數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng)：把基帶信號(hào)調(diào)制以后再進(jìn)行傳輸?shù)膫鬏斚到y(tǒng)。數(shù)字基帶通信系統(tǒng)：不經(jīng)調(diào)制解調(diào)直接傳送基帶信號(hào)，如：計(jì)算機(jī)局域網(wǎng)通信；中繼傳輸PCM信號(hào)。

數(shù)字基帶信號(hào)----未經(jīng)調(diào)制的數(shù)字信號(hào)，它所占據(jù)的頻譜是從零頻或很低頻率開(kāi)始的。數(shù)字通信系統(tǒng)信道

解調(diào)器調(diào)制器干擾與噪聲輸入基帶信號(hào)輸出基帶信號(hào)頻帶傳輸系統(tǒng)信道

接收濾波器

抽樣判決器信道信號(hào)形成器干擾與噪聲

輸入基帶脈沖

輸出基帶脈沖基帶傳輸系統(tǒng)結(jié)構(gòu)對(duì)輸入數(shù)據(jù)序列進(jìn)行碼型處理，使其適合于信道傳輸?shù)男枰?。接收信?hào)，排除信道噪聲和其他干擾對(duì)序列碼一個(gè)個(gè)地作出正確判決，恢復(fù)出基帶信號(hào)，以供信宿接收使用。7.1數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型7.3基帶信號(hào)傳輸與碼間干擾7.4無(wú)碼間干擾的基帶傳輸特性7.5基帶傳輸系統(tǒng)的抗噪聲性能7.6眼圖7.7部分響應(yīng)與時(shí)域均衡調(diào)整碼元同步近程數(shù)據(jù)通信中廣泛應(yīng)用，基帶傳輸方式有迅速發(fā)展的趨勢(shì)頻帶傳輸系統(tǒng)也存在基帶傳輸問(wèn)題任何一個(gè)線(xiàn)性調(diào)制頻帶系統(tǒng)總能用一個(gè)等效的基帶傳輸系統(tǒng)代替研究基帶傳輸系統(tǒng)的意義：7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性

為了分析消息在數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)中的傳輸過(guò)程，先分析數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性是必要的。數(shù)字基帶信號(hào)可以有很多種類(lèi)型。下面以矩形脈沖基帶信號(hào)為例，介紹幾種最基本的基帶信號(hào)碼波形。1.單極性碼波形2.雙極性碼波形3.單極性歸零碼波形4.雙極性歸零碼波形5.差分碼波形7.多元碼波形（多電平碼波形）最基本的矩形脈沖基帶信號(hào)碼波形7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性單極性碼波形是由0電平表示二進(jìn)制符號(hào)“0”，用正電位表示二進(jìn)制符號(hào)“1”。優(yōu)點(diǎn)：極性單一，易于用TTL、CMOS電路產(chǎn)生缺點(diǎn)：有直流分量適于近距離傳輸（如印制板內(nèi)或印制板間）使用。01011001+E0一、數(shù)字基帶信號(hào)1、單極性碼波形7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性雙極性碼波形是由正電平表示二進(jìn)制符號(hào)“1”、負(fù)電位表示二進(jìn)制符號(hào)“0”。特點(diǎn)：若符號(hào)“0”、“1”等概率出現(xiàn)，則系統(tǒng)沒(méi)有直流成分；接收端判決電平不受信道特性影響。在ITU-T的V系列接口標(biāo)準(zhǔn)和RS-232C接口標(biāo)準(zhǔn)中使用。01011001+E-E一、數(shù)字基帶信號(hào)2、雙極性碼波形7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性單極性歸零碼波形是用正向窄脈沖表示二進(jìn)制符號(hào)“1”，用0電平表示二進(jìn)制符號(hào)“0”。正向窄脈沖即是在碼元間隔時(shí)間內(nèi)電平上升為高電位后緊接著又返歸為零，窄脈沖寬度小于碼元的寬度。便于提取定時(shí)信息01011001+E0一、數(shù)字基帶信號(hào)3、單極性歸零碼波形7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性雙極性歸零碼波形是由正向窄脈沖表示二進(jìn)制符號(hào)“1”，負(fù)向窄脈沖表示二進(jìn)制符號(hào)“0”。正向窄脈沖和負(fù)向窄脈沖都在碼元間隔時(shí)間內(nèi)返歸到零。特點(diǎn)：直流分量?。槐阌谔崛《〞r(shí)01011001+E-E一、數(shù)字基帶信號(hào)4、雙極性歸零碼波形7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性差分碼波形是以相鄰碼元的電平變化來(lái)表示二進(jìn)制符號(hào)“1”，電平不變化表示二進(jìn)制符號(hào)“0”。（或反之）差分碼波形代表的信息符號(hào)僅與相鄰碼元的電位變化有關(guān)，而與電平的極性無(wú)關(guān)，所以稱(chēng)這種碼形為相對(duì)碼波形。01011001+E-E一、數(shù)字基帶信號(hào)5、差分碼波形7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性在一個(gè)碼元間隔時(shí)間內(nèi)信號(hào)電平可以是多個(gè)不同的電平，用于表示信息的多種不同符號(hào)或符號(hào)組合，可以達(dá)到更高速率的數(shù)據(jù)傳輸。001001111011000110+E-E+3E-3E一、數(shù)字基帶信號(hào)6、多元碼波形（多電平碼波形）7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性g(t)t矩形脈沖g(t)t三角形脈沖g(t)t升余弦脈沖g(t)t半余弦脈沖一、數(shù)字基帶信號(hào)基帶信號(hào)的單個(gè)碼元波形7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性一、數(shù)字基帶信號(hào)各碼元波形相同而電平值不同時(shí)，g

(t)表示某種波形，Ts表示碼元的時(shí)間寬度，an表示第n個(gè)信息符號(hào)對(duì)應(yīng)的電平值（0、1或-1、1）。7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性一般情況下，廣義平穩(wěn)過(guò)程，由相關(guān)函數(shù)求功率譜隨機(jī)過(guò)程功率譜的原始定義（本節(jié)方法）隨機(jī)序列譜分析方法二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性

通過(guò)頻譜特性分析，可以確定信號(hào)帶寬、明確信號(hào)譜中的直流分量、位定時(shí)分量、主瓣寬度、譜滾降衰減速度等，從而針對(duì)信號(hào)譜的特點(diǎn)選擇相匹配的信道，或者根據(jù)信道的特性選擇合適的信號(hào)形式。

由于數(shù)字基帶信號(hào)是一個(gè)隨機(jī)脈沖序列，沒(méi)有確定的頻譜函數(shù)，所以只能用功率譜來(lái)描述它的頻譜特性。二、基帶信號(hào)的頻譜特性g2(t＋4Ts)g1(t＋3Ts)g1(t＋2Ts)g2(t＋Ts)s(t)g1

(t)g2(t－Ts)g2(t－2Ts)tO－Ts2Ts2二進(jìn)制隨機(jī)脈沖序列的時(shí)域表達(dá)方法：7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性二、基帶信號(hào)的頻譜特性

根據(jù)信號(hào)分解理論，任何一個(gè)確知信號(hào)可以分解成直流分量與交流分量之和的形式。類(lèi)似的，對(duì)一個(gè)隨機(jī)信號(hào)可分解為平均分量與剩余分量之和的形式。7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性穩(wěn)態(tài)波交變波于是：穩(wěn)態(tài)波

由于v(t)在每個(gè)碼元內(nèi)的統(tǒng)計(jì)平均波形相同，故v(t)是以Ts為周期的周期信號(hào)。二、基帶信號(hào)的頻譜特性交變波7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性或者寫(xiě)成二、基帶信號(hào)的頻譜特性其中7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性顯然，u(t)是一個(gè)隨機(jī)脈沖序列1、求穩(wěn)態(tài)信號(hào)的功率譜密度二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性由于v(t)是以Ts為周期的周期信號(hào)，故：表示周期信號(hào)的頻譜，它是離散頻譜：

