一種單級全橋PFC變換器電壓尖峰抑制方法賁洪奇;丁明遠;范會爽;孟濤【期刊名稱】《《電機與控制學(xué)報》》【年(卷)，期】2019(023)010【總頁數(shù)】10頁(P23-32)【關(guān)鍵詞】單級單相全橋PFC變換器;改進型RCD箝位環(huán)節(jié);母線電壓尖峰;抑制機理;參數(shù)設(shè)計方法【作者】賁洪奇;丁明遠;范會爽;孟濤【作者單位】哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院哈爾濱150001;黑龍江大學(xué)機電工程學(xué)院哈爾濱150080【正文語種】中文【中圖分類】TM4610引言由于傳統(tǒng)的AC/DC變換電路的輸入端多由不可控器件組成，造成了輸入電流有較大的諧波失真，給電網(wǎng)帶來了諧波〃污染”［1-2］。為從根本上治理電力電子設(shè)備對電網(wǎng)的諧波污染，目前最為廣泛應(yīng)用的便是有源功率因數(shù)校正(activepowerfactorcorrection,APFC)技術(shù)［3-4］。由于基于Boost結(jié)構(gòu)的單級全橋PFC變換器具有變壓器雙端勵磁，可通過控制開關(guān)管的開通時序?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)等優(yōu)勢［5］，因而在中大功率領(lǐng)域且要求輸入輸出具有電氣隔離的場合，基于Boost結(jié)構(gòu)的單級全橋PFC變換器是較好的選擇［6-10］。然而，對于傳統(tǒng)的單級單相全橋PFC變換器，由于實際電路中變壓器原邊漏感以及開關(guān)管結(jié)電容的存在，在變換器換流的過程中會發(fā)生諧振，引起母線電壓產(chǎn)生電壓尖峰［11-12］，導(dǎo)致開關(guān)管的電壓應(yīng)力升高，影響了單級單相全橋PFC變換器在中大功率場合的應(yīng)用［13］。為此，學(xué)者們提出了不同的解決方案。文獻［14］提出了一種基于有源箝位的單級全橋PFC變換器，在母線上并聯(lián)了由箝位開關(guān)管和箝位電容構(gòu)成的有源箝位電路，將母線電壓箝位在較小的范圍內(nèi)，以降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，但加入了箝位開關(guān)管，控制環(huán)節(jié)相對復(fù)雜。文獻［15］中提出了一種用于三相全橋PFC變換器的無源無損緩沖方法，利用緩沖電路中的箝位電容吸收變壓器漏感在換流過程中產(chǎn)生的母線電壓尖峰，并通過變壓器將能量釋放到負載側(cè)，理論上并不消耗額外能量。但是對于單相系統(tǒng)，輸入電壓變化范圍很大，對于諧振參數(shù)的選取造成很大困難，因此該方案并不適合單相系統(tǒng)。文獻［16］通過降低變壓器漏感后使用有損緩沖電路吸收母線電壓尖峰。由于該文獻的高頻變壓器為升壓變壓器，比較容易降低漏感，通過優(yōu)化變壓器結(jié)構(gòu)設(shè)計可以使變壓器漏感很小。但是該方案對變壓器結(jié)構(gòu)設(shè)計的要求較高，通常用于升壓場合，在降壓場合很難將變壓器漏感降低到理想范圍，所以該方案的應(yīng)用受到限制。文獻［17］將改進型RCD箝位環(huán)節(jié)應(yīng)用于DC/DC變換器中，該文獻主要對該DC/DC變換器的工作原理進行了分析，但是并沒有具體分析改進型RCD箝位環(huán)節(jié)對母線電壓尖峰的抑制機理，也沒有給出在考慮輸入電壓大范圍變化的情況下箝位環(huán)節(jié)參數(shù)的設(shè)計方法。