模塊化多電平hvdc輸電系統(tǒng)功率運(yùn)行區(qū)間優(yōu)化

0功率運(yùn)行區(qū)間優(yōu)化作為一種新型的電壓源交換裝置，模塊多模流器（mmc）以其良好的模塊設(shè)計(jì)和良好的延長(zhǎng)性能而聞名。近年來(lái)，它在柔性電池行業(yè)得到了廣泛應(yīng)用。我國(guó)大連跨海柔性直流輸電示范工程采用的正是模塊化多電平換流器技術(shù),示范工程額定功率1000MW,直流電壓uf0b1320kV,是目前世界上在建的容量最大的柔性直流輸電工程。MMC-HVDC功率運(yùn)行區(qū)間的確定方法總體上與兩電平VSC-HVDC類似。在系統(tǒng)電壓不變的條件下,換流器的功率運(yùn)行區(qū)間取決于其輸出交流電壓的幅值和相位。兩電平換流器輸出交流電壓范圍主要受制于串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件的電壓開(kāi)斷及電流通流能力。另外,為了保證換流器調(diào)制的線性度,換流器的調(diào)制比也應(yīng)控制在一定范圍之內(nèi)。對(duì)于MMC而言,實(shí)際運(yùn)行時(shí)子模塊電容電壓呈現(xiàn)低頻周期性波動(dòng),受制于子模塊IGBT器件的電壓關(guān)斷能力,子模塊電容電壓的波動(dòng)幅值需在規(guī)定范圍內(nèi),而子模塊電容電壓與系統(tǒng)功率運(yùn)行點(diǎn)直接相關(guān),系統(tǒng)功率運(yùn)行區(qū)間將因此受到限制。增大子模塊電容容值可以降低其電壓波動(dòng)幅值,但子模塊制造成本及換流器占地也隨之增加。因此,如何在現(xiàn)有設(shè)備的條件下,優(yōu)化或擴(kuò)大系統(tǒng)的功率運(yùn)行區(qū)間具有十分重要的意義。文獻(xiàn)從橋臂功率和能量脈動(dòng)角度分析了子模塊電容電壓的波動(dòng)。文獻(xiàn)從有功功率控制動(dòng)態(tài)要求等4個(gè)方面,給出了子模塊電容選取原則和通用計(jì)算方法。文獻(xiàn)則從交流系統(tǒng)強(qiáng)弱的角度,分析了電網(wǎng)強(qiáng)度對(duì)MMC-HVDC功率運(yùn)行區(qū)間的影響。在MMC內(nèi)部運(yùn)行特性研究方面,文獻(xiàn)[9-10]分別從子模塊能量變化和換流器調(diào)制的角度分析了相間二倍環(huán)流的產(chǎn)生機(jī)理。文獻(xiàn)建立了橋臂環(huán)流與子模塊電容電壓的時(shí)域解析表達(dá)式。為了優(yōu)化子模塊電容電壓的波動(dòng),文獻(xiàn)[12-13]提出通過(guò)調(diào)節(jié)橋臂二倍頻環(huán)流的方法,減小子模塊電容電壓的波動(dòng)幅度。在上述研究的基礎(chǔ)上,文獻(xiàn)[14-15]介紹了幾種擴(kuò)大MMC功率運(yùn)行區(qū)間的控制方法,但是沒(méi)有給出詳細(xì)的優(yōu)化過(guò)程。雖然通過(guò)調(diào)整橋臂環(huán)流,可以一定程度上減小子模塊電容電壓波動(dòng)幅值,但橋臂環(huán)流的存在增大了換流器損耗,同時(shí)增加了系統(tǒng)的不穩(wěn)定性。鑒于上述問(wèn)題,本文詳細(xì)研究三倍頻調(diào)制電壓注入和子模塊電壓基值調(diào)整兩種方案對(duì)優(yōu)化模塊化多電平HVDC輸電系統(tǒng)功率運(yùn)行區(qū)間的具體作用及其實(shí)現(xiàn)方法。首先,本文分析子模塊電容電壓與功率運(yùn)行點(diǎn)之間的關(guān)系,并確定以子模塊電容電壓波動(dòng)范圍、最大調(diào)制比及換流閥通流能力為約束條件的系統(tǒng)功率運(yùn)行區(qū)間。在此基礎(chǔ)上,分析三倍頻調(diào)制電壓注入和子模塊電容電壓基值調(diào)整兩種方法在改善功率運(yùn)行區(qū)間的具體作用。再次,設(shè)計(jì)用于抑制二倍頻負(fù)序、四倍頻正序相間環(huán)流的環(huán)流控制器和子模塊直流電壓基值控制器。最后,就典型功率運(yùn)行點(diǎn)進(jìn)行非線性計(jì)算和仿真分析對(duì)比,驗(yàn)證優(yōu)化方法的正確性和控制策略的有效性。