射頻傳輸線、連接元件和過渡元件簡述射頻傳輸線射頻同軸連接器的設(shè)計一、同軸傳輸線的特性阻抗1同軸傳輸線的特性阻抗的一般公式射頻同軸連接器由一段同軸傳輸線、連接機構(gòu)絕緣支架組成。所以，對同軸傳輸線的特性阻抗有一個比較全面的了解對射頻同軸連接器的設(shè)計是非常重要的。同軸傳輸線特性阻抗的一般公式：（1）上式中：Zo1—特性阻抗，歐姆R—每單位長度上導(dǎo)體的內(nèi)部電阻，歐姆/米G—每單位長度上介質(zhì)的電導(dǎo)，西門子/米L—每單位長度的電感，享/米C—每單位長度的電容，法/米ω=2πff—頻率，赫當R=G=0時，公式（1）簡化為：(2)在微波頻率，導(dǎo)體的內(nèi)部電感是很小的，每單位長度上的電感很接近于每單位長度上的外部電感：（3）上式中：L—每單位長度的外部電感，享/米μ?=μrμo—介質(zhì)的導(dǎo)磁率,享/米μr—介質(zhì)的相對導(dǎo)磁率μo=4π×10-7—真空導(dǎo)磁率，享/米D—外導(dǎo)體的內(nèi)徑d—內(nèi)導(dǎo)體的外徑單位長度的電容可按下計算：（4）上式中：C—每單位長度電容，法/米ε1=εrε0—介質(zhì)的介電常數(shù)，法/米εr——介質(zhì)的相對介電常數(shù)ε0=1/Co2μo—真空介電常數(shù)，法/米CO—在真空中的光速CO=（±）×108，米/秒將公式（3）和（4）代入（2），并只考慮非磁性介質(zhì)的情況（μr=）,可得到：(5)請注意,真空光速:真空導(dǎo)磁率μo被任意地規(guī)定為嚴格等于4π×10-7享/米。根據(jù)精確地進行的實驗我們知道光速為0±300米/秒，因此，εo并不嚴格等于1/36π×10-9，根據(jù)公式計算，εo應(yīng)為1/π×10-9。公式（5）是同軸傳輸線特性阻抗的基本公式。計算機械公差對同軸傳輸線特阻抗的影響是根據(jù)以上公式進行的。當同軸傳輸線中填充有介質(zhì)時，公式（5）分母中的εr是該介質(zhì)的相對介電常數(shù)。幾種經(jīng)常遇到的絕緣介質(zhì)的介電常數(shù)介紹如下：工業(yè)用聚乙烯，常用作電纜線的絕緣介質(zhì)，在200C時，εr=；在-400C～+400聚苯乙烯的εr=。聚四氟乙烯的εr=。以上各種塑料絕緣介質(zhì)，在生產(chǎn)過程中，其相對介電常數(shù)εr會有一定的變化，例如，聚四氟乙烯的相對介電常數(shù)在最好的情況下可控制在%的變化范圍內(nèi)。在室溫和標準大氣壓下，干燥空氣的相對介電常數(shù)εr為。若將空氣介質(zhì)當作真空情況，即取εr=1，則可能造成%的誤差。同軸傳輸線的機械公差對特性阻抗的影響。根據(jù)公式（5），我們可以很容易地得到直徑公差對特性阻抗的影響。（6）上式中：ΔD—外導(dǎo)體內(nèi)徑的公差Δd—內(nèi)導(dǎo)體外徑的公差直徑公差的存在使特性阻抗偏離標準值，因而引起一定的駐波系數(shù)：（7）例如，為了將填充空氣的7mm同軸線用作阻抗標準，就要求達到%（S=）或更高的阻抗精度，這就要求外導(dǎo)體的內(nèi)徑公差小于0.012mm，內(nèi)導(dǎo)體的外徑公差小于0.005mm。內(nèi)導(dǎo)體相對于外導(dǎo)體的不同心度也會引起一定的特性阻抗誤差。若外徑導(dǎo)體間的不同心度為e，則每單位長度同軸線的電容為：(8)將arccosh展開成級數(shù)就可看出，當不同心度e為一小量時，此級數(shù)的第一項起主要作用，其他各項可以忽略不計，因此得到：（9）公式（5）的另一種表達形式為：（10）將公式（9）代入（10）可得：(11)一完全同心的同軸線的特性阻抗為〔公式（5）〕：(12)由于不同心度引起的特性阻抗變化為：（13）將自然對數(shù)展成級數(shù)并略去不重要的項可得：(14)對于標準特性阻抗為50Ω的同軸線，上式可簡化如下：(15)例如，在7mm50Ω同軸傳輸線中，允許由不同心度產(chǎn)生的駐波系數(shù)為S≤， 則不同心度不應(yīng)超過0.1mm。從公式（6）和（14），初看起來，由不同心度引起的特性阻抗變化比由直徑公差引起的特性阻抗變化小得多。但這并不意味著對不同心度可以忽視，恰巧相反，不同心度除了引起特性阻抗的變化外，還可能由于接頭的相互連接部分不在同一直線上，使內(nèi)導(dǎo)體插座歪斜，而引起很大的反射波，因此，對不同心度應(yīng)引起足夠的重視。由機械加工的不完善，例如導(dǎo)體表面的光潔度，內(nèi)外導(dǎo)體表面的橢圓度等，引起的同軸線特性阻抗公差是很小的，利用現(xiàn)代的機械加工工藝，能保證導(dǎo)體表面的光潔度和橢圓度在直徑公差范圍以內(nèi)，因此，由此引起的特性阻抗變化可忽略不計。一般同軸線的內(nèi)外導(dǎo)體處在同樣的溫度下，并用同樣的材料制成，則熱膨脹的影響將為零，如果內(nèi)外導(dǎo)體由兩種不同材料制成，或內(nèi)外導(dǎo)體不處在同一溫度下，由于膨脹引起的內(nèi)外導(dǎo)體直徑的變化在直徑公差范圍以內(nèi)，因而不會引起很大的誤差。但有一種情況要提請注意，即當導(dǎo)體內(nèi)部有很大的溫度梯度時，可能引起彎曲或嚴重破壞，這種情況是必須注意避免的。二、精密同軸傳輸線的工作頻率極限空氣填充的精密同軸傳輸線的工作頻率上限由TE11模的截止頻率決定。也就是說，一般的同軸傳輸線總是工作在TEM波，當出現(xiàn)第一階高次模時，同軸傳輸線就不能使用了。TE11模的截止頻率的近似式為：GHz（16）空氣填充的精密同軸傳輸線的工作頻率下限由導(dǎo)體的有限電導(dǎo)率決定。用作同軸線導(dǎo)體的金屬的有限電導(dǎo)率會引起一定的趨膚深度和一定的串聯(lián)電阻，對于一干燥的空氣填充的同軸線，公式（1）可以寫成：(17)上式中：Ri—每單位長度的內(nèi)部電阻，歐姆/米Li—每單位長度的內(nèi)部電感，享/米在高頻段，趨膚深度很小，串聯(lián)電阻Ri和串聯(lián)電感ωLi相等，也就是：Ri+jωLi=Ri+jRi=Ri(1+j)(18)公式（17）變成：(19)將上式用二項式展開，可發(fā)現(xiàn)，只有展開的前二項對結(jié)果起重要影響。忽略展開式中的第三項及以后各項可得到：(20)利用C=1/(COZO)，并經(jīng)重新排列后得到：(21)導(dǎo)體每單位平方的電阻為：其中：μ—導(dǎo)體的導(dǎo)磁率，享/米ρ—導(dǎo)體的電阻率，歐姆/米Ri可表示為：(22)公式（20）可寫成：(23)若允許的阻抗誤差為A%。則最低使用頻率可導(dǎo)出如下：(24)(25)只考慮公式（25）的絕對值，求介f可得：MHz(26)式中:A----阻抗精度%Ρ----導(dǎo)體的電阻率,歐姆/米D----外導(dǎo)體的內(nèi)徑,毫米d----內(nèi)導(dǎo)體的外徑,毫米因此,對于某一允許的阻抗誤差,任一給定的同軸線都有一低頻極限,若工作頻率低于此極限,則阻抗誤差將會超過允許值。三、精密同軸連接器的基本設(shè)計原則下面敘述的三條基本設(shè)計原則。不僅適用于精密同軸連接器的設(shè)計,而且也適用于所有精密同軸標準和元件的設(shè)計。設(shè)計原則1在同軸線的每一長度單元上,盡可能地保持一致的特性阻抗。在以往的許多同軸器件設(shè)計中,當遇到同軸內(nèi)導(dǎo)體或外導(dǎo)體的階梯,導(dǎo)體上的槽或內(nèi)外導(dǎo)體在連接處出現(xiàn)的間隙時,常采用一段特性阻抗高于或低于標準特性阻抗的同軸線段進行補償,這樣的設(shè)計不能用在寬頻帶精密同軸器件上,同軸線中的槽、階梯、間隙和內(nèi)外導(dǎo)體直徑的變化都會產(chǎn)生阻抗的不連續(xù)性,引起一定的反射波,利用引入某一些反射波來補償另一此些反射波的方法只能在較狹的頻段內(nèi)達到。目前許多同軸器件的頻帶越來越寬,低頻端可達到直流，高頻端可達到第一階高次模,(TE11)的截止頻率。為了達到這種最佳的寬頻帶性能,在整個同軸器件的每一橫截面上的特性阻抗應(yīng)盡可能地保持等于標準特性阻抗。設(shè)計原則2對于每一不可避免的阻抗不連續(xù)性,采用各自的共平面補償。阻抗的不連續(xù)性不是總能避免的。例如。同軸線的絕緣子是不得不采用的,在放絕緣子處，同軸線的內(nèi)導(dǎo)體或外導(dǎo)體應(yīng)要引入一定的階梯，因而引起一定的阻抗不連續(xù)。