電力電子課程設計上海交通大學電氣工程與自動化專業(yè)第電力電子課程設計報告課程設計題目采用雙PWM控制的風力發(fā)電并網(wǎng)變流器目錄第1章 前言 51.1 課程設計題目要求 51.2 課程設計要求 51.3 變流器硬件總體框架圖 6第2章 主電路選型 72.1 雙PWM脈寬調(diào)制 72.2 整流電路選型 82.3 逆變電路選型 92.4 輸出濾波器的設計 10第3章 主電路無源器件參數(shù)計算 103.1 直流電壓的確定 103.2 交流側(cè)電感的選擇 113.3 直流側(cè)穩(wěn)壓電容選擇 113.4 輸出濾波器電感電容的參數(shù)設計 11第4章 主電路有源器件參數(shù)計算 124.1 主電路開關(guān)器件選擇 124.1.1 智能功率模塊MIG100Q201H簡介 134.1.2 IPM保護功能介紹 14第5章 有源電路的驅(qū)動、保護原理設計 165.1 M57959L構(gòu)成的IPM驅(qū)動電路設計 165.2 PWM波形的輸出電路設計 175.3 M57959L驅(qū)動電源電路設計 185.4 控制電路輔助電源電路設計 205.5 M57959L過流保護電路設計 21第6章 控制、檢測電路原理設計 216.1 控制電路設計 216.1.1 基于TMS320F2812控制電路的設計 216.1.2 TMS320F2812的主要特點 226.1.3 基于TMS320F2812的控制電路板的設計 226.2 信號檢測電路設計 226.2.1 電網(wǎng)電壓相位過零點檢測電路 236.2.2 直流母線電壓檢測 236.2.3 電流檢測電路 23第7章 散熱設計 247.1 散熱基礎設計 247.2 IGBT散熱計算 24第8章 仿真 248.1 設計技術(shù)參數(shù)及要求 248.2 系統(tǒng)仿真設計 258.3 仿真結(jié)果 25第9章 參考文獻 28

摘要：化石燃料發(fā)電在燃燒過程中會產(chǎn)生大量的二氧化碳、硫氧化物、氮氧化物等氣體，污染大氣，促使地球變暖，產(chǎn)生酸雨等，造成全球范圍性的環(huán)境污染。風能則不然，它本身不含任何污染物，是一種清潔原料，在風電生產(chǎn)過程中也不產(chǎn)生任何污染物，而且風力資源的分布又遍及世界各地，是一種可再生能源。目前，由于風力發(fā)電技術(shù)的日趨成熟以及環(huán)保方面越來越嚴格的要求，不少國家和地區(qū)已在巧妙地運用風力資源，但我們知道直接從風力發(fā)電機發(fā)出來的電質(zhì)量不高，如果直接并網(wǎng)，可能會造成電網(wǎng)整個用電質(zhì)量的降低，更有甚者，會造成電力系統(tǒng)的崩潰，電力設備的損壞，所以在并網(wǎng)之前必須先對風力發(fā)電機發(fā)出的電進行整流逆變，改善電能質(zhì)量，然后再實行并網(wǎng)操作，向電網(wǎng)輸送電能?；谏鲜鰡栴}，本次課程設計中，我們組設計了以雙PWM控制方式為主的風力發(fā)電并網(wǎng)變流器。根據(jù)選題要求，我們選擇輸入電壓為三相交流線電壓380V（30Hz）,輸出電壓為三相交流380V（50Hz）?；谡鳌⒛孀冊?，我們設計出整流和逆變于一體的雙PWM電路主拓撲結(jié)構(gòu)，并對主電路中無源器件和有源器件進行選型，以符合整個變流器的要求?；贒SP作為主控制芯片，我們組設計報告中采用TI公司生產(chǎn)的TMS320LF2407主控制系統(tǒng)，并設計了以M57959L為主的對功率器件IGBT的驅(qū)動電路，為了完善整個系統(tǒng)，還分別設計相應的測量電路、保護電路以及散熱計算，最后運用Matlab中Simulink進行系統(tǒng)的仿真。關(guān)鍵詞：風力發(fā)電，雙PWM控制，整流逆變，元件選型，檢測電路，保護電路，DSP芯片控制，TMS320LF2407，M57959L，散熱原理