可以展成傅里葉級(jí)數(shù):二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性1、求穩(wěn)態(tài)信號(hào)的功率譜密度由于在（-Ts/2，Ts/2）范圍內(nèi)，二、基帶信號(hào)的頻譜特性1、求穩(wěn)態(tài)信號(hào)的功率譜密度只存在于（-Ts/2，Ts/2）范圍內(nèi)，所以上式的積分限可以改為從-

到

，因此7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性由于周期信號(hào)的離散功率譜密度：

注：穩(wěn)態(tài)波的功率譜是沖激強(qiáng)度取決于|Cm|的離散線(xiàn)譜，根據(jù)此譜可確定隨機(jī)序列是否包含直流分量和定時(shí)分量。二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性2、求交變信號(hào)的功率譜密度

二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性

由于是一個(gè)功率型的隨機(jī)脈沖序列，它的功率譜密度可采用截短函數(shù)和統(tǒng)計(jì)平均的方法來(lái)求。式中UT(f)－u(t)的截短函數(shù)uT(t)所對(duì)應(yīng)的頻譜函數(shù)；

E

－統(tǒng)計(jì)平均

T－截取時(shí)間，設(shè)T=(2N+1)Ts，N是足夠大的整數(shù)。此時(shí)，上式可以寫(xiě)成2、求交變信號(hào)的功率譜密度

二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性u(píng)T(t)的頻譜函數(shù)（注釋?zhuān)海┒?、基帶信?hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性2、求交變信號(hào)的功率譜密度二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性2、求交變信號(hào)的功率譜密度故：

現(xiàn)在要求

，

其中二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性2、求交變信號(hào)的功率譜密度現(xiàn)在要求

，

其中二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性的統(tǒng)計(jì)平均值僅在m=n時(shí)存在，故有2、求交變信號(hào)的功率譜密度所以二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性2、求交變信號(hào)的功率譜密度3、求二進(jìn)制隨機(jī)脈沖序列的功率譜密度二進(jìn)制隨機(jī)脈沖序列其雙邊功率譜密度：

，是交變波與穩(wěn)態(tài)波之和，連續(xù)譜離散譜二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性寫(xiě)成單邊的功率譜密度：二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性討論：二進(jìn)制隨機(jī)脈沖序列的功率譜Ps(f)可能包含連續(xù)譜（第一項(xiàng)）和離散譜（第二項(xiàng)）。連續(xù)譜總是存在的，這是因?yàn)榇頂?shù)據(jù)信息的g1(t)和g2(t)波形不能完全相同，故有G1(f)≠G2(f)。譜的形狀取決于g1(t)和g2(t)的頻譜以及出現(xiàn)的概率P。離散譜是否存在，取決于g1(t)和g2(t)的波形及其出現(xiàn)的概率P。一般情況下，它也總是存在的，但對(duì)于雙極性信號(hào)g1(t)=-g2(t)=g(t)，且概率P=1/2（等概）時(shí)，則沒(méi)有離散分量

(f-mfs)。根據(jù)離散譜可以確定隨機(jī)序列是否有直流分量和定時(shí)分量。【解】對(duì)于單極性波形：若設(shè)g1(t)=0，g2(t)=g(t)，將其代入下式二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性【例6-1】求單極性NRZ和RZ矩形脈沖序列的功率譜?？傻玫接善錁?gòu)成的隨機(jī)脈沖序列的雙邊功率譜密度為當(dāng)P=1/2時(shí)，上式簡(jiǎn)化為討論：若表示“1”碼的波形g2(t)=g(t)為不歸零（NRZ）矩形脈沖，即二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性其頻譜函數(shù)為當(dāng)f=mfs

時(shí)：若m=0，G(0)=Ts

，Sa(0)

0，有直流分量。 若m為不等于零的整數(shù)， 頻譜Ps(f)中離散譜為零，因而無(wú)定時(shí)分量。二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性這時(shí)若表示“1”碼的波形g2(t)=g(t)為半占空歸零矩形脈沖，即脈沖寬度

=Ts/2時(shí)，其頻譜函數(shù)為二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性當(dāng)f=mfs

時(shí)：若m=0，G(0)=TsSa(0)/2

0，故功率譜Ps(f)中有直流分量。若m為奇數(shù)，此時(shí)有離散譜，因而有定時(shí)分量（m=1時(shí))若m為偶數(shù)，此時(shí)無(wú)離散譜單極性信號(hào)的功率譜密度分別如圖中的實(shí)線(xiàn)和虛線(xiàn)所示二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性功率譜Ps(f)變成二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性【例6-2】求雙極性NRZ和RZ矩形脈沖序列的功率譜?！窘狻繉?duì)于雙極性波形：若設(shè)g1(t)=-g2(t)=g(t)，則由式可得當(dāng)P=1/2時(shí)，上式變?yōu)殡p極性信號(hào)的功率譜密度曲線(xiàn)如圖中的實(shí)線(xiàn)和虛線(xiàn)所示討論：若g(t)是高度為1的NRZ矩形脈沖，那么上式可寫(xiě)成若g(t)是高度為1的半占空RZ矩形脈沖，則有二、基帶信號(hào)的頻譜特性7.1

數(shù)字基帶信號(hào)及其頻譜特性從以上兩例可以看出：二進(jìn)制基帶信號(hào)的帶寬主要依賴(lài)單個(gè)碼元波形的頻譜函數(shù)G1(f)和G2(f)。時(shí)間波形的占空比越小，占用頻帶越寬。若以譜的第1個(gè)零點(diǎn)計(jì)算，NRZ(

=Ts)基帶信號(hào)的帶寬為BS=1/=fs

；RZ(

=Ts/2)基帶信號(hào)的帶寬為BS=1/=2fs。其中fs

=1/Ts，是位定時(shí)信號(hào)的頻率，它在數(shù)值上與碼元速率RB相等。單極性基帶信號(hào)是否存在離散線(xiàn)譜取決于矩形脈沖的占空比。單極性NRZ信號(hào)中沒(méi)有定時(shí)分量，若想獲取定時(shí)分量，要進(jìn)行波形變換；單極性RZ信號(hào)中含有定時(shí)分量，可以直接提取它?！?”、“1”等概的雙極性信號(hào)沒(méi)有離散譜，也就是說(shuō)沒(méi)有直流分量和定時(shí)分量?；鶐盘?hào)是代碼的一種電表示形式。在實(shí)際的基帶傳輸系統(tǒng)中，并不是所有的基帶電波形都能在信道中傳輸。對(duì)傳輸用的基帶信號(hào)的主要要求有兩點(diǎn)：（1）對(duì)各種代碼的要求，期望將原始信息符號(hào)編制成適合于傳輸用的碼型（傳輸碼型的選擇）；（2）對(duì)所選碼型的電波形要求，期望電波形適宜于在信道中傳輸（基帶脈沖的選擇）。7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型

