2025目第1章緒 第3章基于改進虛擬功率的主動預同步控 VPS補償環(huán) 第4章基于改進自恢復下垂的多維度優(yōu)化控 孤島運作時ω與V的自恢復機 第5章網(wǎng)側逆變器雙模式控制實驗與分 11--PAGE1--PAGE21系統(tǒng)近年來得到了迅猛發(fā)展[1-3]。中國水電水利規(guī)劃設計總院與國際能源署IEA(InternationalEnergyAgency)20222021》和《Renewables2022Analysisandforecastto20272021年全球可再生能源裝5年內的可再生能源以及光伏風電在總體能源結構中的占比走勢[5]荷及保護和監(jiān)控裝置整合起來的微電網(wǎng)概念[6,7]1-2所示。在微電網(wǎng)結構下，蓄電池1-2GidSidenvt)在儲能系統(tǒng)的能量支撐前提下，可實現(xiàn)風機側直流母線與交流電網(wǎng)的能量持續(xù)雙向14系統(tǒng)一旦因主電網(wǎng)故障而發(fā)生非計劃孤島時，確定孤島后，微電網(wǎng)通過斷開網(wǎng)側開關，進入孤島運行模式，通過網(wǎng)側逆變器保障關鍵負載的供電。因此在并網(wǎng)模式和孤島模式之間切換時，需要通過網(wǎng)側逆變器采用有效的雙模式平滑切換策略來保證微網(wǎng)功率平衡和電壓幅值、頻率穩(wěn)定，并且對并網(wǎng)或脫網(wǎng)瞬態(tài)過程中產生的電壓、電流沖擊進行抑制151-311--PAGE11--PAGE10 網(wǎng)側逆變器機側變?yōu)V波器蓄電池變換器傳輸線變換器 網(wǎng)側逆變器機側變?yōu)V波器蓄電池變換器傳輸線變換器傳輸線直流母線電壓控制及功率并網(wǎng)/脫網(wǎng)雙就直驅風力發(fā)電系統(tǒng)微電網(wǎng)內部的單臺逆變器而言，有恒功率(PQ)控制、電壓V/f控制、下垂(Droo控制、虛擬同步電機控制itulsynhronousgnrto，VSG等控制策略17。PQ控制的分布式電源是不能獨立運行的。PQ控制框圖1-4所示。PdrefQqref固定時，uoduoq由隨大電網(wǎng)給定進行d、qidref、iqrefiLd、iLq進行比較，PIuoduoq前饋補償生成調制信號。-βdq0 2PrefuodQrefuoqidref 3uoduoq 2PrefuoqQrefuodiqref 3uoduoq1-4PQV/f控制策略的主要作用是使分布式電源實現(xiàn)參考電壓的幅值和頻率的給定值提供電壓和頻率支撐，V/f1-5所示。uαuoq-+odrefuod uoq Rlineuod1-5V/fEEk(qQ Ldq0iLabciLabc dq0dref+iLdq01-7VSG根據(jù)微網(wǎng)安全運行標準[22,23]ΔUΔU計劃脫網(wǎng)或非計劃脫網(wǎng)計劃脫網(wǎng)或非計劃脫網(wǎng)主動并網(wǎng)切換且穩(wěn)定1-8另外，系統(tǒng)的脫網(wǎng)切換主要包括計劃孤島與非計劃孤島兩種，計劃孤島是指在已知切換時間，按計劃控制逆變器脫網(wǎng)，因此可以根據(jù)實際脫網(wǎng)時的運行情況主動調整工作狀態(tài)，易實現(xiàn)平滑切換6]。非計劃孤島是由于人為或故障導致電網(wǎng)的繼保裝置跳開斷路器后，被迫進入孤島模式，需要通過孤島檢測做出判斷才能確定系統(tǒng)1。在孤島檢測過程中，大電網(wǎng)斷開導致并網(wǎng)功率突變，很可能會使風力發(fā)電系統(tǒng)輸出電壓幅值、頻率發(fā)生波動，甚至可能會造成保護裝置的誤動作而使系統(tǒng)停機27。針對下垂控制的預同步并網(wǎng)切換，近些年有很多學者做出深入研究。其中一個Phseokdoop，PL實現(xiàn)相位和幅值跟蹤的直接預同32和文獻33等給出了理想電網(wǎng)環(huán)境下的鎖相環(huán)預同步方法，同步原19所示，m、ωmmg、gg分別為電網(wǎng)電壓幅值、頻率和相位，通過控制補償微網(wǎng)電壓幅值、頻率以及相位，使33討論了相位預同步與頻率同步環(huán)節(jié)的34在自恢復下垂控制基礎上給出了基于35詳細的分析了頻率與相位的強耦合，在相位突變時，鎖相環(huán)頻率檢測誤差較大，對預同步控制產生干擾。針對電網(wǎng)電壓畸變情況，文獻36]和文獻37]給出由PL與二階廣義積分SondOrdrGnrlidntgrtorSOSOI38θm1-9PLLPLL線性、工程實踐中檢測誤差，難以取得理想控制效果391]。為此，有學者展開了無42PL43提出了一種基于虛擬轉矩和虛擬磁SG功44]ofCommonCouplingPCC45給出了基于虛擬功率的自同步控制策略，把相角差轉化為虛擬功率，保證相角控制器輸出信號的連續(xù)性，但該方法無法實現(xiàn)幅值同步，需額外設計幅值同步控制器，并且相角同步需在幅值同步完成4647給出了虛擬功率自同步方案的控制環(huán)路參數(shù)設計原則。文獻48在虛擬阻抗但是非計劃孤島情況的預測比較困難，孤島確定的時間存在延遲，孤島后的功率差額也不確定，所以實現(xiàn)非計劃孤島的平滑切換仍具有挑戰(zhàn)性49。P/f導致系統(tǒng)的電壓、頻率失穩(wěn)0]。針對并脫網(wǎng)采用不同控制策略的情況，眾多學者對51提出了預先正弦波形檢測用于孤島檢測，并通過快速換向電流補償和預測傳輸電壓輔助控制實現(xiàn)了非計劃孤島的平滑切換。文獻5253提出一種電壓電流協(xié)同控制策略，通過電流環(huán)和電壓環(huán)的并列協(xié)同參與負荷和并網(wǎng)功率的維持，實現(xiàn)非計劃孤54提出了一種附加電流控制器配合主電壓控制器的組P/f控制在非計劃孤島的平滑切換。