前言課程設計題目要求風力發(fā)電并網(wǎng)變流器采用交-直-交雙PWM控制方式技術(shù)要求：輸入電壓：三相交流線電壓380V（+/-15%）頻率30Hz輸出電壓：三相交流線電壓380V，頻率50Hz最大輸出電流：100A工作溫度：0—50℃諧波THD<5%課程設計要求所要做的主要工作如下：主電路選型：a)整流電路選型b)逆變電路選型主電路無源器件參數(shù)的計算：要求無源器件的具體型號及設計參數(shù)，根據(jù)工作條件考慮各項電氣參數(shù)，要求有設計依據(jù)。主電路有源器件參數(shù)的計算：要求無源器件的設計參數(shù)，選用型號等，要求有設計依據(jù)。有源電路的驅(qū)動、保護原理設計：要求根據(jù)選用的有源器件設計驅(qū)動電路，給出設計原理圖?？刂?、檢測與保護電路原理設計：要求有原理圖，可以用Protel，ORCAD等軟件完成。散熱設計：要求有大致計算過程，選型依據(jù)。仿真：利用Protel,ORCAD中的PSpice或者Matlab/Simulink仿真軟件分析電路的工作過程。變流器硬件總體框架圖基于整個系統(tǒng)各個模塊的關(guān)系，信號的流向，控制系統(tǒng)的走向，從而得出變流器整體框架結(jié)構(gòu)圖，如圖1.3.1。整個逆變系統(tǒng)由EMI濾波器、IPM、直流濾波、傳感器電路、驅(qū)動電路、檢測電路、以TMS320LF2407為控制芯片的DSP、輸出濾波器等構(gòu)成。圖1.1.1雙PWM變換器整體結(jié)構(gòu)框架圖主電路選型雙PWM脈寬調(diào)制雙PWM變換器是一個交-直-交變流裝置，是由整流和逆變兩個變流器通過中間直流環(huán)節(jié)的連接而成。設計中這兩個變流器可以采用二極管整流器、晶閘管、MOSFET、IGBT等有源逆變器，但與MOSFET相比較而言，IGBT具有開關(guān)速度高，開關(guān)損耗小，具有耐脈沖電流沖擊的能力，通態(tài)壓降較低，輸入阻抗高，為電壓驅(qū)動，驅(qū)動功率小等優(yōu)點。綜合各項指標考慮，本設計采用由IGBT構(gòu)成的橋式變流器。雙PWM脈寬調(diào)制技術(shù)使電機輸出的電流波形達到完美無諧波的控制，而且PWM變流器可以四象限運行。采用PWM調(diào)制的發(fā)電機側(cè)變流器本身具有BOOST升壓功能，無需額外的升壓電路，發(fā)電機可以在很寬的風速范圍內(nèi)運行，有效的提高了系統(tǒng)的風能捕獲效率。更為重要的是，這種雙PWM結(jié)構(gòu)的變流器功率可以雙向流動，這也使發(fā)電機的控制變得非常靈活，不僅可以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應，減少損耗和沖擊，同時還能實現(xiàn)風力發(fā)電機網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1，使電流波形控制為正弦。雙PWM變換器主電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1.1.1所示，整個雙PWM脈寬調(diào)制系統(tǒng)分成交流輸入側(cè)、PWM整流器、直流側(cè)、PWM逆變器和輸出濾波器。圖2.1.1雙PWM電壓源型主電路拓撲結(jié)構(gòu)圖整流電路選型圖2.2.1發(fā)電機側(cè)PWM整流原理圖以IGBT構(gòu)成6個逆變器電子開關(guān)，每個開關(guān)并聯(lián)一個續(xù)流二極管，防止電流反向時燒壞IGBT。通過給各個IGBT的門極輸入不同的PWM波形來控制各個IGBT在不同時刻的關(guān)斷情況，從而達到控制直流側(cè)的輸出波形。輸入端輸入三相交流電壓，隨著控制角的不同，穩(wěn)壓電容上就出現(xiàn)不同的電壓波形：圖2.2.2三相全控整流不同控制角的直流側(cè)輸出波形逆變電路選型逆變電路采用SPWM電路，在輸入電壓為通過上級整流電路而得的直流電壓的情況下，如整流橋類似，也是通過各個IGBT的不同時刻的關(guān)斷情況，從而控制輸出標準的正弦波電壓。圖2.3.1電網(wǎng)側(cè)SPWM變換器拓撲結(jié)構(gòu)通過控制器發(fā)出的方波控制信號，輸出端產(chǎn)生基波為正弦波的方波電壓，再經(jīng)過輸出濾波裝置即可產(chǎn)生標準的正弦波電壓輸出。