為實現(xiàn)對母線電壓尖峰的抑制，鑒于文獻［17］，本文將改進型RCD箝位環(huán)節(jié)應(yīng)用到單級單相全橋PFC變換器，并以改進型RCD箝位環(huán)節(jié)為研究對象，通過搭建變換器換流過程的等效電路模型，在分析改進型RCD箝位環(huán)節(jié)對母線電壓尖峰的抑制機理的基礎(chǔ)上，對箝位環(huán)節(jié)吸收的尖峰能量及箝位環(huán)節(jié)的能耗進行深入分析，推導(dǎo)出在一個開關(guān)周期內(nèi)箝位環(huán)節(jié)的能耗與箝位環(huán)節(jié)各參數(shù)之間的關(guān)系，并在考慮輸入電壓變化的前提下，給出箝位環(huán)節(jié)參數(shù)的設(shè)計方法，并討論各參數(shù)對系統(tǒng)的影響規(guī)律。最終，通過實驗對上述內(nèi)容進行驗證。1母線電壓尖峰抑制機理的分析1.1變換器主電路的拓撲結(jié)構(gòu)在單級單相全橋PFC變換器中引入改進型RCD箝位環(huán)節(jié)，主電路如圖1所示。箝位環(huán)節(jié)由箝位電容Cc、箝位二極管Dc以及箝位電阻Rc組成。由于僅對主電路進行改進，因此，控制電路可保持不變。圖1基于改進型RCD箝位環(huán)節(jié)單級全橋PFC變換器主電路拓撲Fig.1Maincircuittopologyofsingle-stagefull-bridgePFCconverterbasedonimprovedRCDclamp變換器工作時序波形如圖2所示。其中，iL表示輸入電感電流，iDc表示箝位二極管的電流，ip表示變壓器的原邊電流，im表示變壓器的勵磁電流，uMN表示變換器的母線電壓。理想情況下，該變換器主要有橋臂直通和對臂導(dǎo)通2種工作模態(tài)。橋臂直通（Q1、Q2開通或Q3、Q4開通，對應(yīng)圖2中t0~t1和t5~t7階段）時，輸入電感Lin儲能，變壓器勵磁電流續(xù)流，負載由輸出濾波電容Co提供能量；對臂導(dǎo)通（Q1、Q3開通或Q2、Q4開通，對應(yīng)圖2中t3~t5和t9~t11階段）時，變壓器原邊電壓為nUo，輸入電感Lin通過變壓器向輸出側(cè)濾波電容和負載傳遞能量。若定義在一個開關(guān)周期內(nèi)，橋臂直通時間所占比例為占空比D，只需讓占空比按照類似Boost型PFC電路的占空比規(guī)律變化該變換器就能實現(xiàn)PFC功能。圖2變換器工作時序波形Fig.2Operationwaveformsoftheconverter1.2箝位環(huán)節(jié)對電壓尖峰的抑制機理分析以圖2中t1~t5階段為例，對箝位環(huán)節(jié)的母線電壓尖峰抑制機理進行具體分析。為便于分析，做出如下假設(shè)：1）電路中的開關(guān)管和二極管均視為理想器件，導(dǎo)通壓降為0；2)輸入電感工作于CCM模式；3)輸入電感電感量較大，在開關(guān)管狀態(tài)切換(電路發(fā)生換流瞬間)時間極短的模態(tài)期間可認為輸入電感電流為恒值；4)箝位電容Cc、輸出濾波電容Co較大，忽略其上電壓紋波。t1時刻，Q2關(guān)斷，Q4開通，但由于變壓器負向勵磁電流的存在，導(dǎo)致Q4不能立即開通，而是與其反并聯(lián)的二極管繼續(xù)導(dǎo)通續(xù)流，其電路的工作狀態(tài)如圖3(a)所示。此時，Q2、Q3的結(jié)電容并聯(lián)在母線上，與變壓器漏感L1k與勵磁電感Lm發(fā)生諧振。由于該諧振過程(t1~t2)時間極短，可認為輸入電感電流不變，輸入電感可視作恒流源。t1~t2期間，ip=im,母線電壓uMN諧振上升。其諧振過程的等效電路如圖4所示，其中，ILmax為輸入電感等效的恒流源，CQ表示Q2、Q32只開關(guān)管結(jié)電容并聯(lián)的等效電容，L1k表示變壓器漏感，Lm表示變壓器勵磁電感。建立諧振方程。(1)圖3換流過程中變換器的工作狀態(tài)Fig.3Statediagramoftheconverterduringcommutation圖4t1~t2諧振過程的等效電路圖Fig.4Equivalentcircuitdiagramoftheresonanceprocessfromt1tot2由初始條件可得(2)式中：ILmax為輸入電感電流在開關(guān)周期內(nèi)的最大值。