傳輸碼（又稱(chēng)線(xiàn)路碼）的結(jié)構(gòu)將取決于實(shí)際信道特性和系統(tǒng)工作的條件。在較為復(fù)雜的基帶傳輸系統(tǒng)中，傳輸碼的結(jié)構(gòu)應(yīng)具有下列主要特性：（1）接收端能從碼型對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)中提取定時(shí)信號(hào)；（2）碼型所對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)無(wú)直流成分和只有很小的低頻成分；（3）碼型能同時(shí)適應(yīng)不同統(tǒng)計(jì)特性的信息源；（4）碼型的傳輸效率應(yīng)盡可能地高（帶寬?。?；（5）碼型結(jié)構(gòu)含有內(nèi)在的檢錯(cuò)能力。（6）編譯碼簡(jiǎn)單。一、傳輸碼的碼型選擇原則7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型1.AMI碼2.HDB3碼3.雙相碼4.差分雙相碼5.密勒碼7.CMI碼7.nBmB碼二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型AMI(AlternateMarkInversion)碼在將信息碼編成傳輸碼時(shí)遵循以下規(guī)則：原信息碼的“0”仍編為傳輸碼的0；原信息碼的“1”在編為傳輸碼時(shí)，交替地變換為+1，-1，+1，-1，…。AMI碼型對(duì)應(yīng)的信號(hào)序列無(wú)直流成分，比較適宜于在信道中傳輸；同時(shí)編譯碼關(guān)系簡(jiǎn)單，誤碼容易分辨；便于提取定時(shí)。AMI的缺點(diǎn)在于，當(dāng)出現(xiàn)長(zhǎng)的連0串時(shí)不利于提取定時(shí)信號(hào)。1.傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼（AMI碼）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型信息碼序列：010010001101…AMI碼：0+100-1000+1-10+1…信息碼：010010000100001100001…AMI碼：0+100-10000+10000–1+10000-1…由AMI碼的編碼規(guī)則看出，它已從一個(gè)二進(jìn)制符號(hào)序列變成了一個(gè)三進(jìn)制符號(hào)序列。一個(gè)二進(jìn)制符號(hào)變換成一個(gè)三進(jìn)制符號(hào)所構(gòu)成的碼稱(chēng)為1B/1T碼型。例5.3-1AMI編碼1.傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼（AMI碼）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型HDB3是改進(jìn)的AMI碼，它克服了AMI碼的缺陷而保留了其合理性能。被CCITT推薦使用。編碼規(guī)則：（1）檢查消息碼中“0”的個(gè)數(shù)。當(dāng)連“0”數(shù)目小于等于3時(shí)，HDB3碼與AMI碼一樣，+1與-1交替；（2）連“0”數(shù)目超過(guò)3時(shí)，將每4個(gè)連“0”化作一小節(jié)，定義為B00V，稱(chēng)為破壞節(jié)，其中V稱(chēng)為破壞脈沖，而B(niǎo)稱(chēng)為調(diào)節(jié)脈沖；2.三階高密度雙極性碼（HDB3碼）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型編碼規(guī)則：（3）V與前一個(gè)相鄰的非“0”脈沖的極性相同(這破壞了極性交替的規(guī)則，所以V稱(chēng)為破壞脈沖)，并且要求相鄰的V碼之間極性必須交替。V的取值為+1或-1；（4）B的取值可選0、+1或-1，以使V同時(shí)滿(mǎn)足（3）中的兩個(gè)要求；（5）V碼后面的傳號(hào)碼極性也要交替。2.三階高密度雙極性碼（HDB3碼）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型例5.3-2HDB3編碼消息碼：10000100001100000000l1AMI碼：-10000+10000-1+100000000-1+1HDB碼：-1000–V+1000+V-1+1-B00–V+B00+V-l其中的

V脈沖和

B脈沖與

1脈沖波形相同，用V或B符號(hào)表示的目的是為了示意該非“0”碼是由原信碼的“0”變換而來(lái)的。編碼復(fù)雜，譯碼簡(jiǎn)單無(wú)直流，便于提取定時(shí)（該特性與信息源的統(tǒng)計(jì)特性無(wú)關(guān)）2.三階高密度雙極性碼（HDB3碼）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型雙相碼又稱(chēng)曼徹斯特碼（ManchesterCode）。采用雙相碼編碼時(shí)，將原始序列中的符號(hào)“0”編成01，將符號(hào)“1”編成10。01與10可以看做是相位相反的兩組方波。3.雙相碼（BiphaseCode）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型

原始代碼

0

1

1

0

1

1

0

0

1

雙相碼011010011010010110例5.3-4雙相碼編碼及波形0110110013.雙相碼（BiphaseCode）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型雙相碼的優(yōu)點(diǎn)是只使用兩種電平，編碼簡(jiǎn)單，無(wú)直流漂移，容易提取定時(shí)信息。其缺點(diǎn)是原來(lái)的每位符號(hào)變成了兩位符號(hào)，要求系統(tǒng)提供的帶寬應(yīng)增加1倍。適于近距離數(shù)據(jù)通信（例如局域網(wǎng)）差分曼徹斯特(DifferentialManchester)碼是用碼元的起始位置有無(wú)跳變來(lái)分別表示信息碼的“0”或“1”。其編碼規(guī)則是：“1”用碼元起始無(wú)電平跳變表示；“0”用碼元起始有電平跳變表示；在碼元中間總有電平跳變。在10M以太網(wǎng)中使用該碼型。4.差分雙相碼（BiphaseCode）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型011011001曼徹斯特碼差分曼徹斯特碼例5.3-5“1”用碼元起始無(wú)電平跳變表示；“0”用碼元起始有電平跳變表示；4.差分雙相碼（BiphaseCode）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型Miller碼也稱(chēng)延遲調(diào)制碼，是一種變形雙相碼。編碼時(shí)，對(duì)原始符號(hào)“1”碼元起始不躍變，中心點(diǎn)出現(xiàn)躍變來(lái)表示，即用10或01表示。對(duì)原始符號(hào)“0”則分成單個(gè)“0”還是連續(xù)“0”予以不同處理；單個(gè)“0”時(shí)，保持0前的電平不變，即在碼元邊界處電平不躍變，在碼元中間點(diǎn)電平也不躍變；對(duì)于連續(xù)“0”，則使連續(xù)兩個(gè)“0”的邊界處發(fā)生電平躍變。密勒碼可由雙相碼的下降沿去觸發(fā)雙穩(wěn)電路產(chǎn)生。密勒碼最初用于氣象衛(wèi)星和磁記錄，現(xiàn)在也用于低速基帶數(shù)傳機(jī)中。5、密勒碼（Miller碼）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型011011001曼徹斯特碼密勒碼例5.3-65、密勒碼（Miller碼）二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型由于光通信中不存在負(fù)光脈沖，所以不存在AMI碼，必須通過(guò)碼型變換變?yōu)閭坞p極性碼，相當(dāng)于AMI的單極性碼。常用的偽雙極性碼有CMI碼和DMI碼。

CMI碼的編碼規(guī)則是：對(duì)符號(hào)“1”用11和00交替表示，對(duì)符號(hào)“0”用01表示。

DMI碼的編碼規(guī)則是：對(duì)符號(hào)“1”用11和00交替表示，對(duì)符號(hào)“0”用01和10交替表示。CMI碼易于實(shí)現(xiàn)，有豐富的定時(shí)信息。被CCITT推薦為PCM四次群接口的碼型。7.偽雙極性碼二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型