1功率運(yùn)營(yíng)范圍的確定1.1橋臂輸出電壓分析圖1為MMC的單相等效電路。其中:usj(j=A,B,C)為等值交流系統(tǒng)的相電壓;isj為交流相電流;Ls為系統(tǒng)等值電抗;L0為橋臂電抗;upj、unj分為上、下橋臂輸出電壓,其中p代表上橋臂,n代表下橋臂;ipj、inj分為上、下橋臂的橋臂電流;ucpj、ucnj分為上、下橋臂交流輸出點(diǎn)電壓;udc、idc分為直流側(cè)電壓、電流。根據(jù)MMC的電路結(jié)構(gòu),可得MMC交流側(cè)數(shù)學(xué)模型為式中ucj為換流器等效交流輸出電壓,由下式?jīng)Q定:由此可見(jiàn),MMC是通過(guò)控制上、下橋臂輸出電壓,間接控制換流器等效交流輸出電壓,最終實(shí)現(xiàn)功率控制目標(biāo)。1.2電流過(guò)充下的過(guò)電流現(xiàn)象以A相上橋臂為例,分析子模塊電容電壓的波動(dòng)與功率運(yùn)行點(diǎn)之間的關(guān)系。A相上橋臂瞬時(shí)功率ppA為當(dāng)子模塊數(shù)達(dá)到一定量時(shí),瞬時(shí)功率與子模塊電容電壓的波動(dòng)量(35)usmc_pA的近似關(guān)系為式中:N為橋臂子模塊數(shù);C0為子模塊電容;U0為子模塊基準(zhǔn)電壓。由式(4)可知,子模塊電容電壓波動(dòng)量的變化與橋臂瞬時(shí)功率成正比。當(dāng)橋臂電流過(guò)零時(shí),子模塊電容電壓出現(xiàn)極值。令式中:Uc為換流器交流輸出相電壓峰值;Is為換流器交流側(cè)電流峰值;δ、φ分別對(duì)應(yīng)于二者的初相角;ω為系統(tǒng)角頻率。橋臂電流過(guò)零時(shí)刻對(duì)應(yīng)電流相位分別為式中k=3Is/(2Idc),定義為電流比。以表1所示系統(tǒng)為研究對(duì)象,由式(4)、(6)確定的子模塊電容電壓極值點(diǎn)的波動(dòng)系數(shù)(ε=Δusmc/U0)與傳輸功率之間的關(guān)系如圖2所示。圖中:ωt1對(duì)應(yīng)于子模塊反向波動(dòng)的變化范圍;ωt2對(duì)應(yīng)于子模塊正向波動(dòng)的變化范圍。由圖2可知,不同功率運(yùn)行點(diǎn)下,子模塊電容電壓的波動(dòng)并不相同。在無(wú)功功率確定的前提下,換流器發(fā)出和吸收相同的有功功率時(shí),不論是正向波動(dòng),還是反向波動(dòng),其子模塊電壓波動(dòng)幅值相等;而在有功功率確定的前提下,發(fā)出感性無(wú)功所對(duì)應(yīng)的子模塊電壓正向波動(dòng)大于吸收相同的感性無(wú)功所對(duì)應(yīng)的子模塊電壓正向波動(dòng)幅值,而吸收感性無(wú)功所對(duì)應(yīng)的子模塊電壓反向波動(dòng)大于發(fā)出相同的感性無(wú)功所對(duì)應(yīng)的子模塊電壓反向波動(dòng)幅值;且換流器發(fā)出感性無(wú)功所對(duì)應(yīng)的子模塊電壓正向波動(dòng)幅值要大于吸收相同的感性無(wú)功所對(duì)應(yīng)的子模塊電壓反向波動(dòng)幅值。1.3換流器通流能力計(jì)算綜合上文分析結(jié)論,在系統(tǒng)參數(shù)確定的條件下,MMC功率運(yùn)行范圍將受子模塊電壓波動(dòng)范圍、調(diào)制比范圍、及閥通流能力共同決定。其數(shù)學(xué)描述為式中:εmax為波動(dòng)量相對(duì)于基值的比例上限;Δu1、Δu2分為兩個(gè)極值點(diǎn)對(duì)應(yīng)的子模塊電壓反向波動(dòng)量和正向波動(dòng)量;M、Mmax分為調(diào)制比及其上限;SN為額定容量;kS為表征換流器通流能力的系數(shù)。取εmax=0.13,Mmax=0.95,kS=1.05,由式(7)確定的MMC功率運(yùn)行區(qū)間如圖3的陰影部分所示。2優(yōu)化功率運(yùn)營(yíng)間隔的方法2.1提出優(yōu)化措施從上文分析可知,MMC功率運(yùn)行區(qū)間主要受最大調(diào)制比和子模塊電容電壓波動(dòng)的限制,其對(duì)MMC功率運(yùn)行區(qū)間的顯著影響是減少了其感性無(wú)功輸入/輸出能力。