孤孤 故運 檢 閉 運下垂系數(shù)減小V/f下垂系數(shù)恢復1-10文獻[62]針對多儲能逆變器孤島運行功率分配問題，一方面可以引入虛擬阻抗提高功率分配精度66,7]，但線路阻抗的測量增加了使用虛擬阻抗解決功率分配問題的控制復雜性。另一方面，可以對下垂控制本身進行改進，文獻6869和70V?下V?器頻率穩(wěn)定在額定值，文獻[34]提出的自恢復下垂控制(Self-recoveryDroopControl，SRDC)Q-V?V?恢復機制，引入頻率恢復機制，保證逆變器輸出頻率為1章：詳細闡述了本課題的選題背景及研究意義、介紹了基于儲能的直驅風步控制策略，并對虛擬阻抗的選取及控制參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響進行了研究。在34章：針對網(wǎng)側逆變器在傳統(tǒng)下垂控制運行下的缺陷，從孤島運行使得功率控制與頻率穩(wěn)定、并網(wǎng)運行時的并網(wǎng)功率控制以及非計劃孤島的平滑切換三方面考慮，在自恢復下垂控制的基礎上進一步優(yōu)化，提出了改進的自恢復下垂控制。在自恢復下垂控制上引入偏差比例前饋，保留了其頻率穩(wěn)態(tài)無差控制的優(yōu)勢，同時顯著從而實現(xiàn)并網(wǎng)模式下的入網(wǎng)功率精確可控以及非計劃孤島的平滑切換。最后，通過MTLB仿真驗證了所提出的改進下垂的多維度優(yōu)化控制的正確性和可行性。5章：以基于儲能的直驅風力發(fā)電系統(tǒng)實驗平臺為對象，首先介紹了實驗平SRDC的網(wǎng)側逆變器多維度優(yōu)化控制方法分別進行了實驗驗證。22-12-1中，CF為直流側儲能電容；ABC三相橋臂從左向右排列；uA、uB、uC分別為A、B、C三相橋臂的橋臂電壓；Lf為濾波電感，r為濾波電感的等值電阻；Cf為濾ioabcuoabc。傳輸線傳輸線22--PAGE13--PAGE142-1的主電路拓撲結構，iLuo作為狀態(tài)變量，根據(jù)基爾霍夫ClarkeParkdq0LdiLd

L f

fLdiLq

L f

f

C od

Cf

f oq

Cf

f式(2-1)即為三相電壓源型逆變器在dq0坐標系下的數(shù)學模型。其中uod，uoq由sLi(s)u(s)ri(s)u(s)Li f f

sCu(s)i(s)i(s)Cu f fudud iLd CfuqiLqCf LfsLfs2-2PIusam-+irefLd+isam-usam-+udCusam-usam-isam-isam-refLq+usam-Ls+Cusam-isam- 2-3圖中，usam_odusam_oddq軸的采樣值；isam_Ldisam_Lq為電感電流dq軸的采樣值；Gsamv(s)Gsami(s)分別為電壓和電流采樣系數(shù)；kpwm為逆變器橋臂遲；GPIv(s)GPIi(s)PI調節(jié)器傳遞函數(shù)。2-3d2-4所示。圖中，Gsami(s)為電流1/(Lfs+r)Ts，由于逆變器開關頻10kHzTs=1×10-4s。u1d+u1d+irefLd+Lfssam-uod-2-4d