信息源碼

0

1

1

0

1

1

0

0

1AMI碼

0

+

-

0

+

-

0

0

+CMI碼011100011100010111DMI碼011100101100100111例5.3-7AMI、CMI、DMI編碼7.偽雙極性碼二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型011011001AMI、CMI、DMI編碼波形7.偽雙極性碼二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型采用nBmB碼編碼時(shí)先把原始符號(hào)序列分為n位一組，再對(duì)該組編成m位的傳輸碼，且m>n。其特點(diǎn)是可從2m種碼組中選出部分性能好的碼組與2n種碼組對(duì)應(yīng)編碼，獲得較好的特性。一般常選擇m=n+1。常用的nBmB碼類(lèi)型有：1B2B碼、2B3B碼、3B4B碼、5B6B碼、5B7B碼、6B8B碼、7B8B碼等。優(yōu)缺點(diǎn)：提供了良好的同步和檢錯(cuò)功能（如果接收端出現(xiàn)了禁用碼組，則表明傳輸過(guò)程中出現(xiàn)誤碼），但帶寬增大。雙相碼、密勒碼和CMI碼都可看作lB2B碼。nBmB碼二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型7.塊編碼：利用冗余來(lái)確保同步和檢錯(cuò)的方法。將n個(gè)二進(jìn)制碼變換成m個(gè)三進(jìn)制碼的新碼組，且m<n。例：4B3T碼，它把4個(gè)二進(jìn)制碼變換成3個(gè)三進(jìn)制碼。顯然，在相同的碼速率下，4B3T碼的信息容量大于1B1T，因而可提高頻帶利用率。4B3T、8B6T碼適于較高速率的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，如高次群同軸電纜傳輸系統(tǒng)。nBmT碼二、常見(jiàn)的傳輸碼型：7.2基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型7.塊編碼：利用冗余來(lái)確保同步和檢錯(cuò)的方法。7.3數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_一、數(shù)字基帶信號(hào)傳輸系統(tǒng)組成基帶傳輸系統(tǒng)結(jié)構(gòu)壓縮輸入信號(hào)頻帶，把傳輸碼變換成適于信道傳輸?shù)幕鶐盘?hào)波形。信道的傳輸特性一般不滿(mǎn)足無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件，會(huì)引起傳輸波形的失真。接收信號(hào)，濾除信道噪聲和其他干擾，對(duì)信道特性進(jìn)行均衡。抽樣判決，以恢復(fù)或再生基帶信號(hào)從接收信號(hào)中提取定時(shí)脈沖7.3數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_輸入信號(hào)碼型變換后傳輸?shù)牟ㄐ涡诺垒敵鼋邮諡V波輸出位定時(shí)脈沖恢復(fù)的信息錯(cuò)誤碼元基帶系統(tǒng)的各點(diǎn)波形示意圖7.3數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_一、數(shù)字基帶信號(hào)傳輸系統(tǒng)組成碼間串?dāng)_兩種誤碼原因：碼間串?dāng)_信道加性噪聲碼間串?dāng)_原因：系統(tǒng)傳輸總特性不理想，導(dǎo)致前后碼元的波形畸變并使前面波形出現(xiàn)很長(zhǎng)的拖尾，從而對(duì)當(dāng)前碼元的判決造成干擾。碼間串?dāng)_會(huì)造成錯(cuò)誤判決7.3數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_二、數(shù)字基帶信號(hào)傳輸?shù)亩糠治?/p>

接收濾波器識(shí)別電路

發(fā)送濾波器傳輸信道GR(ω)GT(ω)C

(ω)n(t){an}{an′}d(t)s(t)r(t){an}為發(fā)送的符號(hào)序列，取值為0、1或-1、+1。其對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)表示成

基帶系統(tǒng)模型：7.3數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_二、數(shù)字基帶信號(hào)傳輸?shù)亩糠治霭l(fā)送濾波器輸出信號(hào)（沖激響應(yīng)）：7.3數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_二、數(shù)字基帶信號(hào)傳輸?shù)亩糠治龅趉個(gè)接收碼元波形的抽樣值，它是確定ak

的依據(jù)。除第k個(gè)碼元以外的其它碼元波形在第k個(gè)抽樣時(shí)刻上的總和（碼間串?dāng)_）。通常是一個(gè)隨機(jī)變量。輸出噪聲在抽樣瞬間的值，它是一種隨機(jī)干擾。對(duì)第k個(gè)接收基本波形在kTs+t0抽樣時(shí)刻上的取值而言，除第k個(gè)以外的所有基本波形在該時(shí)刻上的取值總和（代數(shù)和）∑anh(kTs+t0-nTs)，稱(chēng)為對(duì)第k個(gè)接收波形的碼間干擾值。而噪聲n(t)在其上產(chǎn)生的疊加值nR(kTs+t0)稱(chēng)為隨機(jī)干擾（或隨機(jī)噪聲）。由于碼間干擾和隨機(jī)干擾的存在，可能導(dǎo)致接收信號(hào)的判決錯(cuò)誤。碼間干擾和隨機(jī)干擾7.3數(shù)字基帶信號(hào)傳輸與碼間串?dāng)_二、數(shù)字基帶信號(hào)傳輸?shù)亩糠治?.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性若要獲得性能良好的基帶傳輸系統(tǒng)，則必須使碼間干擾和噪聲的綜合影響足夠小，使系統(tǒng)總的誤碼率達(dá)到規(guī)定要求。碼間串?dāng)_的大小取決于an和系統(tǒng)輸出波形h(t)在抽樣時(shí)刻上的取值。an是以某種概率隨機(jī)取值的。而h(t)僅依賴(lài)于發(fā)送濾波器至接收濾波器的傳輸特性H(ω)。

H(ω)=GT(ω)C(ω)GR(ω)暫先不考慮噪聲的影響，而僅從抗碼間干擾的角度來(lái)研究基帶傳輸特性。一、消除碼間串?dāng)_的基本思想7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性若想消除碼間串?dāng)_，應(yīng)使

由于an是隨機(jī)的，要想通過(guò)各項(xiàng)相互抵消使碼間串?dāng)_為0是不行的，這就需要對(duì)h(t)的波形提出要求。一、消除碼間串?dāng)_的基本思想7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性h(t)在Ts內(nèi)就衰減到零，可以消除碼間干擾，但是實(shí)際難做到。若讓h[(k-n)Ts+t0]在Ts+t0

、2Ts+t0等后面碼元抽樣判決時(shí)刻上正好為0，也可以消除碼間串?dāng)_。形成濾波器由發(fā)送濾波器、傳輸信道、接收濾波器串聯(lián)構(gòu)成。

h(t)=1/(2π)∫∞-∞H(ω)ejωtdω形成濾波器

H(ω)識(shí)別電路∑anδ(t-nTs)∑anh(t-nTs){an′}nn二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性1.時(shí)域條件如上所述，只要基帶傳輸系統(tǒng)的沖激響應(yīng)波形h(t)僅在本碼元的抽樣時(shí)刻上有最大值，并在其他碼元的抽樣時(shí)刻上均為0，則可消除碼間串?dāng)_。也就是說(shuō)，若對(duì)h(t)在時(shí)刻t=kTs（這里假設(shè)信道和接收濾波器所造成的延遲t0=0）抽樣，則應(yīng)有下式成立-3Ts-Ts0Ts2Ts4Tsth(t)1二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性對(duì)h(kTs)的變換將h(kTs)的積分區(qū)間以2π/Ts為周期進(jìn)行分割，得到2.頻域條件二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性2.頻域條件二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性對(duì)比兩式：奈奎斯特第一準(zhǔn)則2.頻域條件二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性若：系統(tǒng)傳輸速率RB=1/Ts波特；系統(tǒng)波形形成濾波器滿(mǎn)足：

∑H(ω+2iπ/Ts)=常量，︱ω︱≤π/Ts系統(tǒng)接收端以T=Ts的間隔在接收濾波器的輸出脈沖響應(yīng)的最大值處取樣。則：傳輸系統(tǒng)可以做到無(wú)碼間干擾傳輸。奈奎斯特第一準(zhǔn)則的物理意義：2.頻域條件二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性無(wú)碼間干擾傳輸特性，是在一定波特率下的條件下！否則無(wú)意義！奈奎斯特第一準(zhǔn)則的幾何意義：無(wú)論什么傳遞函數(shù)，只要將H(w)移位2iπ/Ts然后疊加，只要能在(-π/Ts,π/Ts)區(qū)間上疊加出常數(shù)，那么該傳遞函數(shù)形成的傳輸波形將可能無(wú)碼間干擾。滿(mǎn)足該條件的傳遞函數(shù)稱(chēng)為等效奈奎斯特傳遞函數(shù)。又可以寫(xiě)成:2.頻域條件二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性疊加的理想濾波特性2.頻域條件二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性等效奈氏傳遞函數(shù)的帶寬大于π/Ts