在這種情況下,為了達到最佳的性能,首先應(yīng)使未補償?shù)牟贿B續(xù)性達到最小,其次對于剩下的不連續(xù)性進行各自的共平面補償。共平面補償就是在原來出現(xiàn)不連續(xù)的地方引進補償。這可以得到最佳的寬頻帶性能,在一般的實踐中,對一集中的不連續(xù)性用改變一段較長同軸線段的特性阻抗來進行補償,這樣會限制頻帶寬度,所以是應(yīng)該避免的。設(shè)計原則3減小機械公差對電性能的影響。在同軸器件中,導(dǎo)體尺寸的公差是不可避免的,但是經(jīng)常由幾個機械公差對一個導(dǎo)體的直徑公差(一對接頭連接后)取決于三個直徑公差:開槽插孔的外徑,開槽插孔的內(nèi)孔直徑,以及相連接的內(nèi)導(dǎo)體插頭的外徑。所以,這樣的連接結(jié)構(gòu)是不太理想的。因而,應(yīng)該使只有一個機械公差影響一電氣上重要的尺寸,并且應(yīng)使這一尺寸不受磨損,例如在下面例舉的精密14mm及7mm接頭中內(nèi)導(dǎo)體的接觸機構(gòu)采用端面接觸,因而內(nèi)導(dǎo)體的直徑只有取決于一個機械公差,并且電性能和接觸磨損無關(guān)。四、介質(zhì)絕緣子的設(shè)計在同軸連接器中總要采用絕緣子,以便使內(nèi)導(dǎo)體得到支撐,絕緣子的結(jié)構(gòu)形狀及設(shè)計方法是否合理,對同軸連接器的電性能將產(chǎn)生很大的影響,下面我們將重點介紹兩種在精密同軸連接器中采用的絕緣子的設(shè)計方法,也附帶提一下往常采用的高阻抗絕緣子的設(shè)計方法。1剛性絕緣子的設(shè)計為了在最大可能的頻率范圍內(nèi)達到最佳的性能。絕緣子內(nèi)部的特性阻抗必須和相鄰接的空氣介質(zhì)線的特性阻抗相同(設(shè)計原則1)為了達到這一條件,必須向內(nèi)切去內(nèi)導(dǎo)體或向外切去外導(dǎo)體,或兩種方法同時采用如圖1所示。向內(nèi)切去內(nèi)導(dǎo)體及向外切去外導(dǎo)體都不可避免地會在絕緣子的表面上引起不連續(xù)電容,采用適當?shù)膬?nèi)外切割組合能將這些不連續(xù)性減到最小,如圖1所示。圖１在9/16同軸線中50Ω聚四氟乙烯絕緣子表面上的內(nèi)外導(dǎo)體階梯不連續(xù)性在絕緣子表面上總的不連續(xù)的電容為單獨的內(nèi)外導(dǎo)體階梯不連續(xù)電容之和。在圖中,絕緣子面上的總的不連續(xù)電容曲線表示成在外導(dǎo)體向外切割的函數(shù),(對于50Ω聚四氟乙烯絕緣子)。當外導(dǎo)體向外切割的深度約為全部外導(dǎo)體切割深度的20%時,總的不連續(xù)電容為最小。在內(nèi)外導(dǎo)體的階梯處剩下的不連續(xù)電容用從絕緣子表面上挖去一部分絕緣介質(zhì)的方法達到共平面補償,(設(shè)計原則2),如圖2所示。挖去多少絕緣介質(zhì)才能達到最佳的共平面補償進行精確的理論設(shè)計計算是比較困難的,我們可以通過實驗來找到答案,由于機械加工的公差是不可避免的,所以絕緣子的外徑,內(nèi)孔直徑,厚度和挖去的部分都有一定的公差,但是,當絕緣子的重量保持一定時,絕緣子尺寸的微量變化就不起明顯作用,辟如,絕緣子的外徑比規(guī)定值略大,絕緣子的孔徑比規(guī)定值略小,將絕緣子壓入同軸線的金屬部分后,在絕緣子部分的特性阻抗就會小于標準值,這相當于在絕緣子部分增加一電容,為了保證絕緣子的重量保持一定,就必須從絕緣子的表面上多挖去一些介質(zhì),造成對階梯不連續(xù)電容的過補償,這相當于在絕緣子部分增加一電感。容性和感性不連續(xù)性就起相互補償?shù)淖饔谩Ｋ越^緣子的重量對電性能起最重要的影響,而介電常數(shù)的微小變化及絕緣子表面上的痕對電性能只起次要的影響,在設(shè)計中對絕緣子重量應(yīng)加以考慮,最好通過實驗找出其最佳重量,在生產(chǎn)中應(yīng)盡可能地使絕緣子重量接近規(guī)定值。在絕緣子與金屬表面間的空氣間隙會對電性能產(chǎn)生很大的影響,因此在各個方向上,絕緣子與相接的金屬零件間采用壓配合,以便消除空氣間隙。圖2對內(nèi)外導(dǎo)體階梯的共平面補償絕緣子的長度最好取小于最高工作頻率時的四分之一波長,這樣可以避免在絕緣子中出現(xiàn)TE11模振蕩。根據(jù)以上敘述的原理設(shè)計的絕緣子在精密14mm同軸連接器中已被很滿意的采用,其產(chǎn)生的駐波系數(shù)在直流到的整個頻段中小于。2、半剛性絕緣子的設(shè)計半剛性絕緣子從側(cè)面看到的形狀如圖5所示,這種形狀的絕緣子也稱為星形絕緣子,這種絕緣子是從剛性絕緣子演變而來的,在圖5中ε1為絕緣介質(zhì)的相對介電常數(shù)。ε2為空氣的相對介電常數(shù),若在其空隙處填充同樣的介質(zhì),即使ε2等于ε1,則該絕緣子就變成剛性絕緣子,采用半剛性絕緣子后仍可利用公式(5)計算有絕緣子部分同軸線的特性阻抗,但εr應(yīng)改變等效相對介電常數(shù)ε',為了計算半剛性絕緣子的等效相對介電常數(shù),先考慮扇形絕緣子(圖形3)和環(huán)形絕緣子(圖4)等效介電常數(shù)的計算公式。圖3扇形絕緣子圖4環(huán)形絕緣子圖5半剛性絕緣子假定扇形絕緣子由n塊扇形組成,各塊扇形的介電常數(shù)分別為ε1、ε2……εn扇形絕緣子的等效介電常數(shù)為:(27)式中:Ε'—扇形絕緣子的等效相對介電常數(shù)εi—第一塊扇形的相對介電常數(shù)θi—第一塊扇形的角度,度假定環(huán)形絕緣子由n層環(huán)組成,各層環(huán)的介電常數(shù)分別為ε1、ε2……εn。環(huán)形絕緣子的等效介電常數(shù)為:(28)式中：ε'—環(huán)形絕緣子的等效相對介電常數(shù)Dn—第n層環(huán)的外徑Di-1—第i層環(huán)的內(nèi)徑Di—第i層環(huán)的外徑注意：D0=d—內(nèi)導(dǎo)體的外徑圖5所示的半剛性絕緣子由扇形及環(huán)形絕緣子組合而成，其等效介電常數(shù)的公式可根據(jù)公式（27）、（28）推導(dǎo)出來：(29)(30)上式中：ε'—半剛性絕緣子的等效相對介電常數(shù)n—半剛性絕緣子的介質(zhì)扇面數(shù)，圖5中n=4ε1—絕緣介質(zhì)的相對介電常數(shù)ε2—空氣的相對介電常數(shù)θ—介質(zhì)扇面的角度，弧度注意：若公式（30）中θ用度表示，則分母中的2π應(yīng)改成360°。半剛性絕緣子的優(yōu)點是：它的等效介電常數(shù)比剛性絕緣子小，因而在放絕緣子處內(nèi)外導(dǎo)體的階梯造成的不連續(xù)電容較小，這符合三中的設(shè)計原則1。對剩下的不連續(xù)電容進行共平面補償?shù)姆椒ǎ蛣傂越^緣子相同，這里不再重復(fù)?？梢灶A(yù)料，半剛性絕緣子的電性能比剛性絕緣子好，半剛性絕緣子的缺點是其機械強度比剛性絕緣子差。在同軸連接器中究竟采用哪種形式的絕緣子，應(yīng)該進行全面考慮。高阻抗絕緣子的設(shè)計高阻抗絕緣子及等效電路如圖6如示，C/2為在階梯上的不連續(xù)電容。為了補償此不連續(xù)電容，使絕緣子特性阻抗Z1，高于相鄰的空氣介質(zhì)同軸線的特性阻抗。在等效電路上就相當于加入一串聯(lián)電感L。當滿足下式時，整個絕緣子匹配狀態(tài)，沒有反射：（31）上式只在絕緣子厚度遠小于小于波長時成立。一般取Z1=，在0～4GHZ的頻段上能達到較好的效果，但是這種補償方式是違反（三）中設(shè)計原則2的，它不可能達到最寬的頻帶。圖6高阻抗絕緣子及其等效電路同軸線內(nèi)外導(dǎo)體階梯不連續(xù)電容的計算只有內(nèi)導(dǎo)體階梯時的不連續(xù)電容可根據(jù)圖7（a）算出。只有外導(dǎo)體階梯時的不連續(xù)電容可根據(jù)圖7（b）算出，當內(nèi)外導(dǎo)體階梯同時存在時，可按圖8計算。圖7Ad=(b-c)/(b-a)圖7（a）同軸線不連續(xù)電容I