(s)

式中，ωsami為二階低通濾波器的截止頻率；Q為二階低通濾波器的品質因數(shù)，一般0.707；TD為數(shù)字濾波環(huán)節(jié)引起的延時時間；ksi為電流采樣系數(shù)。

(s)

式中，TdelayI型系統(tǒng)，控制器GPIi(s)PIG(s)

kii=kii(s

(s)GPIi(s)Gsami(s)Gdelay(s)kpwm

s(Lfsr)(TΣi式中，T?iT?iTDTdelay+1/(ωsamiQ)將電流內環(huán)設計成典型Ⅰτs+1Lfs+r，得到電流環(huán)開環(huán)

(s)ksikpwmkcs(T

s(Ts+1)

式中，kckii/rkip/Lf

kciLf2Vcmci

2Vk cm

fci10倍，低于開關頻fci=0.1fs=1kHz(fs10kHz)。 (s) Gopeni(s)

k1

kTs2+s si

(s)

性能，添加電壓外環(huán)，將其設計為典型Ⅱ型系統(tǒng)，d2-5所示。圖器組成；1/CfsPI控制器的傳遞函數(shù)為 (s)

urefodiLd+urefodiLd+Cf+

iod-2-5d

(s)GPIv(s)Gclosei(s)Gsamv(s) kopenv(kvpskvikopenv(kvpskvi T?v=TD+1/(ωsamvQ)；ksv為電壓采樣系數(shù)。1/5~1/1020lg

openv

20lgkvp40lgkvp

由式(2-13)kopenvωcvkvi/kvpkopenv=kvi/Cfkopenvωcvkvi/kvp，確PIP參數(shù)，kvp

-2-6典型Ⅱkopenv=ωcvz/ω2，利用閉環(huán)幅頻特性峰值最小準則，ωcv、ωcvzω2之間的關系為：

2hhh

cv kk

vp vph電壓前文進行了電壓電流雙閉環(huán)的參數(shù)設計，這里功率環(huán)采用傳統(tǒng)下垂控制，所以下文

0式中，ωo為逆變器輸出角頻率；Vo為逆變器輸出電壓幅值；ωref為給定參考角頻率；Vref為給定參考電壓幅值；Po、Qo分別為逆變器輸出有功、無功功率；Pref、Qref分別為逆變器參考有功、無功功率；mP、nQ分別為有功、無功下垂控制系數(shù)；θo為逆變根據(jù)式(2-17)2-7所示。同時，uref,aVosin(o Vsin(

Vsin(P-ωP-ω

Q-V2-7

usam-+irefL+isam-usam-isam-+Lfsusam-+irefL+isam-usam-isam-+LfsCf2-82-8uoGvo(s)urefZo [kks2(kkkk)skk

Ls3(k r)s2k

ip ip vp iiAs4Bs3Cs2Ds

uref

ippwm iipwmioAs4Bs3Cs2DsEA=LfCfB=rCf+kpwmkipCfC=1+kpwm(kiiCf+kipkvp)D=kpwm(kvikip+kvpkii)2-8uoGvo(s)(urefZv(s)io)Zo(s)ioGvo(s)uref(Gvo(s)Zv(s)ZoZov(s)Gvo(s)Zv(s)Zo

(L kkL)s3[k kr L(kkk

(s)

pwmipvp pwm pwm ip iiAs4Bs3Cs2DsEkpwm(kiikiikviLv)sAs4Bs3Cs2Ds

kvp=0.006，kvi=1.95，kip=250，kii=39.2，根據(jù)式(2-22)繪制未加虛擬阻抗與加90°Zv使得系統(tǒng)呈感性。另外，虛擬阻抗Lv4mH。無虛擬阻抗幅值幅值-相位相位相位 相位相位相位

-10-

頻率2-9Bode2-10為網(wǎng)側逆變器簡化模型，L為傳輸線路等效電感，R為其等效電阻。接下來對下垂功率外環(huán)進行參數(shù)設計。 逆變器等效2-102-10中，電網(wǎng)與下垂控制逆變器之間的電壓差動態(tài)相量模型如式(2-23)V(t)E(t)RI(t)LdI

qo動態(tài)相量表達式(2-24)p

sL

(V2

EVsin (sLR)2 (sLR)2 L sL

q (V2EVcos)

EVsin

(sLR)2

(sLR)2 poKpfoqKK

式中，Kpf、Kpu、Kqf、Kquθo-po、Vo-po、θo-qoVo-qo 3(sLR)sinoLcoso

(sLR)2 3(sLR)(2VoEcoso)LE(sLR)2 Lsin(sLR)