，一般小于2π/Ts

。例如：三角型形成濾波器-3Ts-Ts0Ts2Ts4Tsth(t)1H(ω)-2π/Ts02π/Tsω1/Ts2.頻域條件二、無(wú)碼間串?dāng)_的條件7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性思考題(P173圖P6-11）：當(dāng)發(fā)送速率為2/Ts時(shí)，以下傳輸特性的基帶系統(tǒng)能否實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間干擾？7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性-3Ts-Ts0Ts2Ts4Tsth(t)1H(ω)-π/Ts0π/TsωTs1.理想低通型傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性沖激序列通過(guò)理想低通型基帶傳輸系統(tǒng)后的響應(yīng)：1001101101.理想低通型傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性系統(tǒng)最高頻帶利用率：設(shè)基帶傳輸系統(tǒng)的帶寬為WHz（截止頻率），則該系統(tǒng)無(wú)碼間干擾時(shí)最高的傳輸速率為2W（波特）。這個(gè)傳輸速率通常稱(chēng)為奈奎斯特速率。-3Ts-Ts0Ts2Ts4Tsth(t)1H(ω)-π/Tsπ/TsωTs1.理想低通型傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性

優(yōu)點(diǎn)：達(dá)到極限頻帶利用率；缺點(diǎn)：這種特性（理想低通）在物理上是無(wú)法實(shí)現(xiàn)的；

h(t)的振蕩衰減慢，使之對(duì)定時(shí)精度要求很高。故不能實(shí)用。1.理想低通型傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性-3Ts-Ts0Ts2Ts4Tsth(t)12.余弦滾降基帶傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性

為了解決理想低通特性存在的問(wèn)題，可以使理想低通濾波器特性的邊沿緩慢下降，這稱(chēng)為“滾降”。奇對(duì)稱(chēng)的余弦滾降特性

一種常用的滾降特性是余弦滾降特性。只要H(

)在滾降段中心頻率處（與奈奎斯特帶寬相對(duì)應(yīng)）呈奇對(duì)稱(chēng)的振幅特性，就可以滿(mǎn)足奈奎斯特第一準(zhǔn)則，實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間串?dāng)_傳輸。2.余弦滾降基帶傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性fN

－奈奎斯特帶寬f

－超出奈奎斯特帶寬的擴(kuò)展量余弦滾降系統(tǒng)(a)傳輸特性;（b）沖激響應(yīng)2.余弦滾降基帶傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性滾降系數(shù)

越大，h(t)的拖尾衰減越快滾降使帶寬增大為2.余弦滾降基帶傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性H(ω)Ts0-2π/Ts2π/Tsω2.余弦滾降基帶傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性當(dāng)

=0時(shí)，即為前面所述的理想低通系統(tǒng)；當(dāng)

=1時(shí)，即為升余弦頻譜特性，這時(shí)H(

)可表示為2.余弦滾降基帶傳輸特性三、無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性設(shè)計(jì)7.4無(wú)碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性

由上式可知，

＝1的升余弦滾降特性的h(t)滿(mǎn)足抽樣值上無(wú)串?dāng)_的傳輸條件，且各抽樣值之間又增加了一個(gè)零點(diǎn)，而且它的尾部衰減較快(與t2

成反比)，這有利于減小碼間串?dāng)_和位定時(shí)誤差的影響。但這種系統(tǒng)所占頻帶最寬，是理想低通系統(tǒng)的2倍，因而頻帶利用率為1波特/赫，是二進(jìn)制基帶系統(tǒng)最高利用率的一半。應(yīng)當(dāng)指出，在以上討論中并沒(méi)有涉及H(

)的相移特性。實(shí)際上它的相移特性一般不為零，故需要加以考慮。然而，在推導(dǎo)奈奎斯特第一準(zhǔn)則公式的過(guò)程中，我們并沒(méi)有指定H(

)是實(shí)函數(shù)，所以，該公式對(duì)于一般特性的H(

)均適用。7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能碼間串?dāng)_和信道噪聲是影響接收端正確判決而造成誤碼的兩個(gè)因素。上節(jié)討論了不考慮噪聲影響時(shí)，能夠消除碼間串?dāng)_的基帶傳輸特性。本節(jié)來(lái)討論在無(wú)碼間串?dāng)_的條件下，噪聲對(duì)基帶信號(hào)傳輸?shù)挠绊?，即?jì)算噪聲引起的誤碼率。7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能n(t)－加性高斯白噪聲，均值為0，雙邊功率譜密度為n0/2。因?yàn)榻邮諡V波器是一個(gè)線(xiàn)性網(wǎng)絡(luò)，故判決電路輸入噪聲nR(t)也是均值為0的平穩(wěn)高斯噪聲，且它的功率譜密度Pn(f)為分析模型7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能nR(t)的方差故nR(t)是均值為0、方差為

2的高斯噪聲，因此它的瞬時(shí)值的統(tǒng)計(jì)特性可用下述一維概率密度函數(shù)描述式中，V

－噪聲的瞬時(shí)取值nR(kTs)。7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能一、二進(jìn)制雙極性基帶系統(tǒng)設(shè)：二進(jìn)制雙極性信號(hào)在抽樣時(shí)刻的電平取值為+A或-A（分別對(duì)應(yīng)信碼“1”或“0”）,則在一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間內(nèi)，抽樣判決器輸入端的(信號(hào)+噪聲)波形x(t)在抽樣時(shí)刻的取值為由于7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能一、二進(jìn)制雙極性基帶系統(tǒng)當(dāng)發(fā)送“0”時(shí)，x(t)=-A+nR(t)的一維概率密度函數(shù)為當(dāng)發(fā)送“1”時(shí)，x(t)=A+nR(t)的一維概率密度函數(shù)為x(t)的概率密度曲線(xiàn)

7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能一、二進(jìn)制雙極性基帶系統(tǒng)對(duì)“1”

x＜Vd,判為“0”(正確)

x＞Vd,判為“1”(錯(cuò)誤)對(duì)“0”

這時(shí)，在-A到+A之間選擇一個(gè)適當(dāng)?shù)碾娖絍d作為判決門(mén)限，根據(jù)判決規(guī)則將會(huì)出現(xiàn)以下幾種情況：

x＞Vd,判為“1”(正確)

x＜Vd,判為“0”(錯(cuò)誤)可見(jiàn)，在二進(jìn)制基帶信號(hào)傳輸過(guò)程中，噪聲會(huì)引起兩種誤碼概率：

(1)發(fā)“1”錯(cuò)判為“0”的概率P(0/1)：(2)發(fā)“0”錯(cuò)判為“1”的概率P(1/0)：7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能一、二進(jìn)制雙極性基帶系統(tǒng)=

若發(fā)送“1”碼的概率為P(1)，發(fā)送“0”碼的概率為P(0)，則基帶傳輸系統(tǒng)總的誤碼率可表示為

Pe=P(1)P(0/1)+P(0)P(1/0)

可以看出，誤碼率與P(1)，P(0)，f0(x),f1(x)和Vd有關(guān),而f0(x)和f1(x)又與信號(hào)的峰值A(chǔ)和噪聲功率σ2n有關(guān)。通常P(1)和P(0)是給定的，因此誤碼率最終由A、σ2n和Vd決定。在A和σ2n一定的條件下，可以找到一個(gè)使誤碼率最小的判決門(mén)限電平，這個(gè)門(mén)限電平稱(chēng)為最佳門(mén)限電平。若令

7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能一、二進(jìn)制雙極性基帶系統(tǒng)則可求得最佳門(mén)限電平當(dāng)P(1)=P(0)=1/2時(shí)，

V*d=0這時(shí),基帶傳輸系統(tǒng)總誤碼率為

從該式可見(jiàn),在發(fā)送概率相等，且在最佳門(mén)限電平下，系統(tǒng)的總誤碼率僅依賴(lài)于信號(hào)峰值A(chǔ)與噪聲均方根值σn的比值,而與采用什么樣的信號(hào)形式無(wú)關(guān)(當(dāng)然,這里的信號(hào)形式必須是能夠消除碼間干擾的)。若比值A(chǔ)/σn越大，則Pe就越小。7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能一、二進(jìn)制雙極性基帶系統(tǒng)對(duì)于單極性信號(hào),電平取值為+A（對(duì)應(yīng)“1”碼）或0（對(duì)應(yīng)“0”碼）。因此，在發(fā)“0”碼時(shí)，只需將f0(x)曲線(xiàn)的分布中心由-A移到0即可。這時(shí)的最佳門(mén)限和誤碼率公式將分別變成