d=(c-a)/(b-a)圖7（b）同軸線不連續(xù)電容Ⅱ在圖8中內(nèi)外導(dǎo)體之間找一參考面，如虛線所示，此參考面應(yīng)垂直于所有的電力線方向，包括受不連續(xù)電容影響而畸變了的電力線?？上胂蟠藚⒖济鏋橐粯O薄的理想導(dǎo)體，由于此導(dǎo)體垂直于所有的電力線，所以不會對場結(jié)構(gòu)起任何影響，這樣，我們可首先計算出以原外導(dǎo)體為外導(dǎo)體，以參考面為內(nèi)導(dǎo)體的新同軸線中的不連續(xù)電容Cd1，然后再算出以參考面為外導(dǎo)體，以原內(nèi)導(dǎo)體為內(nèi)導(dǎo)體的新同軸線中的不連續(xù)電容Cd2，由內(nèi)外導(dǎo)體階梯引起的不連續(xù)電容Cd由Cd1和Cd2串聯(lián)而成。Cd=(Cd1+Cd2)（32）參考面應(yīng)取在這樣的位置使Cd為最小。圖8內(nèi)外導(dǎo)體階梯五、內(nèi)外導(dǎo)體的槽和間隙對電性能的影響同軸線內(nèi)外導(dǎo)體上的縱向槽會影響同軸線的特性阻抗。在50Ω空氣介質(zhì)同軸線中，內(nèi)外導(dǎo)體上的縱向狹槽引起的特性阻抗誤差分別為：ΔZ=+(w/d)2,%(33a)ΔZ=+(W/D)2,%(33b)上式中：ΔΖ—特性阻抗變化的百分數(shù)N—槽的數(shù)目w—內(nèi)導(dǎo)體的槽寬，英寸W—外導(dǎo)體的槽寬，英寸d—內(nèi)導(dǎo)體的直徑，英寸D—外導(dǎo)體的內(nèi)徑，英寸根據(jù)三設(shè)計原則2，必須對開槽引起的特性阻抗變化進行共平面補償，為此，需要適當改變開槽部分內(nèi)導(dǎo)體的直徑。計算公式如下：Δd=+104Nw2/d(34a)ΔD=—104NW2/D(34b)上式中：Δd—內(nèi)導(dǎo)體的直徑變化，1/1000英寸ΔD—外導(dǎo)體的內(nèi)徑變化，1/1000英寸其他參數(shù)同公式（33）在公式（33）、（34）中，開槽另件的壁厚大于導(dǎo)體直徑的10%。圖9同軸連接器內(nèi)導(dǎo)體間隙同軸連接器內(nèi)導(dǎo)體的間隙如圖9所示,此間隙會產(chǎn)生一定的駐波系數(shù),如下式所式:，%(35a)上式中:S─駐波系數(shù)。%f─頻率,GHzg─間隙寬度,1/1000英寸dg─在間隙部分的內(nèi)導(dǎo)體直徑,英寸d─標準內(nèi)導(dǎo)體直徑,英寸N─槽的數(shù)目W─槽的寬度,英寸在外導(dǎo)體上的間隙引起的駐波系數(shù)的相應(yīng)公式為:，%(35b)上式中S、f、g和N的意義同(35a)式一樣,Dg─間隙部分的外導(dǎo)體直徑,英寸D─標準外導(dǎo)體的內(nèi)徑,英寸,W─外導(dǎo)體接觸件上的槽寬,英寸舉例如下:在N型同軸連接器的內(nèi)導(dǎo)體相接處有間隙,其有關(guān)常數(shù)是d=0.120英寸,dg=0.065英寸,N=4。W=0.016英寸,利用這些常數(shù),公式(35a)可簡化為:(36)因此當間隙g為0.01英寸。在6GHz產(chǎn)生的駐波系數(shù)約為。請注意,在公式(35)中,駐波系數(shù)S的表示式取消整數(shù)1。只表示其小數(shù)部分。六、導(dǎo)體鍍層的影響導(dǎo)體表面進行電鍍是為了減小電阻率及保護導(dǎo)體表面,避免生銹,但是在電鍍后往往會產(chǎn)生各種不同的結(jié)果。導(dǎo)體的電阻率是很重要的,因為在特性阻抗、波傳播速度及損耗公式中都含有電阻率。雖然在高于500MHZ時導(dǎo)體電阻對特性阻抗及傳播速度的影響是次要的,通常可忽略不計但是精確知道電阻率,特別是它隨頻率的變化,使我們能夠?qū)@些影響進行計算。鍍銀后能獲得的導(dǎo)體電阻率隨電鍍技術(shù)的不同而有很大的變化,如圖10所示,在帶有一般拋光器的電鍍銀的導(dǎo)體具有和黃銅一量級的電阻率,在不帶一般拋光器的電鍍槽中鍍銀的導(dǎo)體具有低得多的電阻率,在電鍍過程中周期性地改變電流方向(P-R電鍍),在高頻端進一步降低電阻率,對于這一改進的解釋是直流電鍍比P-R電鍍更加多孔。直流電鍍的另件經(jīng)冷壓使鍍層緊密后,高頻電阻率并不顯著增加,在P-R電鍍中不需要進行冷壓,拋光黃銅和Consil(Ag-Mg-Ni合金),內(nèi)導(dǎo)體測量到的電阻率與頻率無關(guān),這與理論是符合的,根據(jù)以上論述可得出以下結(jié)論:附加在鍍銀槽上的一般拋光器會大大地增加電阻率,使導(dǎo)體電阻率實際上比黃銅還差。直流電鍍的零件在高頻器端會增加電阻率。周期性改變電流方向的電鍍過程產(chǎn)生的高頻電阻率等于純銀的電阻率。如果電鍍后的導(dǎo)體經(jīng)過冷壓,直流和P-R電鍍產(chǎn)生同樣的結(jié)果,(注意,帶有拋光器的電鍍槽鍍出的零件,經(jīng)冷壓后不能減低高頻電阻率,顯然鍍層不能被壓緊。)。導(dǎo)體經(jīng)鍍銀后,最好再鍍上一層很薄的金,以便保護銀層,使長期使用后表面不會變黑。金的鍍層取Iμ厚就夠了。(現(xiàn)在這種鍍法已不提倡了-編者)因鍍層的厚度和同軸線內(nèi)外導(dǎo)體的直徑公差在同一量級,也可能鍍層厚度大大超過直徑公差,所以在設(shè)計中必須計及鍍層厚度,因電鍍層厚度較難控制精確,可能使同軸線特性阻抗精度受影響。并且鍍層受磨損,故在某些同軸連接器中采用不銹鋼作導(dǎo)體,不必再電鍍,這樣不僅使導(dǎo)體公差易于控制精確,且使耐磨性增加。圖10所測得的導(dǎo)體電阻率與頻率關(guān)系曲線

射頻連接器集中設(shè)計參考資料1972年同軸線的基本公式：一般地說，同軸連接器（亦稱插頭座）是指在同軸系統(tǒng)中，用于系統(tǒng)與系統(tǒng)，元（部）件與元（部）件，電纜與電纜……，之間的連接之元件。它主要起機械連接作用，在電氣上無特殊用途。當然，它的電性能的好壞對整個系統(tǒng)將有嚴重的影響，不可輕視。因此基本上可以把連接器分成三大類。一類是連接電纜的電纜插頭，另一類是連接硬同軸線的各種型式的硬線插頭，還有一類是用于連接同阻抗不同線徑的連接器之轉(zhuǎn)接器。但它們都是一段具有連接機構(gòu)及其它裝置的同軸線。所以，設(shè)計同軸連接器的基本依據(jù)是同軸傳輸線的理論。為了便于工程設(shè)計時查閱，將同軸線的基本公式列下：特性阻抗：近似公式：（1）精確公式：（2）式中，Z0——理想*同軸線的特性阻抗，單位ΩD——外導(dǎo)體內(nèi)徑d——內(nèi)導(dǎo)體外徑ε——介質(zhì)相對介電常數(shù)根據(jù)上無26廠介紹，幾種常用材料的相對介電常數(shù)為：工業(yè)聚乙烯：20℃時，ε=；-40℃~+40℃聚苯乙烯：ε=聚四氟乙烯：ε=(ε=實際上，在生產(chǎn)過程中，相對介電常數(shù)每批不一，會有一定的變化，使用時，必須注意。*所謂“理想”是“一切理想”，即是，導(dǎo)體是絕對導(dǎo)體（σ→∞）介質(zhì)是絕對不導(dǎo)體（σ→0），同時線是絕對均勻，等等。同軸線的電感、電容、電阻、電導(dǎo)：H/mF/mΩ/m（3）/Ω·mμ1=μ·μ0μ0=4π×10-7H/mε1=ε·ε0式中，L、C、R和G分別表示單位長度上的電感、電容、電阻和電導(dǎo)。μ——相對導(dǎo)磁率ε——相對介電常數(shù)σ——導(dǎo)體導(dǎo)電率σ1——介質(zhì)導(dǎo)電率f——頻率衰減公式：奈/m奈/m（4）1奈=分貝式中：RS表示導(dǎo)體集膚表面電阻擊穿功率公式：（5）式中，P——擊穿功率單位：瓦Emax——最大沖穿電強度（空氣一般為）相位，相位常數(shù)：（6）式中，λg、、λ0表示同軸線中和真空中的波長。l——線的長度輸入阻抗公式：（7）式中，ZH——負載阻抗，l——以終端起標的長度反射系數(shù)：（8）（9）式中，VSWR表示電壓駐波比，∣Γ∣是反射系數(shù)Γ的幅值。工作頻率極限：工作頻率上限由TE11模的截止頻率決定。TE11模的截止頻率可近似地表示為：（10）由于導(dǎo)體有限電導(dǎo)率會引起一定的趨表深度和一定的串聯(lián)電阻，這決定了精密同軸傳輸線的工作頻率下限。這個下限可近似地由下式?jīng)Q定：MHZ（11）式中，A——允許的阻抗誤差%ρ——導(dǎo)體的電阻率Ω/m機械公差對特性阻抗的影響：對（1）式微分，可得機械公差引起特性阻抗的變化量：（12）對于50Ω的空氣線，上式變?yōu)椋海?3）對于75Ω的空氣線，（14）式中，△D——外導(dǎo)體直徑公差△d——內(nèi)導(dǎo)體直徑公差由此引起的駐波比為：（15）不同心度引起特性阻抗的偏差：（16）對于50Ω的同軸線（17）有限電導(dǎo)率引起特性阻抗偏差：（18）導(dǎo)體槽對特性阻抗的影響：在50Ω的空氣介質(zhì)中，導(dǎo)體上槽所引起的特性阻抗偏差為下式?jīng)Q定：（19）式中，△Z——特性阻抗變化的百分數(shù)N——槽的數(shù)目w——內(nèi)導(dǎo)體上的槽寬W——外導(dǎo)體上的槽寬為補償這個變化，開槽處內(nèi)外導(dǎo)體直徑也應(yīng)相應(yīng)變化計算公式為：（20）（其實，在實際設(shè)計中，極少應(yīng)用此式）導(dǎo)體間隙對特性阻抗的影響：由導(dǎo)體間隙引起的駐波比由下式?jīng)Q定：（21）式中，S是以%為單位的駐波比（即S=VSWR-1）f——頻率GHZg——間隙寬度密耳（吋）dg——間隙處內(nèi)導(dǎo)體直徑吋Dg——間隙處外導(dǎo)體直徑吋其它符號的意義與以前相同。