實硬件中快速表征仿真波形。數(shù)據(jù)分析及后續(xù)處理在MATLAB中進(jìn)行。

模擬子陣列級聯(lián)分析

除信號合并點外，全部傳統(tǒng)級聯(lián)方程均適用于模擬子陣列的級聯(lián)分析。假如信號在合并點處的幅度和相位匹配，并且噪聲不相關(guān)，那么信號增益和噪聲增益將不同。因此，需要一種方法來以不同方式跟蹤這些項。

所用方法

圖4說明白所使用的方法。圖4a顯示了信號增益和噪聲增益分開的點。真正的合并器具有插入損耗項和理論合并項。這可以用圖4b來解釋。最終，假如跟蹤噪聲溫度（如圖4c所示），那么可以在每一級的輸入和輸出端跟蹤噪聲功率。

圖4.一種用于模擬相干合并的級聯(lián)分析方法：分別跟蹤信號增益和噪聲增益。跟蹤器件噪聲溫度和折合到輸入端的器件噪聲功率供應(yīng)了一種分別跟蹤這些增益項的方法。

為了計算任意級輸出端的噪聲功率，須將器件折合到輸入端的噪聲與輸入噪聲線性相加，然后轉(zhuǎn)換回dBm/Hz并加到器件噪聲增益上。

要依據(jù)器件噪聲系數(shù)計算折合到輸入端噪聲，須計算噪聲溫度并轉(zhuǎn)換為折合到輸入端的噪聲功率。

噪聲溫度(Te)可以依據(jù)器件噪聲系數(shù)計算：

其中T為環(huán)境溫度（單位為K）。

依據(jù)噪聲溫度可以計算折合到輸入端的器件噪聲：

其中k為玻爾茲曼常數(shù)。

相干合并的直觀描述

信號與噪聲合并的直觀視圖有助于理解該方法的目的。首先假設(shè)校準(zhǔn)已執(zhí)行，因此全部信號的幅度和相位都匹配，并且噪聲不相關(guān)，但幅度也相等，合并器輸入端的全部通道都是如此。

假如僅使能了部分元件（校準(zhǔn)或各種測試和調(diào)試配置經(jīng)常就是這種狀況），那么還需要一種方法來跟蹤結(jié)果。

信號和噪聲輸出電平可以計算如下：

信號功率=輸入功率+信號增益

信號增益=20log(開啟的通道數(shù))-插入損耗-10log(合并器輸入端口數(shù))

噪聲功率=輸入噪聲功率+噪聲增益

噪聲增益=10log(開啟的通道數(shù))-插入損耗-10log(合并器輸入端口數(shù))

留意這種方法的結(jié)果。表1總結(jié)了若干模擬合并器通道數(shù)的信號增益和噪聲增益，既有每個輸入都通電和校準(zhǔn)的狀況，也有僅一個輸入通電和校準(zhǔn)而其他端口端接的狀況。

表1.無損合并器的信號/噪聲增益

合并通道數(shù)

信號增益(全開)

噪聲增益(全開)

信號增益(單開)

噪聲增益(單開)

2

3

0

-3

-3

4

6

0

-6

-6

8

9

0

-9

-9

級聯(lián)電子表格

基于所描述的方法，創(chuàng)建了圖5所示的級聯(lián)電子表格，其中包括關(guān)于跟蹤已使能元件數(shù)量的規(guī)定。圖中既顯示了單個元件使能的狀況，也顯示了全部八個元件使能的狀況。

圖5.級聯(lián)計算

在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器捕獲數(shù)據(jù)后，對數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換(FFT)，從而得到測量結(jié)果，因此結(jié)果中包含數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器規(guī)格。跟蹤的最終指標(biāo)是ADC指標(biāo)，稱為接收機輸入。為了快速驗證測量結(jié)果，還計算了給定輸入功率的預(yù)期FFT幅度和交調(diào)產(chǎn)物。

實測數(shù)據(jù)

測試設(shè)備

測試設(shè)置如圖2和圖3所示。用于供應(yīng)接收機輸入、LO、ADC采樣時鐘和整個系統(tǒng)參考時鐘的詳細(xì)試驗室設(shè)備如表2所示。系統(tǒng)內(nèi)的數(shù)字化儀IC用于捕獲以下結(jié)果中顯示的樣本。

表2.用作后文中數(shù)據(jù)采集部分的測試設(shè)備

設(shè)備功能

品牌/型號

解釋

接收機輸入源

KeysightE8267D接32通道模擬分路器

放射/接收模塊的輸入針對50dBm的功率水平進(jìn)行校準(zhǔn)