圖2.3.2三相SPWM波形輸出濾波器的設計為了使經(jīng)過變換器得到的三相交流電是正常的線電壓380V，頻率為50Hz的正弦電壓我們在逆變器的末端接一個輸出濾波器，如圖2.4.1所示。常用濾波器的結(jié)構(gòu)，都是由電感和電容組成的二階濾波器考慮到逆變橋輸出沒有中點，所以濾波電容一般接成三角形。圖2.4.1輸出濾波器的接法電路仿真主電路無源器件參數(shù)計算圖3.1雙PWM電壓源型主電路拓撲結(jié)構(gòu)圖直流電壓的確定在圖3.1中，采用PWM調(diào)制的發(fā)電機側(cè)變流器本身具有BOOST升壓功能，無需額外的升壓電路，發(fā)電機可以在很寬的風速范圍內(nèi)運行，有效的提高系統(tǒng)的風能捕獲效率。由于此變換器的的升壓式工作機理，決定了其輸出直流側(cè)電壓Vd必須高于交流側(cè)正弦電壓峰值，所以輸出直流電壓可以從交流電源電壓峰值附近向高調(diào)節(jié)，如果向低調(diào)節(jié)就會使電路性能惡化，則Udc≥2×Us(Us交流側(cè)電感的選擇雙PWM變換器的網(wǎng)側(cè)電感的取值將直接影響到網(wǎng)側(cè)電流的動、靜態(tài)響應，而且還制約著變換器在整流工作狀態(tài)下的輸出功率及功率因數(shù)。雙PWM變換器的網(wǎng)側(cè)電感的主要作用如下[3]~[5]：(1)使電流受控，呈電流源特性，可將電流控制轉(zhuǎn)化為電壓控制，通過交流側(cè)電壓或者電流幅值、相位的控制均可實現(xiàn)能量的雙向流動。(2)抑制網(wǎng)側(cè)PWM電流諧波分量，從而控制網(wǎng)側(cè)電流為正弦曲線。(3)使變換器可向電網(wǎng)傳輸無功功率，甚至實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)純電感、純電容運行特性。對網(wǎng)側(cè)電感的設計應考慮兩個重要性能指標即：滿足快速電流跟蹤要求和滿足電流波動在允許值范圍值內(nèi)。電感的取值要求范圍如下：2其中Udc為825V，Um為相電壓的最大幅值275V，開關(guān)頻率取10KHz，則Ts為100us，?4.56mH≤L≤35mH（3.3）由于考慮到電感的成本等問題，最終電感取值為10mH。直流側(cè)穩(wěn)壓電容選擇由于整流后直流電壓最大值為825V，故耐壓值要取到900V。C的取值要求范圍如下：C≥其中L=10mH，ri為電流紋波系數(shù)，取10%，rv為電壓紋波系數(shù)，取0.5%，I輸出濾波器參數(shù)設計為了分析方便，我們將圖2.4.1三角形接法等效變換為星型接法，等效變換圖如圖3.4.1所示。可以看出，三角形接法中的電容電量C經(jīng)等效變換成星形接法后變?yōu)?C。每相濾波器參數(shù)設計可以根據(jù)單相濾波器的設計方法進行。圖3.4.1濾波電容接成星形選擇開關(guān)頻率為10kHz,選擇濾波器的截止頻率為開關(guān)頻率的1/10，即1kHz。根據(jù)濾波器體積最小的設計方法，電感的取值由下式?jīng)Q定：L=V式中，VC為電容電壓有效值；ω1為基波角頻率；ωL 設整流后的直流電壓為Udc=756.9V，輸入電壓波動15%，滿載工作時，幅度調(diào)制為1，則逆變橋輸出基波電壓有效值為VS=1×756.9×0.85÷2×0.707=227.43V；設輸出電流最大為I0=100A，則代入式3.4.1，得L≈0.36mH，3C=1/ωL2主電路有源器件參數(shù)計算主電路開關(guān)器件選擇目前，由IGBT單元構(gòu)成的功率模塊在智能化方面得到了迅速發(fā)展，智能功率模塊IPM(IntelligentPowerModule)將IGBT、驅(qū)動電路和保護電路集成化，使整體的可靠性大為提高。IPM等于IGBT+驅(qū)動+保護（過流、短路、過熱、欠壓）+制動，IPM中的每個功率器件都設置有各自獨立的驅(qū)動電路和多種保護電路，能夠?qū)崿F(xiàn)過流、短路、控制電壓降低以及過熱保護等功能。