等效介質(zhì)介電常數(shù)的計算：在實際應(yīng)用中，常遇到在同一模截面上有幾種不同介質(zhì)的情況，典型結(jié)構(gòu)有環(huán)形和扇形兩種：環(huán)形絕緣子的等效介電常數(shù)由下式?jīng)Q定：（22）式中，εi——第i層環(huán)的介電常數(shù)Di——第i層環(huán)的外徑Di-1——第i層環(huán)的內(nèi)徑Dn——實為外導(dǎo)體內(nèi)徑DD0=d扇形絕緣子等效介電常數(shù)為下式所決定：（23a）式中，εi——第i塊扇形的相對介電常數(shù)Qi——第i塊扇形所占據(jù)的角度階梯同軸線：在實際應(yīng)用中，理想的均勻的同軸線是沒有的。由于各種需要和困難，經(jīng)常要變化同軸線截面尺寸。在這種情況下，前面所述關(guān)于特性阻抗的公式就不適用了。因此，必須根據(jù)變化后的情況，找出規(guī)律性的東西。階梯同軸線的等效電路在同軸連接器設(shè)計中，最常遇到的階梯同軸線主要有三種：圖1在均勻同軸線中，電力線受垂直于金屬表面均勻分布的。由于導(dǎo)體線徑變化，出現(xiàn)階梯，這時電力線仍然要垂直于所有的金屬導(dǎo)體表面。因此，就破環(huán)了電磁分布的均勻性，應(yīng)用電磁場理論于階梯同軸線中，并代入邊界條件，可知在導(dǎo)體線徑突變處，相當于在均勻傳輸線中并聯(lián)上一集總電容，這個電容稱為不連續(xù)電容。因此，可用圖2的等效電路來表示階梯同軸線。這樣，就可以應(yīng)用電路理論來解決問題。圖2階梯同軸線的等效電路圖3同軸線內(nèi)導(dǎo)體階梯電容，單位Ff/cm，當乘以外導(dǎo)體圓周長時，所得階梯電容是Ff計算公式：當≤α＜1和≤τ≤的范圍內(nèi)，公式引起的最大誤差為±cm圖4同軸線外導(dǎo)體階梯電容，單位Ff/cm，當乘以內(nèi)導(dǎo)體圓周長時，所得階梯電容是Ff（=10-15法拉）計算公式：當≤α＜和≤τ≤的范圍內(nèi)，公式引起的最大誤差為±cm不連續(xù)性電容的計算：不連續(xù)性電容的精確計算十分繁，在工程應(yīng)用中，只要應(yīng)用事先計算繪成的曲線，或應(yīng)用近似計算公式就夠了。內(nèi)導(dǎo)體或外導(dǎo)體上的單一臺階同軸線內(nèi)導(dǎo)體，階梯電容可用下式近似計算：（23b）在≤α＜1和≤τ≤的范圍內(nèi)，公式引起的最大誤差為±cm。在≤≤和≤≤的范圍內(nèi)，同軸線外導(dǎo)體，階梯電容可用下式近似計算：（24）公式所引起的最大誤差為±ρF/cm在≤α≤和≤τ≤的范圍內(nèi)，Cd2=Cd0+×（1-α）2·（τ）ρF/cm（25）公式引起的最大誤差小于±ρF/cmα和τ的定義見備注。除了近似公式計算外，還可以應(yīng)用圖3、圖4的曲線，查得Cd’，再算Cd，算法是：圖5圖6Cd1=πbCd1’（τ·α）Cd2=πaCd2’（Cd1’和Cd2兩個導(dǎo)體上同時有階梯的情況圖7雙階梯同軸線對于這種情況，在遠離臺階的R區(qū)域和S區(qū)域，電磁場的分布是均勻的，電力線是徑向的。在內(nèi)外導(dǎo)體的空間中，電位隨半徑按對數(shù)規(guī)律變化。因此，可以設(shè)想，有一個等位間連續(xù)的通過階梯處的擾亂區(qū)域。這個等位面的直徑可按下式計算：（26）于是，在臺階處的不連續(xù)電容可以分解成為兩個不連續(xù)電容Cd1和Cd2的串聯(lián)，即：（27）而Cd1和Cd2可按前述之方法計算。臨近效應(yīng)通常，在實際應(yīng)用中，絕緣支撐的厚度總是不大的。因此，在支撐邊線兩個不連續(xù)電容，總是靠得比較近的。如圖8所示，這樣，兩個臺階上所產(chǎn)生的邊線場會互相影響，這種影響相當于在單獨計算單一階梯的不連續(xù)電容時，有效值減小了。也就是在計算時，必須乘上一個鄰近系數(shù)加以修正。這個臨近系數(shù)可以從圖8所示的曲線查出來。這條曲線是平行板線的情況，在下表中列出了τ=6α=，B為任意值的同軸線的臨近系數(shù)。可以看出，二者的差別是不大的，因此，可應(yīng)用圖8于同軸線。所引起的誤差不大于3%。(b)平行板線的鄰近系數(shù)(c)同軸線的鄰近系數(shù)圖8表α=，B為任意值的同軸線和平行板線的臨近系數(shù)對照表臨近比平行板線同軸線τ=6內(nèi)臺階外臺階頻率對不連續(xù)電容的影響各種頻率下的不連續(xù)電容略有不同，圖9畫出了頻率修正系數(shù)為（r3-r1）/λ的關(guān)系。

圖9同軸線階梯電容對（r3-r1）/λ的修正系數(shù)同軸連接器的設(shè)計基本設(shè)計原則隨著國防科研的日益發(fā)展和進步，對同軸連接器的要求越來越高，其中有一個重要要求是在盡可能寬的頻帶內(nèi)，有最佳的電氣性能。為此，必須應(yīng)用三個設(shè)計原則，它不僅適用于精密的寬帶同軸元件，而且適用于一般同軸連接器的設(shè)計。1、設(shè)計原則1在同軸線的每一個長度單元上，盡可能保持一致的特性阻抗。在以往的設(shè)計中，常常利用一段特性阻抗高于或低于標稱值的同軸線來補償導(dǎo)體直徑的階梯，導(dǎo)體上的槽或間隙所引起的不連續(xù)性，這種設(shè)計雖然也能獲得好的性能，但頻帶不可能很寬。為了獲得最佳的寬帶性能，在同軸線的每一橫截面上，都必須盡可能地使特性阻抗等于標稱值。（例如50Ω）2、設(shè)計原則2對于每一個不可避免的阻抗不連續(xù)性，采取各自的共面補償。阻抗不連續(xù)性總是不可避免的。例如，在支撐內(nèi)導(dǎo)體不得不采用絕緣支撐，于是發(fā)生了導(dǎo)體直徑的突變，引起阻抗的不連續(xù)。在這種情況下，為了獲得最佳性能，首先，應(yīng)將未補償?shù)牟贿B續(xù)性減至最小。就使外導(dǎo)體向外切割的深度，約為“完全切割”深度的20%（這時總不連續(xù)電容最?。?，然后，對殘余的“擾亂”進行單獨的共面補償。共面補償是在不連續(xù)處引進“補償”，對支撐來說這相當于在支撐表面除去部分材料，以獲得最佳特性。實踐表明，在同軸線的較長區(qū)域內(nèi)，改變特性阻抗以補償集中的不連續(xù)性。將會限制頻帶寬，因而必須避免。3、設(shè)計原則3把機械公差對電氣性能的影響減至最小在同軸器件中，導(dǎo)體尺寸的公差是不可免的，但是通常幾種機械公差都影響導(dǎo)體直徑公差，例如，“N”型插座中，內(nèi)導(dǎo)體插孔直徑公差由三個公差迭加而成，即插孔的外徑公差、內(nèi)徑公差以及配接插針的外徑公差。因此，使電氣上是重要的尺寸只有一個機械公差的影響，并且這個尺寸不受磨損。標稱尺寸的選擇由（1）式?jīng)Q定內(nèi)、外導(dǎo)體的標稱直徑，并考慮標準化、系列化，由（12）式根據(jù)技術(shù)要求決定公差，配合尺寸要考慮通用性、互換性。絕緣支撐的設(shè)計在同軸連接器中，絕緣支撐是免不了的，絕緣支撐設(shè)計得是否合理，對連接器的性能有嚴重影響。絕緣支撐的結(jié)構(gòu)型式可有許多，但設(shè)計原理都是一樣的，因此，這里只介紹二種用得最多的絕緣支撐的計算方法。平面支撐的設(shè)計這種支撐如圖10所示，這種支撐由于結(jié)構(gòu)簡單，廣泛應(yīng)用。如前所述，在導(dǎo)體直徑突變處，可用電路理論求得最佳尺寸。如圖10所示的等效電路類似于典型的π型網(wǎng)絡(luò)，由網(wǎng)絡(luò)理論知，適當選擇L和C的數(shù)值，可使輸入阻抗等于特性阻抗，只要把二者加以比較，就可以找出規(guī)律性的東西。