本節(jié)將針對(duì)上述兩個(gè)限制因素,提出對(duì)應(yīng)的優(yōu)化措施。與兩電平換流器類似,MMC也可以采用三倍頻調(diào)制電壓注入的方法,增大換流器的調(diào)制裕度。注入三倍頻調(diào)制電壓的典型值為基頻調(diào)制電壓的1/6,與此對(duì)應(yīng)的換流器最大基頻輸出電壓幅值為1.15倍直流電壓。但對(duì)MMC而言,三倍頻調(diào)制電壓注入比例將更為靈活。由于聯(lián)接變壓器一側(cè)采用三角形接線方式,因此三倍頻調(diào)制電壓注入不會(huì)影響交流側(cè)電流的諧波特性。橋臂電壓指令的變化將引起瞬時(shí)功率的改變,子模塊電容電壓的波動(dòng)也將隨之改變,但由于三倍頻電壓產(chǎn)生的瞬時(shí)功率相對(duì)于基頻電壓而言很小,故其對(duì)子模塊電容電壓波動(dòng)的影響也很小。2.2功率運(yùn)行區(qū)間的調(diào)整子模塊電容電壓可認(rèn)為由基值usmcb和波動(dòng)值Δusmc構(gòu)成,前者反映子模塊電容存儲(chǔ)能量的平均值,而后者反映子模塊電容能量周期內(nèi)的變化。從前文分析可知,MMC運(yùn)行于某一功率點(diǎn)時(shí),子模塊電容電壓的正向波動(dòng)和反向波動(dòng)最大幅值并不相同,因此在設(shè)定子模塊波動(dòng)范圍的前提下,可通過(guò)調(diào)整子模塊電容電壓基值來(lái)進(jìn)一步優(yōu)化MMC的功率運(yùn)行區(qū)間。式中usmcb=kvU0,kv為基值電壓系數(shù)。由式(4)可知,子模塊電容電壓基值的改變,也會(huì)引起子模塊電壓波動(dòng)量的變化。當(dāng)基值增大時(shí),子模塊電壓的波動(dòng)量也隨之減小,當(dāng)基值減小時(shí),子模塊電壓的波動(dòng)量也隨之增大。但在一定范圍內(nèi),基值的改變對(duì)子模塊電壓波動(dòng)量的影響很小。綜上所述,三倍頻調(diào)制電壓注入方法主要是用于提高M(jìn)MC的調(diào)制裕度,而基值調(diào)整則是用于優(yōu)化子模塊電容電壓的波動(dòng)范圍。兩種方法的組合使用對(duì)換流器功率運(yùn)行區(qū)間的優(yōu)化效果將更為明顯。2.3約束加工和計(jì)算尋求其最大功率運(yùn)行點(diǎn)的關(guān)鍵是兩種方法相關(guān)參數(shù)的優(yōu)化選擇,因此MMC的功率優(yōu)化過(guò)程可以轉(zhuǎn)化為多變量參數(shù)的非線性優(yōu)化問(wèn)題。則目標(biāo)函數(shù)可表示為對(duì)應(yīng)的約束條件仍可參照式(7)?？紤]到基值的改變,式中子模塊電壓約束條件修正為式中Usmmin、Usmmax分別為子模塊電容電壓上、下限。加入了三倍頻調(diào)制電壓后,換流器實(shí)際輸出的交流電壓峰值及其對(duì)應(yīng)時(shí)刻發(fā)生改變。基頻電壓和三倍頻電壓疊加后鞍形波最大值出現(xiàn)在第一個(gè)駐點(diǎn)上,即由此求出鞍形波第一個(gè)駐點(diǎn)出現(xiàn)時(shí)刻:因此,式(10)中最大調(diào)制的約束可改寫為采用麥夸特法和通用全局優(yōu)化法,對(duì)幾個(gè)典型功率運(yùn)行點(diǎn)的優(yōu)化計(jì)算結(jié)果如表2所示。優(yōu)化前后系統(tǒng)最大功率運(yùn)行點(diǎn)的對(duì)比示意如圖4所示?？梢钥闯?優(yōu)化后的功率運(yùn)行區(qū)間較優(yōu)化前顯著擴(kuò)大。3對(duì)橋臂循環(huán)和子模塊電壓的基本值的控制3.1增設(shè)摩擦控制器三倍頻調(diào)制電壓的引入,雖然不會(huì)顯著增加子模塊電容電壓的波動(dòng),但是會(huì)在三相間引起正序四倍頻諧波環(huán)流。具體分析過(guò)程如下。令式中α為三倍頻調(diào)制電壓相對(duì)于基頻電壓的比例系數(shù)。則A相瞬時(shí)功率為同理可得B、C兩相瞬時(shí)功率為由式(15)—(17)分析可知,三倍頻調(diào)制電壓的注入將產(chǎn)生二倍頻負(fù)序和四倍頻正序瞬時(shí)功率,其二倍頻負(fù)序分量與基頻電壓所對(duì)應(yīng)的二倍頻負(fù)序分量將在三相間產(chǎn)生二倍頻負(fù)序環(huán)流,而四倍頻正序瞬時(shí)功率將引起相間四倍頻正序環(huán)流。