3 o

(sLR)2 L(2VEcos)(sLR)E

3 (sLR)2

(sLR)2Kpu

Kqu(sLR)2利用式(2-17)poqo引入低通濾波器(Low-passFilter，LPF)PoQo，LPF表達式為：

s

2-7(2-17)與式(2-28)m osVn

os1

1kpkq

整合式(2-25)和(2-30)2-11 qKK主電路功率向量小信號ΔVoVkqk 下垂控制小信號2-112-11ωo~poVo~qoGpo(s)

Cs

G(s)

Bs3Cs2Ds根據(jù)式(2-31)ωo~poVo~qo的閉環(huán)特征方程如式(2-32)Bs4Cs3Ds2Fs+A 根據(jù)建立的下垂功率環(huán)動態(tài)相量模型，得到式(2-32)P-ω下Q-V2-12a)b)所示。圖2-12a)和b)中可分別看出系統(tǒng)中都存在兩個靠近虛軸的特征根，分析可得，隨著mPnQs 0

2RR22L22L22L2

R,L,,E 0

3E2L22R 2RR22L22L2

FR,L,,E

通過求解式(2-33)FpFq FR,L,,E

3E2R(R

2L2R2

0.180.130.080.8140mPmP≈1e-0.8100 0.180.130.08

nQ1_maxFqR,L,f,Emin

-140-120-100-80-60-40- 20

-300-250-200-150- - 400400100 0.240.153500.05520-100-400 0.240.15a)mP變化P-ω下垂控制根軌跡 b)nQ變化Q-V下垂控制根軌跡圖2-12下垂控制特征根分布變化軌跡同時根據(jù)式(2-17)mP、nQ ref Vref

mP、nQ的取值范圍，需同時考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性要求和電能質量要求。因此，

0n , Q2_max2-12-1P值LC濾波器電感I值LC濾波附加電阻P值LC濾波器電容I值2-1為電網(wǎng)線路阻抗；PCC為公共連接點；VPCC∠θPCCPCC點電壓；Vg∠θg為電網(wǎng)電Z2-134種。其中，逆變器在孤島檢測期間無法同 SW閉

并網(wǎng)運行孤島檢測孤島運行電網(wǎng)預同 恢

SW

2-14而不需要切換控制策略。在主動并網(wǎng)時，只需要引入預同步控制完成對理想電網(wǎng)的同步就能夠實現(xiàn)并網(wǎng)平滑切換；在非計劃脫網(wǎng)時，不需要添加額外的控制就能實現(xiàn)2-15中給出了傳統(tǒng)下垂雙模式切換的簡要控制結構圖，預同步方案采用基于虛擬功率的預同步控制策略。圖中，Lf、CfLC濾波器電感和電容；uPCC為PCC點電壓；poqo分別為逆變器實際輸出的瞬時有功和無功；LPF為低通濾波器；ΔVs和Δωs分別為基于虛擬功率的預同步控制策略的電壓幅值和頻率補償uPCCugabc之間的預同步補償，從而實現(xiàn)并網(wǎng)平滑切換；Ssync為預同Ssync=0Ssync=1；V*ω*分別為未接入預同步控制補償量的下垂功率環(huán)輸出電壓幅值和頻率；uref為下垂環(huán)節(jié)生成的三相參dqudref和 θo雙閉環(huán)uqref電壓udref iodq02-15uaVPCCsinPCCtPCCVgsingtg

u2Vcos(PCCgtPCCg)sin(PCCgtPCCg

根據(jù)式238PCCua2，同時，并網(wǎng)線路阻抗較小，若不進行預同步控制直接進行并網(wǎng)，在切換瞬間會產生較大的沖擊電流，導致逆變器并網(wǎng)切換失敗。因此，在并網(wǎng)之前需要將電網(wǎng)電壓與PC(ωPCC+ωg)/2，由于ωPCC≈ωg，ωPCC+ωgωPCC-ωg，所以這里包絡線的周期變化相對于交流頻率(ωPCC+ωg)/2可以近似忽略。STSVg Vg 2-16Sv=Pv+jQvPvQvivZvPvQvPvuPCCaivauPCCbivbQv[(uPCCbuPCCc)iva(uPCCcuPCCa)ivb(uPCCauPCCb)ivc

式中，ivj(j=a，b，c)Zva、b、cc)PCCa、b、cP V )XV R2X

v

Q X V

R2X

v 式中，θLgθPCCθgPCC由上式(2-40)PCC點電壓與電網(wǎng)電壓幅值相等，相位差為零時，虛擬PvQv0。VPCC=VgθLg=0PvQv0≠0時虛擬阻抗的選取。當虛擬線路阻抗呈純感性(Zv=jXv)VPCC≈VgV、ωPCC=ωg=ωθLg0≠0PCC點與電網(wǎng)的三相電壓差的時域表達式為uaVsin(tLg0