LO源

KeysightE8267D

上/下變頻器板的輸入為5dBm

ADC時鐘

RohdeSchwarzSMA100B

AD9081接受12GHz輸入頻率，內(nèi)部3分頻后供應(yīng)4GSPSADC時鐘

參考時鐘

KeysightN5182B

100MHz頻率

校準(zhǔn)

對于全部測量，在數(shù)據(jù)分析之前都會進(jìn)行校準(zhǔn)。該系統(tǒng)由32個天線元件、8個BFIC和一個包含4個ADC的數(shù)字化儀IC組成。每個數(shù)字化儀IC的ADC信號鏈都包括數(shù)字下變頻器形式的強化型數(shù)字信號處理(DSP)模塊，其中的數(shù)字掌握振蕩器(NCO)能夠在子陣列級別將相移應(yīng)用于每個數(shù)字化通道。因此，8個天線元件形成本文所定義的單個子陣列，共享一個公共ADC和DSP信號鏈。系統(tǒng)供應(yīng)的相位和幅度調(diào)整在模擬域通過BFIC實現(xiàn)，在數(shù)字域通過NCO和可編程有限脈沖響應(yīng)(PFIR)模塊實現(xiàn)。

最初選擇通道1作為全部其他通道對齊的基線。在模擬域內(nèi)，BFIC可變增益放大器(VGA)用于對齊整個陣列的幅度，而BFIC移相器(PS)用于對齊子陣列內(nèi)的相位。在數(shù)字域內(nèi)，使用NCO相位偏移對齊每個子陣列的相位。

校準(zhǔn)開頭于一次使能每個子陣列的一個模擬通道（例如，通道1、通道3、通道17和通道19，如圖6右側(cè)所示），因此總共四個信號同時被數(shù)字化儀IC上的四個ADC數(shù)字化。這樣可以計算與每個子陣列之間的相位誤差直接相關(guān)的每個子陣列通道的相對相位偏移誤差。計算出全部三個通道相對于基準(zhǔn)通道1的相位偏移誤差后，應(yīng)用所計算的NCO相位偏移，并基于每個通道補償此相位誤差，以使全部子陣列在相位上對齊。

圖6.校準(zhǔn)利用了模擬相位掌握和數(shù)字相位掌握旋鈕

原始通道，并使能子陣列2、3、4中的另外三個通道。相對于子陣列1上的基線通道1同時捕獲全部四個通道，可以計算這三個新通道的相位誤差。一旦計算出這些相位誤差，就可以使用BFIC移相器補償此相位誤差。重復(fù)該過程，直到全部通道在模擬和數(shù)字域中都相位對齊。為了對齊子陣列1中的每個通道，子陣列2中相位對齊的通道3用作比較點，由于它在校準(zhǔn)序列的第一步之前已經(jīng)相位對齊。結(jié)果是模擬相位調(diào)整補償子陣列內(nèi)的相位誤差，而NCO相位偏移補償跨子陣列的相位誤差。

FFT

全部性能測量均基于連續(xù)波(CW)數(shù)據(jù)捕獲的FFT進(jìn)行評估。信號發(fā)生器設(shè)置為相干頻率，并且在FFT中不應(yīng)用加權(quán)。圖7顯示了單音測量的代表性FFT。

圖7.單音FFT，RF輸入為~10GHz、50dBm，LO=14.5GHz、5dBm，ADC速率為4GSPS，粗NCO=550MHz，DDC：16倍、250MSPSI/Q數(shù)據(jù)速率，F(xiàn)FT樣本數(shù)為4096

從左到右的曲線分別對應(yīng)如下狀況：使能單個元件，子陣列中的全部八個元件，以及四個子陣列數(shù)字合并。從這些FFT可以觀看混合波束賦形對接收機動態(tài)范圍的影響。

當(dāng)子陣列中啟用N個元件時，信號功率增加20logN。噪聲功率也會增加，整體SNR會提高。

當(dāng)子陣列以數(shù)字方式合并時，數(shù)據(jù)有所增長?；陬~外位執(zhí)行FFT會導(dǎo)致相對于滿量程的信號電平保持不變，但相對于滿量程的噪聲降低。

很多元件上的雜散內(nèi)容的幅度在子陣列級別上會增加，但子陣列之間不相關(guān)，雜散內(nèi)容在全陣列級別上降低到噪聲中。

圖8顯示了雙音測量的代表性FFT。從左到右的曲線分別對應(yīng)如下狀況：使能單個元件，子陣列中的全部八個元件，以及四個子陣列數(shù)字合并。FFT跨度減小以實現(xiàn)交調(diào)產(chǎn)物的可視化。

圖8.雙音FFT，RF輸入：~10GHz、50dBm，LO=14.5GHz、5dBm，ADC速率為4GSPS，粗NCO=550MHz，DDC：16倍、250MSPSI/Q數(shù)據(jù)速率，F(xiàn)FT樣本數(shù)為4096，曲線放大至10MHz。