由于三倍頻調(diào)制電壓對(duì)應(yīng)的瞬時(shí)功率并無(wú)直流分量,因此不會(huì)引起子模塊電容電壓基值的改變。為了實(shí)現(xiàn)對(duì)二倍頻及四倍頻環(huán)流的控制,需對(duì)原有的環(huán)流控制器進(jìn)行改進(jìn)。相間諧波環(huán)流矢量為式中:下角標(biāo)abc為三相靜止坐標(biāo)系;2和4分別對(duì)應(yīng)于二倍頻和四倍頻;上角標(biāo)(10)、-分別表征正序坐標(biāo)系和負(fù)序坐標(biāo)系;δ2ω、δ4ω分別為二倍頻和四倍頻分量的初相角;||為模運(yùn)算。若所設(shè)計(jì)的控制器基于二倍頻負(fù)序坐標(biāo)系,則將式(18)代入式(19),則有正序四倍頻在負(fù)序二倍頻dq坐標(biāo)系中將呈現(xiàn)為六倍頻?；诒壤e分諧振(proportionalintegralresonant,PI-Res)的諧波環(huán)流控制器結(jié)構(gòu)示意如圖5所示,積分控制器和諧振控制器分別用于實(shí)現(xiàn)對(duì)二倍和四倍相間環(huán)流控制。3.2子模塊基值控制器工作機(jī)理子模塊電容電壓基值控制器的控制目標(biāo)是在滿足換流器交流側(cè)電流控制要求的前提下,通過(guò)修正橋臂調(diào)制電壓指令,改變橋臂瞬時(shí)功率的直流分量,實(shí)現(xiàn)對(duì)子模塊電容電壓基值的控制。本文所提出的子模塊基值控制器結(jié)構(gòu)示意如圖6所示?？刂破鳛殡p環(huán)結(jié)構(gòu),內(nèi)環(huán)為直流電流環(huán),外環(huán)為子模塊電壓環(huán)。子模塊基值控制器工作機(jī)理如下:當(dāng)子模塊基值指令usmc_ref大于usmcb時(shí),減少換流器直流電流指令,經(jīng)PI調(diào)節(jié)后生成的附加直流調(diào)制電壓為負(fù),橋臂直流充電功率為正,子模塊電壓基值隨之增大;反之,當(dāng)子模塊基值指令usmc_ref小于usmcb時(shí),則換流器直流電流指令增大,橋臂直流充電功率負(fù),子模塊電壓基值隨之減小?；悼刂破鬏敵鲭妷簎smc_dc與環(huán)流控制器輸出電壓udiffref相加后共同構(gòu)成了附加的調(diào)制電壓。附加調(diào)制電壓通過(guò)改變上、下橋臂電壓指令來(lái)實(shí)現(xiàn)預(yù)期控制目標(biāo)。4模擬分析4.1電容電壓波動(dòng)仿真按照表1所述參數(shù),基于PSCAD/EMTDC搭建了兩端MMC-HVDC仿真系統(tǒng),以驗(yàn)證上述理論分析和控制策略的正確性。若仿真中限定波動(dòng)系數(shù)上限為0.13p.u.,則對(duì)應(yīng)的子模塊電壓范圍為1.392~1.808kV。按照表2所述功率因數(shù)為0.85(感性)時(shí)系統(tǒng)最大功率運(yùn)行點(diǎn),設(shè)定有功、無(wú)功指令分別為0.782和0.485p.u.,仿真結(jié)果如圖7所示。1.2s時(shí)啟動(dòng)優(yōu)化控制,三倍頻調(diào)制電壓和基值電壓系數(shù)分別變?yōu)?.13和9.7。由圖7(d)可知,優(yōu)化后的子模塊電容電壓波動(dòng)完全控制在規(guī)定的波動(dòng)范圍之內(nèi),且子模塊基值為1.552kV,與計(jì)算結(jié)果完全一致。為了降低子模塊電壓基值,橋臂電流及直流側(cè)電流將出現(xiàn)小幅增大,以釋放子模塊電容“過(guò)?！蹦芰?。但在所設(shè)計(jì)的環(huán)流控制器下,換流器相間二倍頻及四倍頻環(huán)流得到有效抑制。4.2電容電壓波動(dòng)完全控制按照表2所述最大感性無(wú)功運(yùn)行點(diǎn),設(shè)定無(wú)功指令為0.755p.u.,對(duì)應(yīng)的仿真結(jié)果如圖8所示。如圖8所示,啟動(dòng)優(yōu)化控制之前,換流器交流側(cè)輸出電壓、橋臂環(huán)流及直流電流出現(xiàn)畸變,子模塊電容電壓超出設(shè)定上限。