Vsin(tVsin(t

2)2)

jXviXi(i=a,b,c) Vsin(t )dtV

L

Vsin(t 2)dtV 2)cos(t 2)](2-

L

Vsin(t 2)dtV 2)cos(t 2

L

將(2-42)iXiiX,ACi(i=a,b,c)iX,DCi(i=a,b,c)兩部分，如iXiiX,ACiiX

式(2-43)iX,DCi(i=a,b,c)θLg0≠0時，純虛擬電感上的三相虛擬

V

iX,DCbLcos(Lg03

V

2)將式(2-44)Pv、Qv的計算公式中，可以得到直流電流分Pv,DCQv,DC，表達式如下 3VPv,DC2Lsin(tPCCLg0

2

ω的交流分量，不利P (h R(1m2

(sinR(1m2

LgmhmcosLg式中，Vg311V；h90%~110%；mRv=0.6，m的范圍這里設置為[0,20)。Pv、Qv同時為-8-6-- 虛擬有功虛擬無功相位差虛擬有功虛擬無功功率功率功率功率 a)m=0時，虛擬功率Pv和Qv的三維 b)m=0且h=1時，(0,1,z)縱切面曲虛擬有功Pv虛擬無功Pv、Qv同時為縱切面-0.9--4- 024相位差-虛擬有功虛擬無功功率功率功率/k功率/kVA-50- - - - 相位差c)m=1時，虛擬功率Pv和Qv的三維 d)m=1且h=1時，(0,1,z)縱切面曲--虛擬無功虛擬有功-Pv、Qv同時為-6-4-2024相位差虛擬有功虛擬無功功率功率功率功率--40- - - - 相位差e)m=5時，虛擬功率Pv和Qv的三維圖 f)m=5且h=1時，(0,1,z)縱切面曲線圖2-17不同阻抗比m下虛擬功率值與相角差θLg和電壓幅值比h的關系圖根據(jù)式(2-46)m=0,1,5Pv、QvθLg2-17a)m=0PvQv2-17b)2-17a)中2-17e)f)m=5時的三維分布關系圖和θLg0的影響，這里不考慮m>5的情況。2-17Pv和VPCC=Vg)PCC點兩側電壓相位及幅值均達到一致，閉合并網(wǎng)開關即可實現(xiàn)無縫切換。PhV2(h

g(hcos

sinLg0h=1θLg=2kπ(k=0,1,2…)虛擬無功虛擬無功-無功功率 - - - 相位差

虛擬有功虛擬有功 有功功率有功功率 電壓幅值比a)虛擬無功功率Qv與θLg關系 b)虛擬有功功率Pv與h關系圖2-18虛擬功率與θLg和幅值比h關系圖hQvθLgθLg=2kπ+ΔθLg(k=0,1,2…ΔθLg很小)時，Qvh值的影響，虛擬無功功率的

Q Zv=Rv代入式(2-40)可得：PVPCC V

QVPCCV

由式(2-49)

Q 根據(jù)式(2-50)可知，虛擬無功變化量ΔQv與-ΔθLg成正比，虛擬有功變化量ΔPvPvPCCPI控制器調節(jié)純虛擬電阻下的虛擬有功功率為零，控制器補償輸出用于補償電壓幅值差(VPCC-Vg)；同時使用PI控制θLg，PCC點兩側電壓相位與幅值的同步，從而實現(xiàn)網(wǎng)側逆變器由孤島轉為并波器(LPFs)PvQv。LPFs2-PAGE31--PAGE32式中，ωfs

s

- - (式2-2-19表2-2信號Sgrid與Ssync置位狀態(tài)對應系統(tǒng)運行模式 ΔVsVo；類似地，在相位同步環(huán)路中，-Qv0PI控制器環(huán)節(jié)形ωo。ΔVsΔωs的作用導致電壓幅值和s下sVVoXsVPCC-sVoX 圖2-20虛擬功率預同步過控制環(huán)路傳遞函數(shù) VPCCnVgnsinLgn

VQ?PCCn Lgn Lgn

G(s)2VPCCnVgncosLgn kpvps

s

V sG(s)PCCn Lgn qvp

s 22--PAGE33--PAGE34 s2VPCCnVgn s VgnVPCCnVgn圖2-21 G

(s)