(3)從母線電壓的解析表達式可以看出，其母線電壓尖峰與系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)參數(shù)(漏感大小、結(jié)電容大小等)有關(guān)，因此難以控制。由于此階段母線電壓未達到箝位電容兩端電壓，因此箝位二極管未開通，箝位環(huán)節(jié)未工作。t2時刻，Lm兩端電壓達到nUo，副邊整流二極管Do1、Do4導(dǎo)通，變壓器原邊開始向副邊傳遞能量，其電路的工作狀態(tài)如圖3(b)所示。同時，變壓器原邊電壓固定為nUo，Q2、Q3的結(jié)電容并聯(lián)在母線上，與變壓器漏感L1k繼續(xù)諧振，母線電壓繼續(xù)諧振上升。由于該諧振過程(t3~t4)時間極短，輸入電感電流變化不大，因此在該階段仍可將輸入電感視作恒流源。其諧振過程的等效電路如圖5所示，其中，nUo表示變壓器副邊折算到原邊的電壓。圖5t2~t3諧振過程的等效電路圖Fig.5Equivalentcircuitdiagramoftheresonanceprocessfromt2tot3建立諧振方程。(4)由初始條件可得(5)式中：該階段母線電壓仍未達到箝位電容兩端電壓，箝位環(huán)節(jié)仍未工作。直到t3時刻，uMN諧振到UCc，即箝位電容電壓，箝位環(huán)節(jié)開始工作，箝位二極管Dc導(dǎo)通，為箝位電容Cc提供充電通路，箝位電容Cc開始吸收尖峰能量。其電路的工作狀態(tài)如圖3(c)所示。此時，箝位二極管開通，箝位電容Cc與Q2、Q3的結(jié)電容共同并聯(lián)在母線上，與變壓器漏感L1k諧振，其諧振等效電路如圖6所示。圖6t3時刻諧振等效電路圖Fig.6Resonantequivalentcircuitdiagramattimet3建立諧振方程。(6)由初始條件可得⑺式中：觀察式(7)可以發(fā)現(xiàn)，式中UMN2=UCc，且由于Cc很大，相比C2+C3大的多，因而此時母線電壓峰值為UCc，RCD箝位環(huán)節(jié)實現(xiàn)了對母線電壓尖峰的抑制。與此同時，輸入電感開始向外釋放能量，輸入電感電流下降，但由于Cc很大，其電流對母線電壓基本沒有影響。t3~t4階段母線電壓被箝位為UCc，該階段的描述方程如下。(8)t3~t4期間，箝位電容的充電電流iDc逐漸降低，t4時刻下降為0，箝位二極管Dc關(guān)斷。此后，Q2、Q3的結(jié)電容并聯(lián)在母線上，與變壓器漏感L1k繼續(xù)諧振，其電路的工作狀態(tài)如圖3(d)所示。變壓器原邊電流ip基本保持不變，im線性上升，由于在此階段輸入電感的電流變化微小，因此可近似認為電感電流恒定不變，即ILmin，于是可得到L1k與CQ之間的諧振方程，該階段的描述方程如下。⑼式中：由該階段的母線電壓解析表達式可以看出，t4時刻，箝位二極管關(guān)斷，iL與ip基本相等，因此，母線電壓基本在nUo附近微小波動，且其最大值不會超過UCc。通過上述對母線電壓尖峰抑制機理的分析可知，在加入改進型RCD箝位環(huán)節(jié)后，當母線電壓諧振到箝位電容兩端電壓UCc時，箝位二極管導(dǎo)通，箝位電容吸收尖峰能量，并將母線電壓箝位在UCc，實現(xiàn)了對母線電壓尖峰的抑制；同時，箝位電容可將吸收的尖峰能量通過箝位電阻回饋到主電路中，提高了系統(tǒng)的效率。圖7為該變換器換流過程中母線電壓uMN及箝位二極管電流iDc的仿真波形(Llk=1.6mH,Cc=3.6|jF,Rc=10kQ),可以看出母線電壓uMN先諧振到UCc后被箝位，當箝位二極管電流為0后再在門。。附近諧振，與之前的分析相符(本文仿真所涉及的主電路參數(shù)如不作特殊說明，均和實驗驗證部分的表1—致)。圖7換流過程中母線電壓及箝位二極管電流仿真波形Fig.7Busvoltageandclampingdiodecurrentsimulationwaveformduringcommutation2箝位環(huán)節(jié)的能耗分析當母線電壓諧振到UCc時，箝位二極管導(dǎo)通，為箝位電容提供充電通路(t3~t4),此時變壓器原邊電流ip以及輸入電感電流iL分別為：(10)由此可得箝位二極管的電流iDc為iDc=iL-ip=(11)RCD箝位電路的元件參數(shù)通常滿足RC>>T(T為變換器的開關(guān)周期)，則可認為在變換器正常工作時，箝位電容的電壓UCc僅在一極小范圍內(nèi)波動。