與過去IGBT模塊和驅(qū)動電路的組合電路相比，IPM極大地提高應用系統(tǒng)整機的可靠性。本次設計課題中給出風力發(fā)電機的輸出線電壓有效值為380V，并帶有15%的波動。按照最大情況考慮，則IGBT承受的最大正反向峰值電壓為UM=2課題中給出的電流最大值為100A，再考慮到功率器件取1.5倍的電壓裕量，則IGBT所要承受的最大正反向峰值電壓為UM=927V。經(jīng)過對符合設計要求的IPM的選取，我們采用東芝TOSHIBA公司的MIG100Q201H型智能功率模塊作為主電路中的整流橋和逆變橋功率開關(guān)，其耐壓值為1200V，最大電流10智能功率模塊MIG100Q201H簡介圖MIG100Q201H結(jié)構(gòu)圖圖MIG100Q201H最大等級參數(shù)表由圖可知，MIG100Q201H智能功率模塊包含了7個IGBT單元，7個續(xù)流二極管模塊，本次設計中我們只采用6個構(gòu)成橋式電路的IGBT，內(nèi)置柵極驅(qū)動電路、邏輯控制電路以及欠壓、過流、短路、過熱等保護電路。此模塊共有22個端子，拿IPM作為整流電路來說明各端子的功能，上面16個端子用于PWM信號的輸入和故障信號的輸出，起控制作用；下面6個端子含3個三相交流電壓輸出端(U，V，W)以及一個制動電阻接線端（P）；模塊需要四路相互隔離的+15V驅(qū)動電源，其中上橋臂三路各用一組，下橋臂公用一組，控制參數(shù)表見圖。IPM保護功能介紹如圖所示，在IPM處于控制狀態(tài)時，各個保護功能電路中作用時流過的最小保護電流、最大保護電流，超過閾值相應的保護功能啟動，對IPM及整個系統(tǒng)實行保護。IPM內(nèi)置有驅(qū)動和保護電路，用以防止系統(tǒng)相互干擾或過載時損壞功率芯片。它采用的故障檢測和關(guān)斷方式使功率芯片的容量得到最大限度的利用IPM內(nèi)置各種保護功能，只要有一個保護起作用，IGBT的柵極驅(qū)動電路就關(guān)閉，同時產(chǎn)生一個故障信號。IPM的保護功能介紹如下：（《高效功率器件驅(qū)動與保護電路——設計及應用實例》）(1)過流保護(OC)：由IPM內(nèi)藏的電流傳感器檢測各橋臂電流，當過流時間超過允許時間時，IPM就輸出動作信號，并封鎖輸入信號，對模塊實行軟關(guān)斷。在過流期間，IPM不在接收輸入信號。過流信號過后，輸入信號才能導通。如果IGBT中的電流超過過流斷開閾值，且持續(xù)時間大于toff(oc),IGBT就會關(guān)斷。toff(oc)設置為10μs（典型值）。電流在過流斷開閾值以上但持續(xù)時間小于(2)短路保護(SC)：由IPM內(nèi)藏的電流傳感器檢測各橋臂電流，當短路電流超過允許電平時，IPM就輸出動作信號，并封鎖輸入信號，對模塊實行軟關(guān)斷。這個過程和過流保護一樣，但其動作時間更短。負載短路或者系統(tǒng)控制器因相互干擾而發(fā)生直通現(xiàn)象時，IPM內(nèi)的保護電路就會立即關(guān)斷IGBT。當流過IGBT的電流超過電流斷開閾值時，就會立即開始關(guān)斷，同時產(chǎn)生一個故障信號。(3)過熱保護(OT)：靠近IGBT芯片的絕緣基板上安裝有溫度傳感器，IPM的過熱保護單元實時監(jiān)測IPM基板的溫度，基板的溫度超過過熱斷開閾值時，IPM內(nèi)的過熱保護電路就會中止柵極驅(qū)動，對模塊實行軟關(guān)斷，輸出故障信號，不響應控制輸入信號，直到過熱故障被排除。當溫度下降到過熱復位閾值以下且控制輸入為高電平（斷態(tài)）時，功率芯片將恢復工作，當下一個低電平輸入信號（通態(tài)）來臨時就恢復正常運行。(4)欠壓保護(UV)：IPM的欠壓保護實時監(jiān)測、控制電源電壓，欠壓時間超過允許時間時，欠壓保護電路就輸出動作信號，并封鎖輸入信號，對模塊實行軟關(guān)斷。當欠壓信號恢復到允許值時，IPM才停止輸出動作信號，重新接收輸入信號。IPM由15V直流電源供電，若供電電壓低于欠壓斷開閥值，就會發(fā)生欠壓保護，封鎖門極驅(qū)動電路，輸出故障信號。