圖10詳細的敘述見《50-7，50-16硬線插頭座研制小結(jié)》，現(xiàn)把結(jié)果列下：（28a）或Z1［1+2Z1ωcd·ctgQ-ω2cd2Z12］-1/2=Z0（28b）式中，Z1——介質(zhì)區(qū)域內(nèi)的特性阻抗ω=2πf——圓頻率Cd——介質(zhì)支撐一側(cè)的不連續(xù)電容上述就是設(shè)計計算平支撐的依據(jù)，由于式中Cd與（D1/d1）有關(guān)，但不是簡單的函數(shù)關(guān)系，所以還不能直接以上式來求得D1和d1。不過可以用逐次逼近法求解D1和d1，即先設(shè)D1/d1=x1，計算等式左邊之數(shù)值，看其是否等于y0或z0，若不等，又設(shè)D1/d1=x2，重復(fù)計算，直至相等為止。由上式可見，匹配只在唯一的頻率上獲得，而在其余頻率上，匹配被破壞，駐波系數(shù)不等于1，這可以計算出來，（29）反射系數(shù)，（30）駐波系數(shù)，（31）式中，ZBX——支撐輸入一側(cè)上的輸入阻抗│Γ│——反射系數(shù)的絕對值根據(jù)上述方法計算的50-7硬線插頭座的駐波系數(shù)為實測值，列在下表中：表50-7硬線插頭座的駐波特性F(MHz)6501300180026003780VSWR標只對VSWR測(2)寬帶絕緣支撐的設(shè)計計算在寬帶元件中，廣泛采用圖11所示的典型結(jié)構(gòu)，關(guān)于這種支撐的設(shè)計Kraws曾在1960年和1962年分兩部份給出了許多經(jīng)驗數(shù)據(jù)和經(jīng)驗曲線，但他沒有給出理論計算的方法。圖11根據(jù)設(shè)計原則1在介質(zhì)區(qū)域內(nèi)，應(yīng)該使特性阻抗公式中求出D1和d1（其中D1常是選定的）。為了消除鄰近效應(yīng)和計算方便，支撐厚度l可按下式?jīng)Q定（也可選?。﹍≥D1-d0因此，問題變成求槽深δ。為此，可使AA和BB之間的鏡像阻抗等于標稱特性阻抗。導(dǎo)體直徑的變化可用一并聯(lián)的不連續(xù)電容Cd等效。同軸線單位長度的電感和電容分別為：H/mF/m由于δ一般很短，可認為二電容并聯(lián)相加，即凈電容C’為C’=C+Cd開槽區(qū)域的鏡像阻抗Z0’令Z0’=Z0，（32）上式還可以進步簡化：∵∴L=Z02CC0為未刻槽時，介質(zhì)區(qū)域內(nèi)單位長度的電容，將上式代入（32）式，得：亦得：（33a）或：（m）（33b）式中，是AA和BB之間區(qū)域的等效介電常數(shù)。根據(jù)（21）式對于此例，等效介電常數(shù)為：（34）在設(shè)計中，d2、d3可任意取。根據(jù)（33）式計算的一個實際例子是50-16支撐，在此例中，?。篋1=18，D0=16，d0=d2=7，d3=16求得：d1=，δ=這個支撐片的性能，測試結(jié)果列在下頁表中。由于受測試條件限制，不能在任意頻率上進行，同時最高頻率只測到8000MHz。在參考資料中提到，絕緣支撐的重量對電氣性能起著最重要的影響。而介電常數(shù)的微小變化及支撐表面凹痕時，電氣性能只起次要的影響。在設(shè)計中，對絕緣支撐的重量應(yīng)加以考慮，最好通過實驗找出最佳重量。在生產(chǎn)中應(yīng)可能的使支撐重量接近于規(guī)定值，關(guān)于這一點，有待于在實踐中進步證實。50-16寬帶支撐的電氣性能（測試數(shù)據(jù)） fMHzVSWR樣品2666400053326668800012345平均值絕緣支撐與金屬表面間的間隙會對是電氣性能起很大影響。因此，在各個方向上，絕緣支撐與相配的金屬零件最好取壓配合，以消除空氣間隙。同軸轉(zhuǎn)接器設(shè)計在同軸系統(tǒng)中經(jīng)常會遇到不同型號的連接器，要把它們連接起來，必須借助于轉(zhuǎn)接器才能完成，它的作用就是把線徑不同的連接器配起來。在設(shè)計電纜接頭時，也往往會遇到同阻抗不同線徑的轉(zhuǎn)接問題。（略）

附件1寬帶絕緣支撐的設(shè)計計算在寬帶元件中，廣泛應(yīng)用如圖所示的典型結(jié)構(gòu)。現(xiàn)以L27為例進行設(shè)計計算?？諝獠糠值臉朔Q尺寸D0和do根據(jù)特性阻抗公式算出：D0=16do=?。篋0=16+(涂復(fù)前尺寸)介質(zhì)部分的內(nèi)外導(dǎo)體直徑根據(jù)設(shè)計原則1，在介質(zhì)區(qū)域內(nèi)應(yīng)該使特性阻抗等于標稱值Z0=50Ω取ε=D1=18于是，最后取：D1=18+（涂前尺寸）3、?。篸2=7d3=164、求補償槽深度δ求等效介電常數(shù)：已知：ε1=ε3=ε=，ε2=1∴等位參考面直徑D∴D=≈12（3）求CdCd1’Cd2’臨近效應(yīng)修正系數(shù)：ρ=考慮到介質(zhì)和臨近效應(yīng)：∴∴∴δ=0.35mm最后取：δ=±0.03mm綜合上述結(jié)果，得支撐尺寸為實驗結(jié)果：對不同支撐（深度不同）作駐波測試，結(jié)果如下： fMHzδ VSWR4000533266688000這是第一次實驗，可以看出，當δ=~時，VSWR最小，其中δ=和δ=時，出現(xiàn)了較大的駐波比（大于），可能是裝配失誤或測量誤差，而非支撐所致，不作定論。之后又重對δ=的幾對插頭進行測試，結(jié)果列下表：fMHz序號 δ VSWR266640005332666880007802310后幾對平均VSWR可以看出，δ=時，性能較好。最近，為了證實上列數(shù)值是否可靠，又重新加工了一批插針插孔和絕緣支撐，再次測量，結(jié)果列下表： fMHz序號 VSWR1200180024003000360042004000023145VSWR fMHz序號 VSWR478054006000660067207225023145VSWR畫成駐波曲線，如下圖所示。上列各對中，0#的駐波偏大些。從平均值看，在1GHz＜f＜的頻率內(nèi)，VSWR＜，可以認為這個結(jié)果是比較理想的。上述測試結(jié)果雖然與理論計算基本相符，但由于測試樣品仍然有限，以及僅對一種典型尺寸試驗，因此，仍然不能輕信計算是正確的。

附件2雷達手冊第三分冊（饋電系統(tǒng)）（摘錄）衰減公式（沒有截止的情況）同軸線：一般公式：f——周/秒σ——導(dǎo)電系數(shù)莫/米ε——相對介電常數(shù)a，b——內(nèi)導(dǎo)體和外導(dǎo)體半徑單位：米純銅：其它金屬乘系數(shù)k：k=（鋁），（銀），2（黃銅），（金），（鉛），（鎘）擊穿功率公式同軸線：TEM模式中，E’max——為最大擊穿電強伏/米空氣一般為3×106伏/米（用Emax表示空氣最大擊穿電強）ρ——擊穿功率瓦b，a——外導(dǎo)體、內(nèi)導(dǎo)體半徑米同軸線：電感L、電容C式中，b——同軸線外導(dǎo)體半徑，a——同軸線內(nèi)導(dǎo)體半徑同軸線的特性阻抗式中，μ1’——相對導(dǎo)磁率，ε1’對于空氣為介質(zhì)的同軸線：α=αc+αd（衰減常數(shù)α的計算）式中，αc——為導(dǎo)線的損耗，αd——為介質(zhì)的損耗式中，Z0’與r0電導(dǎo)1/mΩ電阻Ω/ma，b——同軸線內(nèi)導(dǎo)體、外導(dǎo)體半徑米Rs——集膚電阻電壓駐波比Kcb，反射系數(shù)r不同直徑（同特性阻抗的同軸線的連接）直角變化型為了消除不連續(xù)點的反射，應(yīng)使內(nèi)、外導(dǎo)體間錯開一距離aa的值可以由曲線（見附件5）查得。當＜3時，對50Ω同軸線，K=對60Ω同軸線，K=對75Ω同軸線，K=當2＜＜5時，a≌D/8漸變型其中，ρ——特性阻抗ρ（Ω）ψφabcd15015°6°3625020°8°4835023°11°2,58d12,58d245030°13°1855215°6°2265220°8°2875225°10°4085230°12°5097015°4°42107020°6°16117025°7°54127030°9°30137515°4°18147520°5°46157525°7°16167530°8°46特性阻抗為不同純阻的變換對階梯變換的計算舉例：已知：如上圖，外導(dǎo)體D=30mm

，內(nèi)導(dǎo)體d0=17.3變至d=9mm，帶寬：9~12.4cm計算步驟：1）2)假定取n=2，由表查出，當n=2時，且│r│max=，ρ=由θm2=a/θm1=(π-θm2)=得出帶寬比：X=θm1/θm2=λ2/λ1=已知的λ2=12.4cmλ1==8.3cm∵λ1＜已知的9cm，∴帶寬合要求。3）求l：lo=nl=2×25=50mm4）查表得：=·=×=Ω=·=×=Ω5）可以利用公式：的式子求出│Tn│2的頻率曲線其中，n2=│Γ│2max/1-│Γ│2max=,又反射系數(shù)切階梯變換器數(shù)表n=2│Γ│max=│Γ│max=Rρρ1ρ2ρρ1ρ2