1

1

sin2

Lgn

G GQvc(s)GQv(s)1 sin2Lgn

1G2-3 幅值--相角-相角 頻率

幅值幅值--相角-相角- 頻率 相位-相位110

相位-相位--

幅值幅值-相位-相位-

幅值幅值相位-相位--

頻率- 頻率

-

頻率

圖2-22預同步控制有功和無功環(huán)路的Bode根據(jù)式253)以及圖222b)表明，在合理選擇PI參數(shù)的情況下，低通濾波帶寬頻率ω的選取會對系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度產生較大影響，這里選取ω的值為100rd/s根據(jù)式253)以及圖222)分析，網(wǎng)側逆變器PCC點電壓與電網(wǎng)電壓之間的相位差穩(wěn)定值Ln同樣會影響系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，gn過大時，會造成相位裕度減小影響系統(tǒng)的2-142-152-19所結合的傳Vref分別為參考電壓頻率和幅值；ωgVg分別為電網(wǎng)電壓頻率和幅值，這里假設與Qsync為預同步之后的孤島有功和無功，PgQg為并網(wǎng)穩(wěn)定運行時的入網(wǎng)功率。2-23SWωoVo逆變器運行在②工作點，預同步補償了本地負載與電網(wǎng)之間的電壓誤差，確保PCC點電壓和頻率跟蹤上電網(wǎng)電壓幅值和頻率，此時逆變器輸出功率大小分別為Psync和QsyncPgQg都為零。Sgdsωsgg0，同時失去了電網(wǎng)電壓的鉗位，逆變器輸出電壓頻率和幅值跟隨下垂曲線軌跡由工作電網(wǎng)恢復，STS閉合，等待下一次預同步并網(wǎng)。為了驗證網(wǎng)側逆變器基于下垂控制的雙模式平滑切換的有效性以及參數(shù)設計的2152192123MTLAB/Simlink2s10k5k1kvarLv1.5s時刻，為了便于分析預同步控制的調節(jié)過程，仿真過程中去除了控制策略中補償量輸0.5sSc置1、gd1s時刻啟動并網(wǎng)控制，Sgd1、SsycsΔωs2240.51ssωsPCC點電壓與電網(wǎng)的同步；在啟動并網(wǎng)后，由于電網(wǎng)電壓的鉗位作用，所以不再需要預同步225PCCauCaauga226PCC2-242-252-26ΔVsΔωsPCC點電壓與電幅值補償量頻率補償量 孤島運 主動預同 并網(wǎng)運幅值補償量頻率補償量 時間圖2-24孤島運 主動預同 并網(wǎng)運 非計劃脫網(wǎng)運虛擬有虛擬有 虛擬無 時間圖2-25電壓相位(rad電壓相位(rad)電壓幅值A相電壓A相電壓--

電網(wǎng)電壓幅值電網(wǎng)電壓相位電網(wǎng)A相電壓PCC點A相電壓

主動預同步PCC點電壓幅值PCC點電壓相位 時間并網(wǎng)時刻網(wǎng)側逆變器輸出電壓、電流以及并網(wǎng)電流波形如圖227所示。在1s時刻閉合并網(wǎng)開關時逆變器輸出電壓不會產生畸變，輸出電流中入網(wǎng)電流部分緩慢主動預同 并網(wǎng)運

時間2-271.5s時刻發(fā)生非計劃脫網(wǎng)，得到了系統(tǒng)仿真的輸出電壓電流結果，電壓電壓-電流電流-

非計劃脫網(wǎng)運行 時間2-28孤島運 主動預同 并網(wǎng)運 非計劃脫網(wǎng)運 時間圖2-29功率

孤島運 主動預同 并網(wǎng)運 非計劃脫網(wǎng)運 時間圖2-30根據(jù)圖229和圖2300.51s的主動預同步11.5s的并網(wǎng)切換時，并網(wǎng)電流在暫態(tài)期間雖然有較小的超調，但最終趨于穩(wěn)定，對系統(tǒng)在152s33--PAGE41--PAGE4233-1預同步控制期間(0.5s-3s) 線電壓有效值380(V) 線電壓有效值370(V) 線電壓有效值370(V) 線電壓有效值380(V) 電壓頻率50(Hz) 電壓頻率49.8(Hz) 電壓頻率49.8(Hz) 電壓頻率50(Hz) 電壓初相位π/12(rad) 電壓初相位π/3(rad) 電壓初相位π/3(rad) 電壓初相位π/6(rad)電壓的幅值、頻率和相位跳變干擾條件，如表3-1所示；在3sT1 T4頻率補償量孤T1 T4頻率補償量--量量 時間圖3-1T1 T4孤島運T1 T4 時間圖3-2T1 T1 T4 有功功率無功功率功率

孤島運 主動預同 并網(wǎng)運行非計劃脫 時間圖3-3根據(jù)仿真結果可知，當在預同步控制期間發(fā)生電網(wǎng)電壓幅值、頻率、相位突變時，會對預同步控制環(huán)路引入干擾，而引起同步補償量產生波動，對逆變器的電壓頻率和幅值造成干擾，不利于逆變器的穩(wěn)定運行和平滑并網(wǎng)，尤其當相位發(fā)生突變T5T6F()err