式中，A是單極性基帶波形的峰值。

7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能二、二進(jìn)制單極性基帶系統(tǒng)

比較可見(jiàn)，在單極性與雙極性基帶信號(hào)的峰值A(chǔ)相等、噪聲均方根值σn也相同時(shí)，單極性基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能不如雙極性基帶系統(tǒng)。此外，在等概條件下，單極性的最佳判決門(mén)限電平為A/2，當(dāng)信道特性發(fā)生變化時(shí)，信號(hào)幅度A將隨著變化，故判決門(mén)限電平也隨之改變，而不能保持最佳狀態(tài)，從而導(dǎo)致誤碼率增大。而雙極性的最佳判決門(mén)限電平為0，與信號(hào)幅度無(wú)關(guān)，因而不隨信道特性變化而變，故能保持最佳狀態(tài)。因此，基帶系統(tǒng)多采用雙極性信號(hào)進(jìn)行傳輸。7.5基帶系統(tǒng)的抗噪聲性能7.6眼圖一個(gè)實(shí)際的基帶傳輸系統(tǒng)，盡管經(jīng)過(guò)了十分精心的設(shè)計(jì)，但受濾波器設(shè)計(jì)誤差和信道特性變化的影響,要使其傳輸特性完全符合理想情況是困難的，甚至是不可能的。因此，碼間干擾也就不可能完全避免。在碼間干擾和噪聲同時(shí)存在的情況下，系統(tǒng)性能的定量分析，就是想得到一個(gè)近似的結(jié)果都是非常繁雜的。眼圖是一種能夠利用實(shí)驗(yàn)手段方便地估計(jì)系統(tǒng)性能的一種方法。

眼圖是指利用示波器觀察接收端的基帶信號(hào)波形，從而估計(jì)和調(diào)整系統(tǒng)性能的一種方法。觀察眼圖的方法是：用一個(gè)示波器跨接在接收濾波器的輸出端,然后調(diào)整示波器水平掃描周期,使其與接收碼元的周期同步。此時(shí)可以從示波器顯示的圖形上,觀察出碼間干擾和噪聲的影響,從而估計(jì)系統(tǒng)性能的優(yōu)劣程度。在傳輸二進(jìn)制信號(hào)波形時(shí),示波器顯示的圖形很像人的眼睛，故名“眼圖”。7.6眼圖基帶信號(hào)波形及眼圖7.6眼圖眼圖的模型7.6眼圖眼圖的意義：1.最佳抽樣時(shí)刻應(yīng)是“眼睛”張開(kāi)最大的時(shí)刻；2.對(duì)定時(shí)誤差的靈敏度可同眼圖的斜邊斜率決定，斜率越陡，對(duì)定時(shí)誤差就越靈敏；3.圖的陰影區(qū)的垂直高度表示信號(hào)幅度畸變范圍；4.圖中央的橫軸位置應(yīng)對(duì)應(yīng)判決門(mén)限電平；5.在抽樣時(shí)刻上，上下兩陰影區(qū)的間隔距離之半為噪聲的容限（或稱(chēng)噪聲邊際），即若噪聲瞬時(shí)值超過(guò)這個(gè)容限，則就可能發(fā)生錯(cuò)誤判決。7.6眼圖眼圖的照片：7.6眼圖圖(a)是在幾乎無(wú)噪聲和無(wú)碼間干擾下得到的,圖(b)則是在一定噪聲和碼間干擾下得到的。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡部分響應(yīng)技術(shù)在物理可實(shí)現(xiàn)的條件下可以提高基帶系統(tǒng)的頻帶利用率，達(dá)到理論上的極限值2B/Hz。時(shí)域均衡技術(shù)是減小碼間干擾的一種技術(shù)。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡理想低通系統(tǒng)頻帶利用率高，能達(dá)到極限最大值；但是定時(shí)要求嚴(yán)格，也不能物理實(shí)現(xiàn)。余弦滾降低通傳輸特性尾巴衰減快、定時(shí)要求低，但是頻帶利用率低。有控制地在某些碼元的抽樣時(shí)刻引入碼間干擾，而在其余碼元的抽樣時(shí)刻無(wú)碼間干擾，那么就能使頻率帶利用率提高到理論上的最大值，同時(shí)又可以降低對(duì)定時(shí)精度的要求。通常把這種波形稱(chēng)這部分響應(yīng)波形。利用部分響應(yīng)波形進(jìn)行傳送的基帶傳輸系統(tǒng)稱(chēng)為部分響應(yīng)系統(tǒng)。(Nyquist第二準(zhǔn)則)部分響應(yīng)系統(tǒng)其實(shí)就是一種特殊的利用碼間干擾的基帶系統(tǒng)。一、部分響應(yīng)系統(tǒng)

觀察sinx/x波形，我們發(fā)現(xiàn)相距一個(gè)碼元間隔的兩個(gè)sinx/x波形的“拖尾”剛好正負(fù)相反，利用這樣的波形組合肯定可以構(gòu)成“拖尾”衰減很快的脈沖波形。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)1.第Ⅰ類(lèi)部分響應(yīng)波形

根據(jù)這一思路，我們可用兩個(gè)間隔為一個(gè)碼元長(zhǎng)度Ts的sinx/x的合成波形來(lái)代替sinx/x。g(0)=4/π;g(±Ts/2)=1;g(kTs/2)=0,k=±3,±5,…7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)1.第Ⅰ類(lèi)部分響應(yīng)波形TB-5Ts–3Ts–Ts0Ts3Ts5Tstg(0)=1;g(Ts)=1;g(kTs)=0,k<>17.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)1.第Ⅰ類(lèi)部分響應(yīng)波形

如果用部分響應(yīng)波形作為傳送信號(hào)的波形，且發(fā)送碼元間隔為T(mén)s，則在抽樣時(shí)刻上僅發(fā)生前一碼元對(duì)本碼元抽樣值的干擾，而與其他碼元不發(fā)生串?dāng)_。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)1.第Ⅰ類(lèi)部分響應(yīng)波形

表面上看，由于前后碼元的串?dāng)_很大，似乎無(wú)法按1／Ts的速率進(jìn)行傳送。但由于這種“串?dāng)_”是確定的，在接收端可以消除掉，故仍可按1／Ts傳輸速率傳送碼元。這是Nyquist第二準(zhǔn)則。頻域特性：7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)1.第Ⅰ類(lèi)部分響應(yīng)波形這是一種余弦型濾波器,帶寬為B=1/2Ts(Hz)，與理想矩形濾波器的相同。頻帶利用率為達(dá)到了基帶系統(tǒng)在傳輸二進(jìn)制序列時(shí)的理論極限值。

設(shè)輸入的二進(jìn)制碼元序列為{ak}，并設(shè)ak的取值為+1及-1。當(dāng)發(fā)送碼元ak時(shí)，接收波形g(t)在第k個(gè)時(shí)刻上獲得的樣值Ck應(yīng)是ak與前一碼元在第k個(gè)時(shí)刻上留下的串?dāng)_值之和，即

Ck=ak+ak-1

由于串?dāng)_值和信碼抽樣值幅度相等，因此Ck將可能有-2、0、+2三種取值。如果ak-1已經(jīng)判定，則接收端可根據(jù)收到的Ck減去ak-1便可得到ak的取值，即

ak=Ck-ak-1但是這種傳輸會(huì)存在錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)2.部分響應(yīng)系統(tǒng)通信過(guò)程7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)例如：輸入信碼10110001011發(fā)送端{(lán)ak}+1–1+1+1–1–1–1+1–1+1+1正確收{(diào)Ck}00+20–2–2000+2錯(cuò)誤收{(diào)Ck