同軸傳輸線、同軸連接器、射頻電纜組件工程設(shè)計參考資料馬乃祉D：外導(dǎo)體內(nèi)徑d：內(nèi)導(dǎo)體外徑εr：介質(zhì)相對介電常數(shù)μr：介質(zhì)相對導(dǎo)磁系數(shù)圖1表1常用介質(zhì)材料的電性能參數(shù)（25℃介質(zhì)材料常用標記介電強度(伏/密耳)相對介電常數(shù)εr(103Hz)正切損耗角tgδ(100MHZ)空氣air8010聚乙烯PE4805×10-3交聯(lián)聚乙烯IMP7005×10-3聚四氟乙烯TFE4801×10-4氟化乙烯丙烯FEP5002×10-4聚酰亞胺(改性)PI5602×10-3聚丙烯(共聚)500～660～5×10-4聚苯乙烯POLY5005×10-4苯乙烯聚苯撐氧MPPO5003×10-3聚苯撐硫/聚苯撐氧PPS/PPO6003×10-3改性聚苯醚5003×10-31、特性阻抗，Z0（毆姆）精確計算：2、單位長度電容C、電感L（pF/英呎）（μH/英呎）1英呎=0.3048米3、理論截止頻率fc（GHZ）λc：截止波長C0：真空中的光速，精確值為8±（米/秒）精確計算：表2同軸傳輸線截止頻率與相近連接器對照表(50Ω)公稱尺寸同軸傳輸線外導(dǎo)體內(nèi)徑（Dmm）截止頻率（GHZ）相近的通用連接器連接器使用上限頻率(GHZ)εr=1εr=εr=2εr=167/16612UHF411HN610SC118BNC47NAPC-718TNC116ATNC1854SMABMA333SSMA35、SMK（K）40502（V）651（M）110D/d4、傳播速率VP5、延時Tns（ns/英吋）6、駐波參數(shù)反射系數(shù)ReflectionCoefficient（Γ）反射損耗ReturnLoss(dB)電壓駐波比VSWR（ROS）表3VSWR、Γ、Loss換算表VSWRΓLoss（dB）VSWRΓLoss（dB）1312323334345356367378389391040114112421343144415451646174718481949205021512252235324542555265627572858295930607、電流的趨膚深度δ（μm）電阻率：ρ（Ω·cm）-1電導(dǎo)率：（Ω·cm）波長：λ（cm）表4部分金屬的電導(dǎo)率金屬電導(dǎo)率滲透深度(100MHZ)銀×1056．3銅×1056．6金×1057．2鋁×1058．5黃銅≈×105≈13黃銅或鈹銅≈×105≈148、同軸線的衰減ββ=β1+β2（dB/cm）β1（電阻損耗）=（dB/cm）ρ1、ρ2分別為外、內(nèi)導(dǎo)體的電阻率（Ω·cm）-1f：頻率（MHZ）β2（介質(zhì)損耗）=（dB/cm）9、駐波系數(shù)對衰減的影響傳輸線端的負載的駐波系數(shù)本身增加了傳輸線的衰減Γ2：傳輸線輸入端的反射系數(shù)Γ1：負載的反射系數(shù)βL：傳輸線長度為L時的衰減10、傳輸線內(nèi)外導(dǎo)體間的電場Ea（V/cm）同軸傳輸線內(nèi)外導(dǎo)體間，內(nèi)導(dǎo)體外表面的電場為最大（V/cm）Um：內(nèi)外導(dǎo)體間的峰值電壓11、傳輸線的最大工作電壓U（單位：伏特，50HZ有效值）E的值由絕緣材料的特性確定，單位（伏特/cm）表5絕緣材料E（V/cm）空氣30000空氣+聚四氟乙烯5000空氣+聚乙烯5000單層聚四氟乙烯40000單層聚乙烯5000012、同軸傳輸線的最大電暈強度Pc式中：U：最大工作電壓（V，50HZ有效值）P1：同軸線內(nèi)空氣壓力P0：正常大氣壓P1/P0：只有一部分介質(zhì)是由干燥空氣時才考慮，否則為113、同軸傳輸線允許傳輸?shù)钠骄β蔖m（瓦）式中：ρ0：外導(dǎo)體的熱擴散系數(shù)（W/cm2）D′：外導(dǎo)體（殼體）的外徑（cm）β：總衰減，最大可考慮乘系數(shù)（dB/cm）k：反射的系數(shù)（頻率大于500MHZ時）ρ0的值：表6D′（mm）ρ0（W/cm2）1020≈40≈80≈14、傳輸功率P（μr設(shè)為1）同軸線的電壓駐波比（VSWR）為S時，傳輸最大平均功率Pmax15、介質(zhì)支撐設(shè)計公式（1）等效介電常數(shù)(εe)的計算公式當有2種或2種以上的介質(zhì)構(gòu)成的支撐件，則其等效介電常數(shù)的計算方法如下：同軸分布的非單一介質(zhì)圖2基本對稱分布的二種介質(zhì)ε1、ε2：二種介質(zhì)的介電常數(shù)V2：對應(yīng)ε2介質(zhì)的體積之和V總：二種介質(zhì)的總體積之和圖3若ε2為空氣（即去除部分固體介質(zhì)材料）則（2）介質(zhì)支撐件的設(shè)計公式（見圖4）當在均勻介質(zhì)的同軸線中，有限長度的非相同介質(zhì)的支撐件會引起TEM波的激勵（高次模），影響同軸傳輸線的截止頻率和傳輸性能，但在射頻同軸連接器設(shè)計中，基本上不可避免地存在有限長度非相同介質(zhì)支撐件（除半硬電纜直通型自由端連接器）。因此，設(shè)計、制造出優(yōu)良的介質(zhì)支撐件是保障連接器高性能的基礎(chǔ)。①支撐件的厚度（B）a、B＜D1-dB≥2DD1是支撐件的外徑b、B引起高次模的關(guān)系式為λg：工作波長；f：工作頻率②支撐件外徑、內(nèi)孔徑計算（D1、d1）D1=2h+D注：h為支撐件外鑲槽的深度圖4h0是設(shè)內(nèi)導(dǎo)體不變，則支撐件外鑲槽的深度③支撐件端面補償?shù)挠嬎悖é?、d2、D2）（共面補償）d2=1～選取D2=～1D選取計算Δ：計算A-A截面等效介電常數(shù)εe計算等位參考面直徑D′計算外導(dǎo)體直徑變化引起的不連續(xù)電容Cd1內(nèi)導(dǎo)體直徑變化引起的不連續(xù)電容Cd2不連續(xù)電容k為修正系數(shù)，k=d、注：具體計算應(yīng)注意量綱的統(tǒng)一Δ的計算值是一個參考值、應(yīng)進行實測修正，也可直接用實驗方法確定。制造公差應(yīng)盡可能小，但可在保證D1、d1和B的尺寸精度下，控制重量一致的方法。16、同軸變截面補償設(shè)計（1）臺階式變截面（錯位補償）①介質(zhì)相同εr=1②時Z0=50Ωk=Z0=60Ωk=Z0=75Ωk=③時（2）錐形變截面介質(zhì)相同εr=1θ1(°)θ2(°)abcd①θ2采用小于12～16°②θ2大于16°后，應(yīng)采取θ錐頂?shù)腻e位，（虛線中的Δ）。③大直徑比的過渡時采用錐形過渡。優(yōu)于臺階式過渡。115D1d2D2220d1D1d2D232511d1D1d2D2430d1D1d2D2（3）其它軸向過渡補償Z0=50ΩZ0=50Ω（4）直角彎式過渡補償(Δ值僅供參考、應(yīng)通過實驗或CAD進行優(yōu)化)Z0=50Ωεr=1Z0=50Ωεr=1

Z0=50Ω17、同軸傳輸線的電長度φ式中：f：工作頻率（MHZ）L：傳輸線長度（英呎）18、相位溫度系數(shù)PTC（PPM/℃）式中：△T：溫度變化值（℃）△φ：以25℃φ0：絕對（總）相位（電長度）19、射頻連接器的耐功率射頻連接器的耐功率（平均功率），在標準大氣壓和25℃頻率（GHz）（HT）=耐高溫介質(zhì)支撐墊圈（FLH）=法國圣迭戈班公司注冊商標：氟塑料（HF）=高頻（EF）=擴頻（展寬頻率）20、影響射頻連接器傳輸功率的因素射頻連接器在實際使用中傳輸功率的大小,首先與傳輸波(連續(xù)波或脈沖波)有關(guān),同時和使用頻率、環(huán)境溫度、大氣壓力以及系統(tǒng)的匹配狀況；零件制造中的表面質(zhì)量、組裝中的潔凈、無污染等等因素有關(guān)。表8為部分連接器最大傳輸平均功率的實際使用參照表。P′=PREF·Kf·Kc·Ks·KhPREF：表7中選取的參考值Kf：使用頻率相關(guān)修正系數(shù)Kc：環(huán)境溫度相關(guān)修正系數(shù)Ks：反射匹配相關(guān)修正系數(shù)Kh：使用高度（氣壓）相關(guān)修正系數(shù)表8KfKcKsKhMCX×Kfmax=20SMBSMA×Kfmax=20BMAQMA×Kfmax=13TNC×Kfmax=20ATNC×Kfmax=20N×Kfmax=20HN×Kfmax=20SC×Kfmax=207/16×Kfmax=15MCX、SMBPREF=100W（時）參考資料1．