)dt

ejt

cos2()cos2()[sin()F(Lg)

F()err

dF

cos2 cos2

F V2π()2π(

2j 2jΔV2jF(V)

π

θLgΔV發(fā)生變化，從而引起對預同步控制系統(tǒng)的沖擊。33--PAGE45--PAGE44dFπ,V

π,VΔωsΔVs補償?shù)较麓构β虱h(huán)之前使用ωo。-0- pv(式2-0 3-4PIQv環(huán)路的非線性PIGQctrlPvPIGPctrlQctrlQctrl P 式中，KIωKIVGQctrlGPctrl的積分系數(shù)；KPωKPVGQctrlKPKP0KQ

KPV

KP控制比例系數(shù)的調整參數(shù)；KPω0KPV0分別為比例系數(shù)的初始值。8)0值的遠近大小動態(tài)地調節(jié)比例系數(shù)。ΔωsΔVs的補償分量為s0(KP0KQQv

V P

PV

式中，Δωs0ΔVs0ΔωsΔVs非線性Qv-傳統(tǒng)比例曲線

-

非線性Pv-傳統(tǒng)比例曲線

-

a)Δωs0補償環(huán)路 b)ΔVs0補償環(huán)路圖3-5Δωs0和ΔVs0隨虛擬功率的動態(tài)變化的非線性曲線33--PAGE47--PAGE46VPS 1-1 1-111 11 13-6虛擬功率穩(wěn)定器(VPS)VPS補償環(huán)節(jié)分為虛擬無功和有功兩個環(huán)路，各自由一個比例環(huán)節(jié)、超前模qv反相后得到-qv，LPF2處理后，得到-Qv2，經過超前模塊(1+sT1)/(1+sT2)和暫態(tài)保持s/(1+sTω)處理后得到-Qlv2，再將-Qlv2KωΔωQs；pvLPF3Pv2，經過超前模塊(1+sT3)/(1+sT4)s/(1+sTV)Plv2Plv2經過比KVΔVPs。LPF2LPF3

s

=GLPF3

s

LPF2LPF33-2LPFsωfs<ωf2=ωf3=2ωfsωfs2ωfs帶寬范圍的虛擬功率信息。GleadqGleadp是為了補償由LPF2LPF3 1

1

1 1LPF2LPF3

1sT101sT21

f3 1(3-12)ωfsT1、T2、T3T4VPS僅在預同步暫態(tài)條件下響應，需要提供暫態(tài)保持模塊來消VPS補償環(huán)路中的超前補償?shù)姆€(wěn)態(tài)偏置分量，暫態(tài)保持模塊表達式為：G

1

G 1塊的傳函，TωTVGtqGtp的時間常數(shù)。幅值幅值--相位相位

頻率3-7BodeLPF2LPF3參數(shù)相Bode3-7所示。qvpvVPSΔωQsΔVPs，計算公QsK(Qlv2

K V ΔωQsΔV |Qs||Ks

1 f21sT21

qv

1 |V||K p|

Vs1sT1 3-8所示。a)VPS有功環(huán)路 b)VPS無功環(huán)路圖3-8VPS有功環(huán)路與無功環(huán)路的矢量圖3-8中，θLPFsLPFs引入的滯后相角；θLPF2LPF2LPF2LPF3引入的滯后相角；Δωsv為針對-qv的理想頻率補償矢量；ΔVsv為針補償矢量；ΔVssVPS有功環(huán)路后，ΔVs0ΔVPs合成的幅值補償矢量。3-8a)PI控制器積分環(huán)節(jié)的作用時，將-qv響應-qvLPF2，-Qv2滯后了-qvθLPF2，所以-Qv2KV的選取來滿足控制要求。3-2PI與VPSLPF2截止頻率LPF3截止頻率T1T3T2T4根據(jù)上述仿真條件，得到了傳統(tǒng)虛擬功率預同步、只加入非線性PI控制的虛擬功率預同步以及加入非線性PI控制與VPS補償環(huán)節(jié)的改進虛擬功率預同步的三種預同步控制策略在預同步期間引入電網(wǎng)電壓跳變干擾時的預同步控制補償輸出對比波形，如圖39所示。暫態(tài)調節(jié)過程要明顯短于只加入非線性PI20 20非線性0.40.50.60.70.80.911.11.21.3

b)T3-T6時間圖3-9得到了在此期間改進虛擬功率預同步的非線性PI比例系數(shù)變化波形，如圖310311中給出了改進虛擬功率預同步非線性P補償分量與VPS312給出了傳統(tǒng)虛擬功率預同步與改進虛擬功率預同步在PCCu的對比波形。