交調(diào)產(chǎn)物隨使能的元件數(shù)量增加而增加。這是由于合并器之后的電路的功率更高，因此交調(diào)產(chǎn)物也更高。然而，當(dāng)模擬子陣列以數(shù)字方式合并時，雙音信號和交調(diào)產(chǎn)物的幅度均接近平均值。

在此測試配置的狀況下，觀看到主載波邊緣外的相位噪聲相關(guān)。在該配置中，全部通道都有一個公共LO、一個公共RF輸入和一個公共電源。實際上，對于大型陣列，應(yīng)當(dāng)避開這種狀況。有關(guān)跟蹤陣列中相關(guān)噪聲與不相關(guān)噪聲的進(jìn)一步爭論，請參見文章："基于閱歷的多通道相位噪聲模型在16通道演示器中的驗證'，"相控陣用分布式直接采樣S波段接收機測量總結(jié)'，以及"帶有分布式鎖相環(huán)的相控陣的系統(tǒng)級LO相位噪聲模型'。

性能測量

圖9全面總結(jié)了接收機性能測量。圖9a是不同頻率的FFT相對于滿量程的幅度。使用此數(shù)據(jù)和輸入功率，可以計算接收機滿量程電平，如圖9b所示。圖9c是在FFT處理中計算的噪聲譜密度(NSD)，單位為dBFS/Hz。載波四周的幾個FFT頻帶被移除，因此噪聲代表白噪聲，不受測試配置的相位噪聲影響。

圖9.接收機性能測量

基于圖9a和圖9c可以計算信噪比(SNR)，如圖9d所示。觀看到兩種效應(yīng)。第一，在子陣列級別，SNR增幅略高于10logN。這是由于合并后的噪聲功率更高，合并器之后器件的噪聲系數(shù)影響較小。其次，當(dāng)子陣列以數(shù)字方式合并時，SNR增幅為10logN。

圖9e顯示了單個元件、子陣列和全數(shù)字化陣列的無雜散動態(tài)范圍(SFDR)。隨著更多元件加入陣列，性能持續(xù)改進(jìn)，這表明測試配置中的全部雜散都是不相關(guān)的。

圖9f顯示了輸入三階交調(diào)截點(IIP3)。此結(jié)果直觀地來自雙音FFT。由于交調(diào)產(chǎn)物增多，子陣列IIP3較低。陣列級IIP3接近子陣列級的平均值。

請留意，對于全部這些測量，數(shù)據(jù)都特別接近級聯(lián)分析中的建模值。除圖9d和9e之外的圖形都包含建模值。圖9d和9e是間接確定的，未在電子表格中明確定義，故不包含建模值。

觀看結(jié)果總結(jié)

從全部信號在相位和幅度上對齊的假設(shè)開頭，測量結(jié)果與猜測特別吻合。級聯(lián)分析要求在模擬合并器處分別信號增益和噪聲增益?；谠肼曒斎牒推骷酆系捷斎攵说脑肼暩櫾肼暪β适且环N有效的方法。

在子陣列級別，當(dāng)開啟通道時：

SNR改善幅度略大于10logN。

○信號增加20logN。

○噪聲增加略小于10logN。

○模擬合并器之后的噪聲功率較大。

○模擬合并器之后器件的NF影響較小。

模擬合并器之后器件的信號較大，因此當(dāng)信號合并時，IIP3會降低。

雜散一般在模擬子陣列內(nèi)部相關(guān)。這是由于信號源在模擬合并器之后，無論微波通道使能與否，都會測量到相同的雜散。

當(dāng)子陣列以數(shù)字方式合并時：

信噪比提高10logN

○信號功率保持不變

○噪聲功率（單位為dBFS/Hz）降低

IIP3接近平均值

觀看到的雜散在不同數(shù)字通道之間是不相關(guān)的。

相關(guān)的相位噪聲項值得留意。在此測試配置中觀看到相關(guān)的相位噪聲。這可以通過圖8中的近載波噪聲看出，其中頻率軸被放大到足夠大以顯示該效應(yīng)。使用來自測試設(shè)備的公共微波輸入和LO輸入。這意味著微波信號和LO相位噪聲是相關(guān)的。共享電源也可能導(dǎo)致相關(guān)貢獻(xiàn)，電壓在此測試配置中共享。在該測試配置中，接收機測試期間沒有調(diào)試相關(guān)相位噪聲的主要來源。但是，需要留意到這一點，它將是該硬件的一個將來討論領(lǐng)域。

致謝

要感謝ADI公司的很多工程師，是他們讓這項工作成為可能，其中有IC設(shè)計師、電路板設(shè)計師、軟件開發(fā)人員和組裝原型硬件的技術(shù)