在下面的分析中可假設(shè)UCc在穩(wěn)態(tài)時基本不變。同時，箝位電阻阻值較大，其放電電流可忽略，分析中可認為箝位電容的充電電流近似等于箝位二極管電流。由t3~t4階段的分析可知，該階段箝位電容充電，吸收尖峰能量，箝位電容的充電電流iCc如式(11)所示。因此，在t3~t4期間，箝位電容充電電流逐漸下降為0，所吸收的尖峰能量WCc為WCc=UCc?iCc(t)dt=(12)變換器進入穩(wěn)態(tài)后，箝位電容吸收的能量將會有部分損耗在箝位電阻上，進而影響變換器的效率。因此，在設(shè)計箝位環(huán)節(jié)時，需考慮箝位環(huán)節(jié)的能耗。當變換器工作在穩(wěn)態(tài)時，箝位電阻與主電路充分分擔(dān)箝位電容所吸收的能量。且由于二者為串聯(lián)關(guān)系，電流相等。因此，其能量的分配取決于其上電壓的比值，即WRc/W主=(UCc-Uin)/Uin。箝位環(huán)節(jié)在一個開關(guān)周期內(nèi)的能耗WRc為(13)對式(13)求偏導(dǎo)可得(14)因為該變換器的校正手段借助的是Boost模型，一種升壓變換器模型，所以該變壓器原邊折算電壓nUo大于輸入電壓Uin，即Uin-nUo<0。根據(jù)式(14)可得dWRc/dUCc<0,箝位環(huán)節(jié)的能耗WRc隨著箝位電壓UCc的增大而減小，因此，需盡量調(diào)大UCc以減小WRc。但增大UCc會使得開關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力隨之增加，同時由式(9)可知，當箝位二極管關(guān)斷后，UCc的增大會使得母線電壓在nUo附近擺動幅度增大，因此，UCc的取值又不可過高?？梢?，在設(shè)計RCD箝位環(huán)節(jié)時應(yīng)先合理確定UCc，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定工作的前提下最大程度減小箝位環(huán)節(jié)的能耗，提高系統(tǒng)的效率。3箝位環(huán)節(jié)的參數(shù)設(shè)計3.1箝位電壓UCc的確定假設(shè)UCc的紋波電壓峰峰值Upp=AUCc(A為紋波系數(shù)，取值通常為2%~5%),則由UCcmin=(1-入/2)UCc>nUo可確定UCc的下限；在實際工程中，一般選取UCcmax=(1+入/2)UCc=0.7UDSS來作為UCc的上限(式中，UDSS為開關(guān)管漏源極擊穿電壓；UCcmin和UCcmax分別為UCc的最小和最大電壓)。此時有2nUo/(2-A)<UCc<1.4UDSS/(2+A)o(15)3.2箝位電阻Rc的設(shè)計考慮到變換器工作在穩(wěn)態(tài)時，在開關(guān)周期內(nèi)，箝位電壓UCc僅在一極小范圍內(nèi)波動，可忽略不計，則可近似認為箝位電阻Rc上的電壓保持不變，其大小為UCc-Uin。因此，箝位電阻在一個開關(guān)周期內(nèi)所消耗的能量WRc為(16)對比式(13)與式(16)可得到箝位電阻為(17)通過抑制機理的分析可知，Rc的增加對箝位電容的充電過程沒有影響，但隨著Rc的增加，箝位電容的放電電流會急劇減小，放電速率下降，因此箝位電容電壓變大，且電壓波動減??；此外，通過觀察式(17)也可以發(fā)現(xiàn)，隨著Rc的增大，UCc增大，但增大速率逐漸變慢，箝位環(huán)節(jié)的能耗減小，變換器的效率也有所提高。因此，Rc的選取直接影響UCc的大小，進而影響箝位環(huán)節(jié)的能耗與變換器的效率。圖8為在其他條件一定的前提下，增大箝位電阻的電阻值后，換流過程中母線電壓uMN及箝位二極管電流iDc的仿真波形(Cc=3.6pF)o可見，增大Rc后，UCc也隨之增大，其箝位電容的充電時間也隨之縮短，但母線電壓在nUo附近擺動幅度增大，與之前的分析相符。