《同軸式TEM模通用無源器件》鄭兆翁1983年人民郵電出版社2．《同軸連接器設(shè)計參考（匯集）》高頻插頭座集中設(shè)計組1972年3．《RADIALL》資料2003年4．《Astrolab》資料2003年5．《微波工程手冊》微波工程手冊編現(xiàn)代射頻同軸連接器優(yōu)化設(shè)計技術(shù)西安富士達科技股份有限公司武向文【摘要】本文對近幾年來國際上流行的射頻同軸連接器優(yōu)化設(shè)計方法，即以理論計算和經(jīng)驗設(shè)計為基礎(chǔ)、利用三維電磁場分析軟件建模仿真，并通過時域測量分析進行優(yōu)化的設(shè)計方法，進行了簡單的介紹。【關(guān)鍵詞】射頻同軸連接器優(yōu)化設(shè)計仿真時域測量不連續(xù)響應(yīng)1引言射頻同軸連接器是微波領(lǐng)域中重要的射頻傳輸元件，因其頻帶寬、連接方便可靠、性能優(yōu)越、成本低廉，在微波通信設(shè)備、儀器儀表及武器系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。近幾年來隨著現(xiàn)代通信技術(shù)的飛速發(fā)展，整機設(shè)備對射頻同軸連接器的技術(shù)要求越來越高，寬頻帶、低駐波、小型化、多功能、高可靠、快速連接等等，新的連接器品種應(yīng)運而生、層出不窮，這也對連接器產(chǎn)品的設(shè)計提出了更高的要求。射頻同軸連接器的設(shè)計優(yōu)化包括對連接器多方面功能及價值的分析改進，以達到質(zhì)優(yōu)、價廉，并且縮短試制周期。優(yōu)化技術(shù)適用于射頻同軸連接器的結(jié)構(gòu)設(shè)計、尺寸精度的確定、性能參數(shù)的提升等方面。通過優(yōu)化，尋求和確定最佳參數(shù)，保證連接器使用功能和可靠性要求。隨著微波技術(shù)的發(fā)展，整機系統(tǒng)要求連接器具有更多的附加功能，如濾波（隔直、防雷等）、整流、衰減等；另一方面整機系統(tǒng)信號頻率在不斷提高，對信號傳輸部分的損耗和電壓駐波比也有了更高的要求。因此電性能的提升逐漸成為射頻同軸連接器設(shè)計優(yōu)化工作的重點和難點。隨著計算機技術(shù)的飛速發(fā)展，仿真技術(shù)也步入了一個新的時代，原來只有中、小型計算機或?qū)I(yè)工作站上才能運行的仿真軟件現(xiàn)在也可以在微機上用了，這樣就給仿真技術(shù)的普及創(chuàng)造了有利條件。另一方面，仿真軟件在不斷過發(fā)展完善，新的軟件層出不窮，AnsoftHFSS和ADS等傳統(tǒng)三維電磁仿真軟件功能也在不斷強化，仿真精度越來越高，優(yōu)化結(jié)果越來越接近實際數(shù)值。這些無疑給連接器的仿真和優(yōu)化設(shè)計創(chuàng)造有極為有利的條件。時域測量分析是進行微波傳輸系統(tǒng)缺陷分析的有效方法之一。通過時域測量，可獲得沿傳輸線的阻抗變化、集中反射點位置、集中反射點的電特性等數(shù)據(jù)，這對于分析和優(yōu)化連接器設(shè)計是非常有利的。通過對時域測量數(shù)據(jù)的分析，找出連接器設(shè)計結(jié)構(gòu)當中不匹配點并對其進行逐一調(diào)整和優(yōu)化，以達到提高電性能的目的。時域測量的定位精度和響應(yīng)分辨率直接關(guān)系到時域分析結(jié)果的準確性，而響應(yīng)分辨率與微波測試設(shè)備的頻寬、采樣速率有直接的關(guān)系。近年來隨著行業(yè)的發(fā)展和西方國家對華禁運政策的調(diào)整，越來越多的國內(nèi)射頻同軸連接器生產(chǎn)廠家具備了頻率上限到20GHz甚至高達40GHz的具備時域測試功能的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，這也使時域測量分析技術(shù)應(yīng)用于射頻同軸連接器的優(yōu)化設(shè)計成為可能。2射頻同軸連接器的一般設(shè)計原則射頻同軸連接器的工作原理比較簡單，可以說是一段能夠使RF傳輸系統(tǒng)實現(xiàn)電氣連接與分離的同軸傳輸線。連接與分離這一機械過程的實現(xiàn)要求連接器具有可靠的連接界面；連接器的適用性和方便性要求連接界面有多種不同的規(guī)格和連接形式；連接器的通用性和互換性要求連接界面的標準化；連接與分離的可靠性與穩(wěn)定性要求連接器界面尺寸及內(nèi)外導(dǎo)體相對位置的穩(wěn)定及足夠的機械保持力。這是對連接器界面及結(jié)構(gòu)的基本要求，另一方面連接器需要與同軸電纜、微帶等傳輸線連接，同樣也需要考慮連接過渡的匹配性、穩(wěn)定性和連接的可靠性。機械連接的穩(wěn)定性與可靠性是實現(xiàn)射頻同軸連接器電氣連接可靠性與穩(wěn)定性的基礎(chǔ)，穩(wěn)定可靠的機械結(jié)構(gòu)加上均勻匹配的阻抗、合理的介質(zhì)材料，便可得到電氣性能優(yōu)良的射頻同軸連接器。但阻抗的不連續(xù)是不可避免的：界面的機械連接及界面的容差導(dǎo)致連接界面的阻抗不連續(xù)；用于保證機械穩(wěn)定性的臺階定位結(jié)構(gòu)導(dǎo)致不連續(xù)電容的存在；機械公差及介質(zhì)電參數(shù)的漂移導(dǎo)致特性阻抗的漂移；連接器與電纜及微帶等射頻傳輸線連接部分的適配性及電磁場場形變化也會產(chǎn)生特性阻抗不連續(xù)。只有對這些不連續(xù)逐一進行識別和補償，才能使射頻同軸連接器具有更好的電性能指標。關(guān)于射頻同軸連接器的設(shè)計補償計算很多理論著作及學(xué)術(shù)論文當中都有更為詳盡的闡述，這里就不再贅述了，但需要說明的是絕大多數(shù)的經(jīng)驗公式都是通過對大尺寸同軸傳輸線的研究得來的，對我們常規(guī)的使用頻率不是很高的連接器的設(shè)計而言其精確度已足夠，而對于小尺寸、高頻率、高性能要求的連接器（如毫米波連接器）設(shè)計而言，由于尺寸公差、表面粗糙度、金屬材料表面電阻率及介質(zhì)電參數(shù)的穩(wěn)定性等方面的影響變得不可忽略，所以此時的計算結(jié)果僅能作為參考。綜上所述，在明確了用戶需求及確定了連接界面形式的情況下，連接器的基本設(shè)計思想可簡單總結(jié)為以下三點：在充分滿足客戶需求的情況下采用最簡潔的設(shè)計結(jié)構(gòu)。簡單就是可靠，簡潔的結(jié)構(gòu)不僅可以有效減少不連續(xù)點（段）的存在，提高電性能，而且簡潔的結(jié)構(gòu)有更好的機械可靠性。盡量使每一段的阻抗都與標稱特性阻抗相符。保證傳輸線阻抗的均勻性是減小反射的關(guān)鍵。對不可避免的不連續(xù)逐一進行共面補償。共面補償是弱化和消除集中反射（不連續(xù)點）的有效方法，其原理是針對不連續(xù)點的電特性（容性或感性）在其鄰近部位引入一段感性或容性區(qū)域，使在不連續(xù)點附近一定區(qū)域內(nèi)“平均阻抗”接近標稱特性阻抗值，以達到在一定的頻段內(nèi)減小反射的目的。從根本上講共面補償就是在失配部位形成一個低通濾波網(wǎng)絡(luò)，只要通頻帶足夠?qū)挘ǜ采w連接器要求的頻率范圍），便可得到理想的補償。由LC低通濾波網(wǎng)絡(luò)原理可知，集中電容或電感值越大，低濾波器的通頻帶越窄，即在較高的使用頻率下想要使共面補償達到更好的效果，首先是集中電容或電感值要盡量的小，否則在高頻段不可能設(shè)計出性能優(yōu)異的射頻同軸連接器產(chǎn)品。由此可見共面補償畢竟是后天性的，在進行射頻同軸連接器產(chǎn)品的設(shè)計時首先應(yīng)盡量減少不連續(xù)點（段）的存在，并使不可避免的不連續(xù)盡量的小。3仿真優(yōu)化設(shè)計技術(shù)利用三維電磁場分析軟件建模仿真，對連接器的設(shè)計進行優(yōu)化，可以提高產(chǎn)品設(shè)計的一次成功率。尤其是對性能要求高或有特能要求的連接器產(chǎn)品，通過建模仿真和計算，可以不用生產(chǎn)樣品而得到設(shè)計將可能達到的性能數(shù)據(jù)，通過進一步優(yōu)化使模型達到所要求的性能指標，這時再安排生產(chǎn)出的樣品，其性能指標會非常接近或一次達到設(shè)計輸入的要求，即縮短了設(shè)計周期，又節(jié)省了研制費用、降低了開發(fā)成本，省時省力。