若毛刺干擾時間小于規(guī)定的Td(UV)，則不會出現(xiàn)保護動作，控制電路不受影響。為了恢復正常運行狀態(tài)，電源電壓必須超過欠壓復位閾值。（5）誤動作報警輸出信號：各種誤動作如果持續(xù)1ms以上，IPM就會向外部CPU發(fā)出誤動作信號，直到故障被排除為止。當IPM發(fā)生以上故障中的任一種時，其故障輸出信號持續(xù)時間tFO有源電路的驅(qū)動、保護原理設計M57959L構(gòu)成的IPM驅(qū)動電路設計M57959L是日本三菱公司生產(chǎn)的混合集成IGBT驅(qū)動器，其內(nèi)部原理結(jié)構(gòu)如圖5.1.1所示。（《電力電子電路設計》鐘炎平）圖5.1.1M57959L內(nèi)部原理結(jié)構(gòu)它由高速光耦隔離輸入，絕緣強度高，可與TTL電平兼容。內(nèi)藏定時邏輯短路保護電路，并具有保護延時特性。正負雙電源供電，如圖5.1.1中，其中VCC=+15V，V由M57959L構(gòu)成的驅(qū)動電路如圖5.1.2所示。在使用時，需注意以下問題：（1）柵極電阻Rg的取值。適當?shù)臇艠O電阻能有效地抑制振蕩、減緩開關(guān)開通時的di/dt、改善電流上沖波形、減少浪涌電壓。從安全可靠性角度出發(fā)，應取較大的Rg，但大的Rg影響開關(guān)速度，增加開關(guān)損耗；從提高工作頻率角度出發(fā)，應取較小的Rg。一般情況下，可靠性是第一位的，在滿足開關(guān)頻率的要求下，取較大的（2）保護閾值的設定。M57959L通過檢測IGBT的飽和壓降來判斷IGBT是否過流，當檢測出IGBT的柵極和集電極同為高電平時就判斷為過流，此時通過柵極關(guān)閉和降壓電路將過流鉗制在較低值，同時通過光耦向控制電路發(fā)出故障信號。然而，M57959L的過流檢測端（1端）的閾值電壓為15V，對于小電流等級的IGBT起不到保護作用，因此，必須降低過流保護閾值，方法是在檢測端串聯(lián)穩(wěn)壓管DZ4，使保護閾值電壓變?yōu)?5V-VDZ4-VZ1（3）驅(qū)動電源的設計。這一問題，我們將在5.3節(jié)中重點討論。PWM波形的輸出電路設計PWM波形輸出電路如圖5.2.1所示。圖中的GAL16V8用來鎖存保護信號，并決定是否讓PWM信號輸出，輸出的PWM信號經(jīng)過74LS07驅(qū)動后接驅(qū)動芯片M57959L輸入端的光耦初級二極管負端（M57959L的13端）。圖5.2.1PWM波形輸出電路GAL16V8是LATTICE公司推出的一款低密度可編程邏輯器件，在這里用于完成對輸出PWM信號的控制，其功能原理圖如圖5.2.2所示。保護信號PROTECT從7腳輸入，正常工作時為高電平，PWM信號經(jīng)過GAL16V8緩沖后加在74LS07的輸入端，如果PWM為高電平，則驅(qū)動電路的M57959L輸入光耦截止，驅(qū)動相應的IGBT截止，否則，PWM為低電平，M57959L的輸入光耦導通，驅(qū)動相應的IGBT導通。DSP輸出的邏輯應與實際的邏輯相反，這主要是考慮當系統(tǒng)復位時，DSP管腳輸出高阻狀態(tài)，通過排阻BR1當系統(tǒng)產(chǎn)生保護時，PROTECT信號變低，圖5.2.2中所示的與非門IC7和IC8的輸入和輸出通過圖5.2.1所示的反饋電路相連接，組成一個RS觸發(fā)器。當PROTECT信號變?yōu)榈碗娖綍r，GAL16V8的13腳輸出高電平，由于13腳通過R25與9腳相連，則9腳也為高電平，12輸出低電平，11變?yōu)榈碗娖?，一方面?3腳輸出鎖定為高電平，12腳鎖定為低電平，另一方面，11腳低電平將IC1-IC6（1）GAL16V8芯片功能原理（2）74LS07芯片功能原理圖5.2.374ls07芯片邏輯圖六高壓輸出緩沖器/驅(qū)動器，Vcc=5V,1、3、5、9、11、13為輸入管腳，2、4、6、8、10、12為輸出管腳。M57959L驅(qū)動電源電路設計在5.1節(jié)中我們提到M57959L的驅(qū)動電源的設計問題，M57959lL需要雙電源供電，通常驅(qū)動電源由一單獨的工頻電壓器將220V降壓，再經(jīng)整流濾波穩(wěn)壓后獲得，一路驅(qū)動電源變壓器需要兩個次級繞組。