}00+20–20

000+2恢復(fù)的{ak

}+1–1+1+1–1–1+1–1+1–1+3由上例可見(jiàn)，自{Ck

}出現(xiàn)錯(cuò)誤之后，接收端恢復(fù)出來(lái)的{ak

}全部是錯(cuò)誤的。此外，在接收端恢復(fù){ak

}時(shí)還必須有正確的起始值（+1），否則，即使沒(méi)有傳輸差錯(cuò)也不可能得到正確的{ak

}序列。2.部分響應(yīng)系統(tǒng)通信過(guò)程7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)產(chǎn)生差錯(cuò)傳播的原因：因?yàn)樵谟锌刂频匾氪a間串?dāng)_的過(guò)程中，原本互相獨(dú)立的碼元變成了相關(guān)碼元。也正是碼元之間的這種相關(guān)性導(dǎo)致了接收判決的差錯(cuò)傳播。這種串?dāng)_所對(duì)應(yīng)的運(yùn)算稱(chēng)為相關(guān)運(yùn)算，所以將下式

Ck

=ak+ak-1稱(chēng)為相關(guān)編碼。可見(jiàn)，相關(guān)編碼是為了得到預(yù)期的部分響應(yīng)信號(hào)頻譜所必需的，但卻帶來(lái)了差錯(cuò)傳播問(wèn)題。解決差錯(cuò)傳播問(wèn)題的途徑如下。2.部分響應(yīng)系統(tǒng)通信過(guò)程3.克服錯(cuò)誤傳播的部分響應(yīng)系統(tǒng)

(1)預(yù)編碼：為了克服錯(cuò)誤傳播，先將輸入信碼ak變成bk，規(guī)則

bk=ak

bk-1

也即ak=bk

bk-1

式中，表示模2和。(2)相關(guān)編碼：然后，把{bk}作為發(fā)送序列，形成g(t)波形序列,則此時(shí)對(duì)應(yīng)的接收信號(hào)式改寫(xiě)為

Ck=bk+bk-1

(3)模2判決：對(duì)上式進(jìn)行模2(mod2)處理，則有［Ck］mod2=［bk+bk-1］mod2=bk

bk-1=ak7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)

可見(jiàn),此時(shí)不需要預(yù)先知道ak-1，因而不存在錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象。這是因?yàn)?，預(yù)編碼后的信號(hào)各抽樣值之間解除了相關(guān)性。3.克服錯(cuò)誤傳播的部分響應(yīng)系統(tǒng)7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)例：

ak和bk為二進(jìn)制雙極性碼，取值為+1及-1（對(duì)應(yīng)“1”“0”）

ak

10110001011bk-1

01101111001

bk11011110010Ck0+200+2+2+20–200Ck

0+200+2+2+200

00ak

10110001111此例說(shuō)明，由當(dāng)前值Ck可直接得到當(dāng)前的ak

，錯(cuò)誤不會(huì)傳播下去，而是局限在受干擾碼元本身位置。判決規(guī)則：4.第Ⅰ類(lèi)部分響應(yīng)系統(tǒng)

+模2判決

T

T發(fā)收抽樣脈沖akak′信息判決預(yù)編碼相關(guān)編碼bkck第Ⅰ類(lèi)部分響應(yīng)實(shí)際系統(tǒng)組成方框圖+模2判決T發(fā)收akak′bkck發(fā)送濾波接收濾波信道原理方框圖7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)部分響應(yīng)波形的一般形式可以是N個(gè)相繼間隔Ts的波形sinx/x之和，其表達(dá)式為式中R1、R2、…、RN為加權(quán)系數(shù)，可取正、負(fù)整數(shù)和零，如，R1=1，R2=1，其余系數(shù)等于0時(shí)，就是前面所述的第Ⅰ類(lèi)部分響應(yīng)波形。g(t)的頻譜函數(shù)為7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)5.部分響應(yīng)的一般形式可見(jiàn),G(

)僅在(-/Ts,/Ts)范圍內(nèi)存在。顯然，Rm(m=1,2,…,N)不同，將有不同類(lèi)別的的部分響應(yīng)信號(hào)，相應(yīng)地有不同的相關(guān)編碼方式。相關(guān)編碼是為了得到預(yù)期的部分響應(yīng)信號(hào)頻譜所必需的。若設(shè)輸入數(shù)據(jù)序列為{ak},相應(yīng)的相關(guān)編碼電平為{Ck}，則有由此看出，Ck的電平數(shù)將依賴(lài)于ak的進(jìn)制數(shù)L及Rm的取值。無(wú)疑，一般Ck的電平數(shù)將要超過(guò)ak的進(jìn)制數(shù)。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)5.部分響應(yīng)的一般形式7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)5.部分響應(yīng)的一般形式（1）先對(duì)ak進(jìn)行預(yù)編碼：（2）將預(yù)編碼后的bk進(jìn)行相關(guān)編碼（3）對(duì)Ck作模L處理，

此時(shí)不存在錯(cuò)誤傳播問(wèn)題，且接收端的譯碼十分簡(jiǎn)單，只需直接對(duì)Ck按模L判決即可得ak。常見(jiàn)的五類(lèi)部分響應(yīng)波形各類(lèi)部分響應(yīng)波形的頻譜均不超過(guò)理想低通的頻帶寬度，但他們的頻譜結(jié)構(gòu)和對(duì)臨近碼元抽樣時(shí)刻的串?dāng)_不同。目前應(yīng)用較多的是第Ⅰ類(lèi)和第Ⅳ類(lèi)。第Ⅰ類(lèi)頻譜主要集中在低頻段，適于信道頻帶高頻嚴(yán)重受限的場(chǎng)合。第Ⅳ類(lèi)無(wú)直流分量，且低頻分量小，便于邊帶濾波，實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制，因而在實(shí)際應(yīng)用中，第Ⅳ類(lèi)部分響應(yīng)用得最為廣泛。當(dāng)輸入為L(zhǎng)進(jìn)制信號(hào)時(shí)，經(jīng)部分響應(yīng)傳輸系統(tǒng)得到的第Ⅰ、Ⅳ類(lèi)部分響應(yīng)信號(hào)的電平數(shù)為（2L-1）。抽樣值電平數(shù)比其它類(lèi)別的少，這也是它們得以廣泛應(yīng)用的原因之一。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)5.部分響應(yīng)的一般形式部分響應(yīng)系統(tǒng)優(yōu)缺點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：能實(shí)現(xiàn)2波特/赫的極限頻帶利用率，且傳輸波形的“尾巴”衰減大和收斂快（對(duì)定時(shí)要求低）。缺點(diǎn)：當(dāng)輸入數(shù)據(jù)為L(zhǎng)進(jìn)制時(shí)，部分響應(yīng)波形的相關(guān)編碼電平數(shù)要超過(guò)L個(gè)。因此，在同樣輸入信噪比條件下，部分響應(yīng)系統(tǒng)的抗噪聲性能要比0類(lèi)響應(yīng)系統(tǒng)差。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡一、部分響應(yīng)系統(tǒng)5.部分響應(yīng)的一般形式什么是均衡器？為了減小碼間串?dāng)_的影響，通常需要在系統(tǒng)中插入一種可調(diào)濾波器來(lái)校正或補(bǔ)償系統(tǒng)特性。這種起補(bǔ)償作用的濾波器稱(chēng)為均衡器。均衡器的種類(lèi)：頻域均衡器：是從校正系統(tǒng)的頻率特性出發(fā)，利用一個(gè)可調(diào)濾波器的頻率特性去補(bǔ)償信道或系統(tǒng)的頻率特性，使包括可調(diào)濾波器在內(nèi)的基帶系統(tǒng)的總特性接近無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件。時(shí)域均衡器：直接校正已失真的響應(yīng)波形，使包括可調(diào)濾波器在內(nèi)的整個(gè)系統(tǒng)的沖激響應(yīng)滿(mǎn)足無(wú)碼間串?dāng)_條件。頻域均衡在信道特性不變，且在傳輸?shù)退贁?shù)據(jù)時(shí)是適用的。而時(shí)域均衡可以根據(jù)信道特性的變化進(jìn)行調(diào)整，能夠有效地減小碼間串?dāng)_，故在數(shù)字傳輸系統(tǒng)中，尤其是高速數(shù)據(jù)傳輸中得以廣泛應(yīng)用。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡1.時(shí)域均衡原理