在實際設(shè)計時，由于輸入電壓為交流電，且由式(17)可知箝位電阻的設(shè)計與輸入電壓有關(guān)，因此，Rc的設(shè)計需考慮Uin的影響。因為箝位環(huán)節(jié)主要實現(xiàn)母線電壓尖峰的抑制，且由式(17)可知，UCc-Uin隨Rc的增大而增大，因此，在給定UCc的前提下，可根據(jù)Uin的最大值確定Rc，以使得母線電壓峰值不會超過給定的UCc。圖8換流過程中母線電壓及箝位二極管電流仿真波形Fig.8Busvoltageandclampingdiodecurrentsimulationwaveformduringcommutation3.3箝位電阻Cc的設(shè)計箝位電容Cc的選取通常根據(jù)其給定的紋波電壓Upp來確定?？紤]到在半個開關(guān)周期內(nèi)，對電容Cc充一次電，且充電時間極短，其余時間均在放電。為簡化運算，可忽略充電時間，認為Cc放電時間為半個開關(guān)周期，其電壓變化為Upp。因此，可根據(jù)電荷守恒得(18)通過觀察式(18)可以發(fā)現(xiàn)，由于UCc>>Uin,Cc的選取基本不影響UCc的大小，但Cc的選取對UCc的紋波影響較大。由于改變Cc對UCc的大小基本沒有影響，因此改變Cc的大小對箝位電容的充電過程影響不大，對箝位環(huán)節(jié)的能耗及變換器的效率也基本沒有影響。實際設(shè)計時，可根據(jù)紋波要求進行設(shè)計。圖9為在其他條件一定的前提下，增大箝位電容的電容值后，母線電壓uMN及箝位二極管電流iDc的仿真波形(Rc=2kQ)?？梢?，增大Cc的大小對UCc的大小沒有影響，對箝位電容的充電過程影響不大，與之前的分析相符。圖9換流過程中母線電壓及箝位二極管電流仿真波形Fig.9Busvoltageandclampingdiodecurrentsimulationwaveformduringcommutation4實驗驗證與結(jié)果分析為驗證電壓尖峰抑制機理分析和箝位環(huán)節(jié)參數(shù)設(shè)計方法的正確性，采用如圖1所示的主電路搭建了實驗平臺，其主要參數(shù)如表1所示。其中，nUo=384V，為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，選取UCc=400V，則可根據(jù)式(17)和式(18)(入=2%)確定出箝位電阻Rc和箝位電容Cc。表1系統(tǒng)主要參數(shù)Table1Mainparametersofthesystem參數(shù)數(shù)值輸入相電壓額定值Uin/V220額定輸出電壓Uo/V48輸入電感Lin/mH1.6輸出濾波電容Co/pF4700x2開關(guān)頻率/kHz25變壓器匝比n8:1箝位電阻Rc/kQ10.0箝位電容Cc/pF4.7圖10實驗平臺Fig.10Experimentalplatform4.1變換器的實驗驗證PFC校正效果的驗證圖11所示為輸入電壓、電流波形及輸出電壓波形。從實驗結(jié)果可以看出，在加入改進型RCD箝位環(huán)節(jié)后，該變換器功率因數(shù)校正效果沒有受到影響。使用電能質(zhì)量分析儀測量，輸入電流THD為6.4%。圖11輸入電壓、電流波形波形Fig.11Inputvoltage,currentwaveform母線電壓尖峰的抑制效果驗證如圖12所示是加入改進型RCD箝位環(huán)節(jié)后，母線電壓及箝位電容電壓波形。圖12母線電壓及箝位電容電壓波形Fig.12Busvoltageandclampingcapacitorvoltagewaveform由實驗波形可以看出，母線電壓的峰值被箝位電容上的電壓所箝位；同時，箝位電容電壓波動很小，且基本穩(wěn)定在400V，與理論給定值一致。4.2箝位環(huán)節(jié)參數(shù)的影響規(guī)律驗證1） 箝位電阻Rc對變換器影響規(guī)律的驗證在其他參數(shù)相同的前提下，實驗中選取Cc為4.7pF,Rc分別為2kQ、5kQ、10kQ時，觀測其箝位電容電壓、變換器的效率。