在三相橋式應用中，需6只IGBT及相同數(shù)量的驅(qū)動電路，驅(qū)動電源變壓器需要12個次級繞組，給變壓器的繞制帶來困難，同時也使電源電路變得復雜，而采用圖5.3.1所示電路可使繞組減少一半，其他器件也相應減少。其中，穩(wěn)壓管可選9V，這樣，驅(qū)動正電源為15V，負電源為9V。圖5.3.1M57959L的驅(qū)動電源電路在圖5.3.1中，有一個MC7824K集成電路，它是三端正電源穩(wěn)壓集成電路，有固定的電壓輸出，每種類型由于內(nèi)部電流的限制，以及過熱保護和安全工作區(qū)的保護，使它基本上不會損壞。內(nèi)部框圖如圖5.3.2所示。圖5.3.2MC78XX內(nèi)部框圖由于MC7824K的輸入電壓為Vin=33V（如圖5.3.3），再考慮整流電路中二極管的壓降，我們選擇將原邊220V電壓降為次級電壓為35V的工頻變壓器圖5.3.3X7824電參數(shù)表在5.4節(jié)中，我們將還會再用到X78XX系列中的一些穩(wěn)壓集成電路，如+12V、+5V、+3.3V。控制電路輔助電源電路設計控制電路輔助電源用于給系統(tǒng)中控制電路供電，按照控制電路的功能，需要+12V/-12V、+5V、+3.3V。輔助電源電路如圖5.4.1所示。圖5.4.1控制電路輔助電源電路Tr1為控制電路輔助電源變壓器，有兩個獨立的輸出繞組，一個是帶中心抽頭的雙16V繞組，一個是輸出8V繞組。雙16V輸出繞組經(jīng)過T1整流和電容C40、C41濾波后，變成兩路正負直流電壓，經(jīng)過Q1和Q2控制、檢測、保護電路原理設計控制電路設計為了完成各種開關(guān)算法，控制電路需要采用具有高速處理能力的芯片為主控制芯片，其主要功能應包括：（1）電網(wǎng)電壓電流信號實時采樣檢測，保證電路輸出與電網(wǎng)電壓同頻同相；（2）采樣并網(wǎng)電流和中間直流電壓；（3）產(chǎn)生PWM控制脈沖信號，經(jīng)驅(qū)動電路轉(zhuǎn)換放大后驅(qū)動IGBT開關(guān)管；（4）過電壓過電流檢測與保護信號產(chǎn)生；（5）系統(tǒng)運行狀態(tài)的監(jiān)視和控制、故障保護和復位。 基于TMS320LF2407的最小系統(tǒng)設計，如圖6.1.1所示：圖6.1.1DSP最小系統(tǒng)組成框圖TMS320LF2407的主要特點基于TMS320LF2407的控制電路的設計(1)電源電路設計雖然我們在5.4節(jié)中設計了一組控制電路輔助電源電路，但考慮到要同時給TMS320LF2407提供穩(wěn)定的+3.3V的工作電壓和上電復位信號，如圖所示，因此我們針對TMS320LF2407另外再設計一組獨立的電源電路，我們選用TI公司專為DSP供電所設計的電壓轉(zhuǎn)換芯片TPS7333Q，芯片輸入為5V，輸出為3.3V，該芯片輸出穩(wěn)定，最大35mV損耗電壓，并具有上電復位功能。復位引腳連接到DSP的TRST端，當輸出電壓不穩(wěn)定或初始上電時，RESET引腳將產(chǎn)生200ms的復位延遲對DSP進行保護。圖+3.3V供電電源及上電復位電路 TMS320LF2407有兩個復位源，即外部復位引腳復位和看門狗定時器溢出復位。復位方式有三種，即上電復位、手動復位和軟件復位，前兩種可以通過硬件電路來實現(xiàn)復位，后一種而通過軟件編程實現(xiàn)。我們再采用一種手動復位方式。如圖所示，為了在復位（RS）引腳上產(chǎn)生一個外部復位脈沖，通常需要一個寬度為幾個納秒的有效低電平脈沖。在參數(shù)選擇上，使脈沖有效寬度為至少一個時鐘周期的脈沖，在Vcc與RS引腳間串一個上拉阻值為10kΩ,保證芯片有效復位。（TMS320LF2407系統(tǒng)設計及外擴CAN總線設計）圖手動復位電路(2)時鐘電路LF2407的時鐘發(fā)生器可有兩種方式：一是外接晶振同內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生時鐘，如圖所示，即將晶振連接在XTAL1/CLKIN和XTAL2引腳之間，這兩個管腳各接一個負載電容C1=C圖外部晶振連接信號檢測電路設計信號檢測電路為控制電路提供準確的系統(tǒng)運行信息，是控制系統(tǒng)的重要組成部分，通過對各個被控量的檢測，將檢測結(jié)果送入DSP，DSP根據(jù)確定的算法對檢測信號進行處理并給出相應的響應量，來實現(xiàn)系統(tǒng)整體控制策略。