如果在接收濾波器和抽樣判決器之間插入一個(gè)稱(chēng)之為橫向?yàn)V波器的可調(diào)濾波器，其沖激響應(yīng)為式中，Cn完全依賴(lài)于H(

)，那么，理論上就可消除抽樣時(shí)刻上的碼間串?dāng)_?！咀C】設(shè)插入濾波器的頻率特性為T(mén)(

)，則若滿(mǎn)足下式則包括T(

)在內(nèi)的總特性H(

)將能消除碼間串?dāng)_。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡1.時(shí)域均衡原理如果T(

)是以2/Ts為周期的周期函數(shù)，即則即消除碼間串?dāng)_的條件成立。既然T(

)是周期為2/Ts的周期函數(shù)，則T(

)可用傅里葉級(jí)數(shù)來(lái)表示，即7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡1.時(shí)域均衡原理其系數(shù)對(duì)T(

)求傅里葉反變換，則可求得其單位沖激響應(yīng)為這里的hT(t)是下圖所示網(wǎng)絡(luò)的單位沖激響應(yīng)。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡1.時(shí)域均衡原理橫向?yàn)V波器組成該網(wǎng)絡(luò)是由無(wú)限多的按橫向排列的遲延單元Ts和抽頭加權(quán)系數(shù)Cn

組成的，因此稱(chēng)為橫向?yàn)V波器。它的功能是利用無(wú)限多個(gè)響應(yīng)波形之和，將接收濾波器輸出端抽樣時(shí)刻上有碼間串?dāng)_的響應(yīng)波形變換成抽樣時(shí)刻上無(wú)碼間串?dāng)_的響應(yīng)波形。由于橫向?yàn)V波器的均衡原理是建立在響應(yīng)波形上的，故把這種均衡稱(chēng)為時(shí)域均衡。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡1.時(shí)域均衡原理橫向?yàn)V波器特性橫向?yàn)V波器的特性將取決于各抽頭系數(shù)Cn。如果Cn是可調(diào)整的，則圖中所示的濾波器是通用的；特別當(dāng)Cn可自動(dòng)調(diào)整時(shí)，則它能夠適應(yīng)信道特性的變化，可以動(dòng)態(tài)校正系統(tǒng)的時(shí)間響應(yīng)。理論上，無(wú)限長(zhǎng)的橫向?yàn)V波器可以完全消除抽樣時(shí)刻上的碼間串?dāng)_，但實(shí)際中是不可實(shí)現(xiàn)的。因?yàn)?，不僅均衡器的長(zhǎng)度受限制，并且系數(shù)Cn的調(diào)整準(zhǔn)確度也受到限制。如果Cn的調(diào)整準(zhǔn)確度得不到保證，即使增加長(zhǎng)度也不會(huì)獲得顯著的效果7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡1.時(shí)域均衡原理有限長(zhǎng)橫向?yàn)V波器的數(shù)學(xué)表示式設(shè)一個(gè)具有2N+1個(gè)抽頭的橫向?yàn)V波器，如下圖所示，其單位沖激響應(yīng)為e(t)，則有7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡1.時(shí)域均衡原理TsTsTsTsTsTsx(t)C－N來(lái)自接收濾波器CN－2CN－1CN去判決電路y(t)y(t)y0y1y－1x－1x(t)x－2x0x1x2

設(shè)輸入是被均衡的對(duì)象x(t)，并設(shè)它沒(méi)有附加噪聲，如下圖。則均衡后的輸出波形y(t)為在抽樣時(shí)刻t=kTs（設(shè)系統(tǒng)無(wú)延時(shí)）上，有7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡1.時(shí)域均衡原理簡(jiǎn)寫(xiě)為

上式說(shuō)明，均衡器在第k個(gè)抽樣時(shí)刻上得到的樣值yk將由2N+1個(gè)Ci與xk-i

乘積之和來(lái)確定。顯然，其中除y0以外的所有yk都屬于波形失真引起的碼間串?dāng)_。當(dāng)輸入波形x(t)給定，即各種可能的xk-i確定時(shí)，通過(guò)調(diào)整Ci使指定的yk等于零是容易辦到的，但同時(shí)要求所有的yk(除k＝0外)都等于零卻是一件很難的事?！纠?-3】設(shè)有一個(gè)三抽頭的橫向?yàn)V波器，其C-1=-1/4，C0=1，C+1=-1/2；均衡器輸入x(t)在各抽樣點(diǎn)上的取值分別為：x-1

=1/4，x0

=1，x+1

=1/2，其余都為零。試求均衡器輸出y(t)在各抽樣點(diǎn)上的值。

【解】根據(jù)式當(dāng)k=0時(shí)，可得當(dāng)k=1時(shí)，可得當(dāng)k=-1時(shí)，可得同理可求得y-2=-1/16，y+2=-1/4，其余均為零。

由此例可見(jiàn)，除y0外，均衡使y-1及y1為零，但y-2及y2不為零。這說(shuō)明，利用有限長(zhǎng)的橫向?yàn)V波器減小碼間串?dāng)_是可能的，但完全消除是不可能的。那么，如何確定和調(diào)整抽頭系數(shù)，獲得最佳的均衡效果呢？這就是下一節(jié)將討論的主題。峰值失真定義：

式中，除k=0以外的各值的絕對(duì)值之和反映了碼間串?dāng)_的最大值。y0是有用信號(hào)樣值，所以峰值失真D是碼間串?dāng)_最大可能值（峰值）與有用信號(hào)樣值之比。顯然，對(duì)于完全消除碼間干擾的均衡器而言，應(yīng)有D=0；對(duì)于碼間干擾不為零的場(chǎng)合，希望D越小越好。因此，若以峰值失真為準(zhǔn)則調(diào)整抽頭系數(shù)時(shí)，應(yīng)使D最小。均方失真定義：

其物理意義與峰值失真相似。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡2.均衡準(zhǔn)則與實(shí)現(xiàn)：通常采用峰值失真和均方失真來(lái)衡量。以最小峰值失真為準(zhǔn)則，或以最小均方失真為準(zhǔn)則來(lái)確定或調(diào)整均衡器的抽頭系數(shù)，均可獲得最佳的均衡效果，使失真最小。注意：以上兩種準(zhǔn)則都是根據(jù)均衡器輸出的單個(gè)脈沖響應(yīng)來(lái)規(guī)定的。另外，還有必要指出，在分析橫向?yàn)V波器時(shí)，我們均把時(shí)間原點(diǎn)(t=0)假設(shè)在濾波器中心點(diǎn)處(即C0處)。如果時(shí)間參考點(diǎn)選擇在別處，則濾波器輸出的波形形狀是相同的，所不同的僅僅是整個(gè)波形的提前或推遲。7.7部分響應(yīng)和時(shí)域均衡二、時(shí)域均衡2.均衡準(zhǔn)則與實(shí)現(xiàn)：最小峰值法——迫零調(diào)整法未均衡前的輸入峰值失真（稱(chēng)為初始失真）可表示為

若xk是歸一化的，且令x0=1，則上式變?yōu)闉榉奖闫鹨?jiàn)，將樣值yk也歸一化，且令y0=1，則