實驗結(jié)果如圖13所示。由圖13可知，隨著Rc的增加，箝位電容電壓的最大值隨之增大且增大速率變慢，箝位電容電壓波動減小，同時，母線電壓峰值也隨著箝位電容電壓的增大而增大，與理論分析一致。同時，由圖13（a）觀察到當Rc較小時，Cc的放電通路電流較大，在輸入電壓過0附近箝位電容電壓跌落明顯。在輸入電壓為220V，輸出48V/12A的情況下，Rc分別取2kQ、4kQ、5kQ、7kQ、10kQ（保證UCc>nUo）時，實驗分別測得在不同Rc時的輸入功率，再通過計算可得對應(yīng)的變換器效率。所得的n及UCc隨Rc的變化關(guān)系如圖14所示。由圖14可以看出，隨著Rc的增加，UCc緩慢增大，變換器的效率也隨之緩慢增大，與理論分析一致。2） 箝位電容Cc對變換器影響規(guī)律的驗證在其他參數(shù)相同的前提下，實驗中選取Rc為5kQ,Cc分別為1pF、2pF、4.7pF時，觀測其箝位電容電壓。實驗結(jié)果如圖15所示。圖13不同Rc下母線電壓及箝位電容電壓波形Fig.13BusvoltageandclampingcapacitorvoltagewaveformunderdifferentRc圖14變換器效率n及箝位電壓UCc隨箝位電阻Rc的變化曲線Fig.14EfficiencynandClampvoltageUCcvs.ClampresistanceRc圖15不同Cc下母線電壓及箝位電容電壓波形Fig.15BusvoltageandclampingcapacitorvoltagewaveformunderdifferentCc圖15中，由3組不同Cc下的箝位電容電壓波形可知，隨著Cc的增加，箝位電容電壓的最大值基本保持不變，但電壓波動減小，與理論分析一致。通過實驗結(jié)果可知，箝位環(huán)節(jié)各參數(shù)對變換器的影響規(guī)律與理論分析一致。Rc越大，變換器的效率隨之增大，但同時母線電壓峰值增大；Cc越大，箝位電容電壓的穩(wěn)定性隨之提高。因此，在實際設(shè)計時，應(yīng)先根據(jù)變換器指標要求確定UCc的大小，進而確定Rc；再根據(jù)UCc的紋波要求確定Cc。5結(jié)論基于改進型RCD箝位環(huán)節(jié)，提出并研究了一種適用于單級單相全橋PFC變換器的電壓尖峰抑制方法。采用改進型RCD箝位環(huán)節(jié)，可降低箝位環(huán)節(jié)的能耗，提高系統(tǒng)性能。研究表明，改進型RCD箝位環(huán)節(jié)可有效抑制母線電壓尖峰，降低變換器開關(guān)器件的電壓應(yīng)力；同時，母線電壓的峰值及其波動范圍與箝位環(huán)節(jié)各參數(shù)密切相關(guān)，可通過調(diào)節(jié)箝位電阻和電容的大小來改變母線電壓峰值及其波動范圍，進而改善系統(tǒng)的性能。該方法具有實現(xiàn)簡單、不影響PFC效果等優(yōu)勢，對其他類似的全橋PFC變換器中電壓尖峰問題的解決具有一定的參考價值。參考文獻：【相關(guān)文獻】沈艷霞，蔡成超,李家成.一種高功率因數(shù)無橋CukPFC變換器[J].電機與控制學(xué)報,2018,22(12):97.SHENYanxia,CAIChengchao,LIJiacheng.AhighpowerfactorbridgelesscukPFCconverter[J].ElectricMachinesandControl,2018,22(12):97.BADINAA,BARBII.Unitypowerfactorisolatedthree-phaserectifierwithtwosinglephasebuckrectifiersbasedonthescotttransformer[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2011,26(9):2688.張晨雨，吳云峰，陳章勇,等.高功率因數(shù)的電容串接式交錯并聯(lián)BuckPFC變換器[J/OL].