與此同時，通過對部分信號的檢測還可以在其超出安全值域時發(fā)出警報，使DSP采取相應的保護措施，從而有效的保護整個系統(tǒng)。電網(wǎng)電壓相位過零點檢測電路整個系統(tǒng)的運行需要已知電網(wǎng)電壓的相位過零點，圖為過零點檢測電路，輸入為網(wǎng)側(cè)A相電壓，當電壓為負半周時，C6經(jīng)D6、D5、R2l充電到15V。在A相電壓通過零點進入正半周之后，A相電壓由負值變?yōu)檎?。當正半周電壓達到1.4V左右時，晶體管T4開始導通，C6即通過限流電阻R20、光耦中的LED和T4放電，使該LED點亮。由于T4的集電極電流很大，C6將迅速放電，故光耦中的LED只是短暫地點亮。這意味著T4只是短暫導通。C6的容值為0.1uF，同步輸出端將變低約lms。改變C6的容值可以改變脈沖時間。輸出經(jīng)電阻分壓后接DSP的捕獲單元CAP4。圖過零檢測電路直流母線電流檢測如圖為直流母線電流檢測電路，通過電流霍爾傳感器的取樣，并將采集的信號輸送到6.3節(jié)中的I_BUS接口上，實行短路保護。負載短路是短路中的一種，雖然屬于過載一種，但是不能用過載保護來取代短路保護，一方面過載保護響應速度一般比較慢，無法達到短路保護的要求；另一方面如果逆變器在輸出電流霍爾傳感器前發(fā)生短路，則輸出霍爾傳感器無法檢測到電流，也就不能進行保護。短路保護信號取樣傳感器只能接在直流側(cè)電容和逆變橋之間的母線上，不能接在整流橋和電容之間，因為短路發(fā)生時，電容上存儲的能量可能使功率管燒壞。圖直流母線電流檢測電路綜合保護電路設計為了能夠安全地工作，逆變器必須具備完善的保護功能，雖然我們選擇的IPM芯片中包含相應的過流、欠壓、短路、過熱保護，但為了完善整個系統(tǒng)的保護功能，我們組另外再設計了一套短路、IGBT集電極過壓、過熱、過載保護電路。IGBT集電極過壓：在用IGBT構(gòu)成的逆變器發(fā)生負載短路或者同一橋臂出現(xiàn)直通現(xiàn)象時，電源電壓直接加到IGBT的集、射極之間，流過IGBT的集電極電流將會急劇增加，此時若不迅速撤除柵極驅(qū)動信號，IGBT將會被燒毀。圖6.3.1所示為三相逆變器綜合保護電路，包括過載保護、直流側(cè)短路保護、過熱保護，以及IGBT集電極過壓保護等。（《電力電子電路設》P211）圖6.3.1綜合保護電路如6.3.1所示，CT_A、CT_B和CT_C為負載電流取樣信號，經(jīng)過D6、D7、D8半波整流后加在比較器U過熱保護信號通過溫度傳感繼電器K1獲取，溫度繼電器選擇常開型的，溫度等級根據(jù)系統(tǒng)需要進行選擇，它和功率開關(guān)管一起安裝在同一散熱器上，并盡量靠近開關(guān)管，使溫度取樣盡可能接近功率管的實際溫度，當過熱發(fā)生時，溫度繼電器吸合，二極管D5導通，比較器D_OUT為集電極過壓保護信號，它來自IGBT的驅(qū)動模塊（M57959L驅(qū)動電路），當IGBT處于導通狀態(tài)時，如果流過的電流過大，則集電極和發(fā)射極的電壓會迅速增大，所以檢測該電壓可迅速判斷IGBT是否過流。當保護發(fā)生時，驅(qū)動電路輸出一個高電平，即D_OUT變高，引起控制電路保護封鎖PWM脈沖。I_BUS為短路檢測信號，實際上也是電流信號，采用電流霍爾傳感器取樣，信號取自輸入整流橋和逆變橋之間的直流側(cè)母線。散熱設計開關(guān)器件的熱設計方法為了使功率開關(guān)器件安全工作，必須確保器件結(jié)溫TJ<TJ,max，而且不僅在額定負荷時需要確保，在超負荷等異常情況下也必須保證控制在TJ,max熱阻的概念：熱平衡條件下兩點間的溫差與產(chǎn)生該溫差的耗散功率之比即為熱阻，Rth=ΔT/Ploss。