下面我們用AnsoftHFSS軟件對一種7/16型1/4波長寬帶防雷連接器進行仿真優(yōu)化，以此為例介紹一下射頻同軸連接器仿真優(yōu)化設(shè)計的一般過程。AnsoftHFSS軟件簡介AnsoftHFSS（HighFrequencyStructureSimulator）是Ansoft公司著名的三維微波電磁仿真設(shè)計軟件，其人性化的交互式用戶界面和強大的優(yōu)化功能給使用者帶來非常大的便利。AnsoftOptimetrics(Ansoft優(yōu)化)是一種變量分析工具，它可以方便地對模型變量模擬分析，使我們在模擬優(yōu)化時不用再建立和求解一系列模型，而只需建立一個模型即可。在AnsoftHFSS中沒有包含AnsoftOptimetrics，但在AnsoftHFSS中已經(jīng)集成了Optimetrics功能。AnsoftHFSS軟件具有強大的建模功能、豐富的材質(zhì)庫和模型庫，這使得建模工作變得簡單快捷，再加之強大的宏處理功能和多種掃頻方式，使其成為應(yīng)用最為廣泛的三維微波電磁仿真設(shè)計軟件。它可以模擬波導(dǎo)、空間、微帶線路、同軸線及腔體中的三維電磁場，可以方便地實現(xiàn)天線、濾波器、波導(dǎo)器件、連接器等微波器件的仿真模擬和優(yōu)化。其界面如圖1。圖1ANSOFTHFSS界面模型的建立我們要模擬的是一種新型的多功能連接器――1/4波長金屬支撐子式的寬帶防雷連接器，兩端為7/16型陰頭。我們知道1/4波長金屬支撐子在同軸傳輸線中相當于一個帶寬很窄的帶通濾波器，由于它使同軸線內(nèi)導(dǎo)體直接良好地接地，因此作為防雷器時具有最小的殘余浪涌電壓和極強的電流處理能力，在雷電防護領(lǐng)域倍受青睞。過窄的使用帶寬不利于它的推廣，考慮目前通信系統(tǒng)工作頻率，擬將其使用頻帶拓展為~。利用切比雪夫多項式對其進行拓頻設(shè)計，以GHz為中心頻率，并考慮連接器應(yīng)承受8/20μs、50KA脈沖電流的沖擊，得出如圖2的基本結(jié)構(gòu)模型：ａ、原理圖ｂ、結(jié)構(gòu)模型圖2寬帶防雷原理圖及基本結(jié)構(gòu)模型根據(jù)預(yù)定的外形尺寸，推算出的模型結(jié)構(gòu)在實際設(shè)計中較難實現(xiàn)或會造成過高的制造成本，故考慮1/4波長金屬支撐部分與連接器主體實現(xiàn)連接的可能結(jié)構(gòu)，對模型結(jié)構(gòu)進行調(diào)整（如圖3）。ａ、原理圖ｂ、結(jié)構(gòu)模型圖3調(diào)整后的原理圖及結(jié)構(gòu)模型調(diào)整后1/4波長金屬支撐部分由原來的阻抗為Z1的均勻傳輸線變?yōu)殚L度為L1a、阻抗為Z1a和長度為L1b、阻抗為Z1b的兩段傳輸線的組合，這樣一來想要確定Z1a、Z1b、L1a和L1b，計算變得相當復(fù)雜。這一工作可以交給ANSOFTHFSS去做。由于結(jié)構(gòu)的限制，可確定L1a為20mm，Z1a為88Ω，而L1b和Z1b預(yù)設(shè)為26mm和92Ω。由于優(yōu)化前后連接器主體部分徑向尺寸變化不會太大，因此將連接器主體部分兩端分別加入適當?shù)木鬯姆蚁┙^緣支撐?？紤]絕緣支撐的加入對電長度的影響并進行修正，然后根據(jù)經(jīng)驗公式對絕緣支撐處的不連續(xù)進行逐一補償計算；因連接器將與50Ω電纜組件相連，故將N型插孔端面做為阻抗變換段的起始面。完成上述工作后可著手建立ANSOFTHFSS三維仿真模型（如圖4）。圖4在AnsoftHFSS中建立的三維仿真模型模型建好后進行材質(zhì)的設(shè)定：銅合金鍍銀的內(nèi)導(dǎo)體材質(zhì)可設(shè)為copper，絕緣支撐設(shè)為Teflon，其它部分本來應(yīng)設(shè)為空氣，但為了優(yōu)化的方便，將其設(shè)為真空，這對結(jié)果的影響非常小，可以忽略不計。下一步是端口設(shè)置：將兩端連接器界面設(shè)置成50Ω端口。然后就可以設(shè)置求解條件：點頻，10次迭代，最大誤差；Fast掃頻方式、－，分為50份。下面就可以開始進行初步求解了。計算后選擇顯示電壓駐波比，則可得到圖5a中顯示的曲線。圖5aAnsoft模擬電壓駐波比曲線參數(shù)的設(shè)置及優(yōu)化為了做便于進行優(yōu)化，要在模型中引入?yún)?shù)。分析上圖曲線，和我們所需要的結(jié)果比較接近，帶寬已經(jīng)足夠，但頻帶有些上移，中心低點沒有完全形成。雖然－時電壓駐波比小于，但中心峰值已接近，有些過高，其主要因素就是Z1a和Z1b段的過渡。Z1處1/4波長金屬支撐已經(jīng)是較細了，再細會影響到電流處理能力，所以可以調(diào)節(jié)的只有Z1b和Z2了。將Z2段內(nèi)導(dǎo)體外半徑設(shè)為可變參數(shù)SizeR1，范圍－，每步0.05mm；將Z1b段外導(dǎo)體內(nèi)徑設(shè)為可變參數(shù)SizeR2，范圍－，每步0.05mm；將Z1b段的長度設(shè)為SizeL，范圍32－40，每步0.5mm。設(shè)置顯示參數(shù)然后優(yōu)化，優(yōu)化后的曲線如下圖所示：圖5bAnsoft模擬優(yōu)化后的電壓駐波比曲線圖6最終產(chǎn)品結(jié)構(gòu)圖模型的轉(zhuǎn)化圖6最終產(chǎn)品結(jié)構(gòu)圖將優(yōu)化計算得到的數(shù)據(jù)用于產(chǎn)品的設(shè)計當中，根據(jù)生產(chǎn)工藝能力狀況對內(nèi)、外導(dǎo)體進行合理拆分，并考慮1/4波長金屬支撐部分接地的可靠性和保留一定的調(diào)節(jié)量，得到最終設(shè)計結(jié)果（如圖6所示）。樣品生產(chǎn)后經(jīng)測試發(fā)現(xiàn)實際通頻帶略有偏移，且?guī)挷蛔悖褐行念l率約為，通頻帶為。通過將D1b尺寸加大0.2mm，并對1/4波長金屬支撐接地端螺母進行調(diào)整，以改變L1b的長度，使整體性能達到了要求：電壓駐波比小于。駐波測試曲線如圖7所示。圖7寬帶防雷器樣品測試曲線（時駐波比為）4時域分析優(yōu)化設(shè)計法射頻同軸連接器的時域分析優(yōu)化設(shè)計法是指通過時域測量分析的方法對設(shè)計樣品進行測試驗證，找出設(shè)計缺陷，并進一步進行設(shè)計優(yōu)化，以提高連接器電性能的方法。仿真優(yōu)化設(shè)計技術(shù)是基于按傳統(tǒng)設(shè)計理論建立的原始模型、在樣品生產(chǎn)之前進行的設(shè)計優(yōu)化工作，按其結(jié)果設(shè)計生產(chǎn)出樣品后，要對樣品進行測試驗證，看其是否達到設(shè)計輸入的要求。頻域測量能給出被測連接器及電纜組件關(guān)于頻率的綜合特性，如電壓駐波比、插入損耗等，這對判斷樣品是否符合設(shè)計輸入要求是非常重要的。但當需要對射頻同軸連接器或電纜組件進行診斷，需要判斷或分離出集中反射點或阻抗的不連續(xù)段時，頻域測量就無能為力了。而這些方面卻正是時域測量所擅長的。時域測量簡介時域測量的方法一般有直接測量和間接測量兩種方法。直接測量是在脈沖激勵下測量被測件的響應(yīng)，從響應(yīng)中直接獲取需要的電參數(shù)。只要脈沖前沿上升時間足夠短（如15PS以內(nèi)）、接收機頻帶足夠?qū)?，直接測量法可提供很高的分辨率，常見的儀器配置為取樣頻率較高的取樣示波器加射頻分析模塊和射頻探頭。間接法測量是在掃頻連續(xù)波激勵下，先測被測件的頻率響應(yīng)，再把此響應(yīng)利用傅里葉反變換轉(zhuǎn)換到時域中。目前多數(shù)的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀增加時域模塊后都可具有間接時域分析功能，如HP8510，Wiltron的360系列、373系列等。矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀是射頻同軸連接器生產(chǎn)廠家必備測試設(shè)備，這里就介紹一下利用Wiltron的37347A型矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進行時域分析，對連接器進行設(shè)計優(yōu)化的方法。時域測量有兩種工作模式。一種是