中國電機工程學(xué)報:1.ZHANGChenyu,WUYunfeng,CHENZhangyong,etal.HighpowerfactorcapacitorseriesinterleavedbuckPFCconverter[J/OL].ProceedingsoftheCSEE:1.殷剛，許建平,陳章勇.一種高效率無橋雙諧振功率因數(shù)校正變換器[J].電工技術(shù)學(xué)報,2017,32(08):201.YINGang,XUJianping,CHENZhangyong.Ahighefficiencybridgelessdualresonantpowerfactorcorrectionconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety，2017，32(8):201.王雪松，賁洪奇,黃奕毅，等.電網(wǎng)不平衡條件下組合式三相單級全橋PFC變換器的運行特性及控制策略[J].中國電機工程學(xué)報,2018,38(08):2430.WANGXuesong,BENHongqi,HUANGYiyi,etal.Operationcharacteristicsandcontrolstrategyofcombinedthree-phasesingle-stagefull-bridgePFCconverterunderunbalancedpowergridconditions[J].ProceedingsoftheCSEE,2018,38(08):2430.YANGLS,LIANGTJ,CHENJF.Analysisanddesignofasingle-phasebuck-boostpowerfactorcorrectioncircuitforuniversalinputvoltage[C].AnnulConferenceoftheIEEEIndustrialElectronicsSociety,Taipei,2007:1464.VAZQUEZA,AGUILARC,CANALESF,etal.Integratedpowerconditionertopologyforfuelcellbasedpowersupplysystems[C].IEEEPowerElectronecsSpecialistsConference,Rhodes,Greece,2008:225.VAISANENV,RIIPINENT,SILVENTOINENP.Effectsofswitchingasymmetryonanisolatedfull-bridgeboostconverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2010,25(8):2035.VAISANENV,RIIPINENT,SILVENTOINENP.Effectsofswitchingasymmetryonanisolatedfull-bridgeboostconverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2010,25(8):2037.RIBEIROHS,BORGESBV.Analysisanddesignofahigh-efficiencyfull-bridgesinglestageconverterwithreducedauxiliarycomponents[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2010,25(7):1850-1862.蘇斌,杭麗君，楊滔，等.新型單級隔離型軟開關(guān)功率因數(shù)變換器[J].中國電機工程學(xué)報,2008,28(3):41.SUBin,HANGLijun,YANGTao,etal.Anovelsingle-stageisolatedsoft-switchingpowerfactorconverter[J].ProceedingsoftheCSEE,2008,28(3):41.朱良梅，孟濤，賁洪奇，等.基于無源無損緩沖方式的單級電流型全橋PFC電壓尖峰抑制策略(英文)[J].中國電機