熱阻的等效電路如圖7圖7.1.1熱阻的等效電路對于IGBT，TJ其中，功率開關(guān)管損耗=開通損耗+關(guān)斷損耗+穩(wěn)態(tài)損耗，即：Ploss已知條件：TJ，max(=125℃-150℃)，TA散熱通路：管芯－管殼－散熱器接觸面－散熱器散熱面－環(huán)境簡化：管芯－管殼—散熱器（RthJ-C 散熱器—環(huán)境（RthC-ARthJ-C容量大的器件熱阻較小，且通態(tài)壓降低，發(fā)熱功率也會降低，但容量大的器件價格較高。采用器件并聯(lián)或電路多重化，相當于多個熱阻并聯(lián)，可以有效降低熱阻，同樣成本會成倍提高。管殼與散熱器的接觸熱阻也由廠家提供，接觸面上要用導熱硅脂填充導熱界面，減小接觸熱阻。RthC-A散熱面大的散熱器熱阻較低，合理的散熱設計可以事半功倍散熱方式有自然空冷、強制風冷、水冷、油冷、熱管散熱等自然風冷（設為基準1），小功率中常用強制風冷（3～4），噪聲大、維護量大水冷（15～150），維護量極大，需要水處理和循環(huán)，有凝露和低溫下凍結(jié)的問題油冷（15～30），維護量較水冷小，循環(huán)油冷效率可提高3倍熱管散熱（30～40），效率很高，設計靈活機箱結(jié)構(gòu)的設計考慮：（a）強度：框架和底板要求結(jié)實，可以承受變壓器、電抗器、散熱器等的重量，側(cè)面蓋板可以較薄，減輕重量。（b）散熱：發(fā)熱器件位置集中布置在風道的路徑上，避免成為其它器件的熱源。（c）調(diào)試、維護：需要調(diào)試的元器件模塊、易損的器件布置于容易接觸到的位置。（d）電磁屏蔽：機箱各蓋板和底板之間應有良好的搭接，機箱開孔盡可能少，輻射電磁場較強的元件應遠離開孔。IGBT散熱計算仿真設計技術(shù)參數(shù)及要求系統(tǒng)仿真設計圖7－2為系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)圖。其中，整流和逆變SPWM模塊均采用Simulink工具箱中的通用橋模塊，整流PWM模塊采取內(nèi)調(diào)制波生成，載波為三角波，頻率設定為1000Hz，輸出電壓頻率設定為1000Hz；逆變PWM模塊也采取內(nèi)調(diào)制波生成，載波頻率設定為2000Hz，輸出電壓頻率設定為50Hz；前級調(diào)制幅值設定為0，后級調(diào)制比為0.9；整流濾波電容器C選取為1.7F；負載采用0～50kW三相并聯(lián)RLC負載。圖7－2系統(tǒng)仿真結(jié)構(gòu)圖仿真結(jié)果圖7－3～圖7－7所示波形是在空載時應用上述變流控制系統(tǒng)仿真后得到的仿真結(jié)果。圖7－3所示是輸入的電壓電流波形，可以看到，電壓符合給定的要求，即三相正弦波電壓，幅值為250V，頻率為30Hz。圖7－3輸入電壓電流波形圖7－4所示是PWM整流器整流后經(jīng)大電容器C濾波后得到的直流電壓波形，直流電壓大小為350V左右，當電容器電容值選取恰當時，輸出直流電壓跟蹤輸入交流電壓變化速度非?？?，波形幾乎呈一條水平直線；當逐漸增大電容時，由于電容沖放電時間變長，波形變化比較緩慢，仿真速度較慢，時間較長，波形呈斜線上升趨勢；當逐漸減小電容時，仿真速度較快，波形不平滑，使逆變器輸出波形產(chǎn)生畸變。所以，選擇濾波電容器的電容大小是個關(guān)鍵，經(jīng)反復調(diào)整，仿真運行，根據(jù)輸出電壓波形選擇電容器電容大小為1.7F，得到如圖7－4所示直流電壓波形和圖7－7示逆變器輸出電壓波形，從波形上看是非常理想的。圖7－4整流后電壓波形圖7－5所示是三相輸出電壓波形畸變率。逆變器輸出電壓主要受其輸入的直流電壓幅值和波形影響，如果整流電壓波形不平滑，幅值振幅較大，則逆變器的輸出波形便不是矩形波，逆變器波形越接近矩形波，則經(jīng)過三相無源濾波器濾波后，逆變器輸出波形越接近正弦波。圖7－5輸出電壓THD圖7－6所示是輸出端的三相電壓和三相電流波形。其中，相電壓大小為220V，頻率為50Hz。圖7－6輸出電壓電流波形圖7－7輸出電壓波形（濾波前）

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