在1.2s啟動(dòng)優(yōu)化控制后,子模塊電容電壓波動(dòng)完全控制在規(guī)定范圍之內(nèi),子模塊基值為1.536kV,與計(jì)算結(jié)果完全一致。同樣,為了降低子模塊電壓基值,橋臂電流及直流側(cè)電流將出現(xiàn)小幅增大,以釋放子模塊電容“過(guò)?！蹦芰?優(yōu)化后橋臂環(huán)流及直流電流畸變減少。5while-veth著,清“兩物”whichg.kraftenvi機(jī)構(gòu).rox.3.3.3.3.3.3.3.3.3.4.3.4.3.4和whichice.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.3.3.3.3.3.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4與strage國(guó)際合作,國(guó)內(nèi),土壤的4.5.4.5.3.4.5.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.3.4.5.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.3.3.4.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.3.4.3.3.4.3.3.4.3.3.3.4.3.4.3.3.3.4.3.4.3.4.3.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.5.3.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.4.3.本文以子模塊電容電壓波動(dòng)范圍、最大調(diào)制比以及換流閥通流能力為約束,提出了三倍頻電壓注入調(diào)制和子模塊電壓基值調(diào)整兩種功率運(yùn)行區(qū)間優(yōu)化方法。通過(guò)優(yōu)化計(jì)算與仿真對(duì)比驗(yàn)證了上述理論分析及控制策略的有效性,可為工程應(yīng)用所借鑒。本文的主要結(jié)論如下:1)子模塊電容電壓正向與反向波動(dòng)幅值和換流器實(shí)際功率運(yùn)行點(diǎn)相關(guān),在發(fā)出相同無(wú)功的條件下,換流器發(fā)出感性無(wú)功引起的子模塊波動(dòng)幅值要大于發(fā)出容性無(wú)功引起的子模塊波動(dòng)幅值。2)注入三倍頻調(diào)制電壓可增大換流器的調(diào)制裕度,但會(huì)在換流器相間造成正序四倍頻正序環(huán)流。3)利用子模塊電容波動(dòng)的特點(diǎn),通過(guò)調(diào)整子模塊電容電壓基值,可擴(kuò)大功率運(yùn)行區(qū)間。4)在所設(shè)計(jì)的控制策略下,子模塊電容電壓及橋臂環(huán)流均能得到有效控制。Comparingtothetwo-levelconverterbasedVSC-HVDC,voltagefluctuationsofthesub-modulecapacitorofamodularmultilevelconverterareanotherfactorthatneedstobeconsideredwhiledeterminingthesystemoperationregion.Actually,thepositiveandnegativefluctuationsofthesub-modulecapacitorvoltagearedifferentwiththesameoperationpoint,whichcanbeseeninFig.1.Inthispaper,thesystemoperationregionisdeterminedconsideringtheconstraintsofthefluctuationofsub-modulecapacitorvoltage,maximummodulationindexandthecurrentpassagecapabilityofthevalve.InordertoextendtheoperationregionofMMC,twooptimizationmethodsareintroduced,whicharethetriplefundamentalfrequencyzerosequencemodulationvoltageinjectionandthebasevalueofsub-mod