圖3-10改進虛擬功率預同步非線性PI根據(jù)圖310性P比例系數(shù)的減小而降低虛擬功率對預同步環(huán)節(jié)的沖擊，當預同步調節(jié)穩(wěn)定后，虛擬功率調節(jié)到0，使得比例系數(shù)回到初始值。根據(jù)圖3-1預同步控制的VPS環(huán)節(jié)能夠在電網(wǎng)電壓突變瞬間產生相對于非線性PI補償分量相反的補償分量，相對減小了非線性P補償分量對系統(tǒng)的沖擊，同時加快了響應速度，最后VPS環(huán)節(jié)與非線性P相互作用生成了預同步補償量ω和312分析可PCCuu15-- -- VPS非線性PI頻率補償時間

圖3-11非線性PI補償分量與VPS

時間ΔωsΔVs對逆變器系統(tǒng)的沖擊，同時，能PCC點與電網(wǎng)電壓的預同步精度，為并網(wǎng)平滑切換奠定基礎。44--PAGE53--PAGE544自恢復下垂控制(SRDC)里的Q-V?下垂減小了線路阻抗對逆變器功率控制的影SRDCSRDC只討論SRDCSRDC的多ΔPoΔQo分別為逆變器在本地負荷波動時的輸出有功功率變化量和無功功率變化量；ω*V*分別為負載變化前逆變器穩(wěn)定率和無功功率；ΔωΔV為逆變器本地負荷變化時，通過下垂控制計算出來的施加ω*V*上的變化量。2-15，得到網(wǎng)側逆變器在孤島運行時考慮負載發(fā)生變化時的功率環(huán)下垂 m(PPP

n(QQQ 式中，Δω、ΔVΔPo、ΔQoVn

差值(ωref-ω*-Δω)為負。逆變器并網(wǎng)運行前需要進行預同步，ωoωωω。在負載變化時，頻率差值也發(fā)生變化，頻率差值越大，越難以實現(xiàn)相位和頻率的同步。同理，在負載變化41VωV逆變器輸出電壓動態(tài)響應振蕩。為了緩解該問題，對傳統(tǒng)下垂控制進行改進，提出自恢復下垂控制SRDC策略34ωωω下垂組成，V?V?V?下垂組成，使得逆變器穩(wěn)態(tài)頻率保ωrefV?0* m(PPV*

(QQ

s(ref Qres

s(VrefV式中，ω為逆變器角頻率；V?為逆變器電壓幅值變化率；ωref為參考角頻率；V?ref為參考電壓幅值變化量，V?ref=0；Pres、Qres分別為恢復有功、無功功率；mP、nQ分別為有功、無功下垂控制系數(shù)；kresP、kresQω、V?恢復機制中的恢復系數(shù)。VoθoV V tV

o0式中，Vref為參考電壓幅值；ΔV4-1P-ωVVQ-V Q-V?4-1Δω和ΔV?在s域的表達式(s)mlim (s) P Ps

smPkns2

V(s)nlim (s) Q(s) Qs

s

式中，EPst(s)Po的跟蹤誤差；EQst(s)QoP(s)M1M

Q(s)1

將式(4-6)代入式(4-5)可得到Δω和ΔV?在引入負荷有功和無功功率斜坡后的穩(wěn)定Δω(∞)V?(∞)的表達式：()V()

根據(jù)式(4-7)Δω44--PAGE57--PAGE56SRDC相對于傳統(tǒng)下垂控制能更有效的抑制負荷功率變化造成的逆變器輸SRDC能夠緩解預同步期間負載變化對預同步控制的干擾，但是在預同步完成后并網(wǎng)開關閉合時，由于SRDC的恢復機制以及電網(wǎng)的鉗位作用，直接使用SRDCω、V?P-ω、Q-V?改進下垂控制的雙模式逆變器控制策略如圖P-ω、Q-V?自恢復下垂控制組成，根據(jù)逆變器運行模式不同，Pres、Qres、Vrefωref不同。雙模運行的具體實現(xiàn)方法如下。P-ω Q-V

4-2Sint=0，系統(tǒng)獨立運行，下垂控制的功率設Sint=1，為了實現(xiàn)逆變器并網(wǎng)穩(wěn)定以及功率PresQres式中，PintQint

PloadQload PPVoVPCCL

V2V

QQ oPCC PCC

式中，θLθoθPCCPCC點電壓的相位差；θLgθPCCθgPCCPo=PloadQo=QloadZ比較小[73]PoLoPCCoQV V

0V'g∠θ'g，PCC點V'PCC∠θ'PCCZg0V'PCC∠θ'PCC≈Vg∠θgQVV V

Q(VV)

式中，ΔθL為與電網(wǎng)同步后存在并網(wǎng)有功時的電壓相位差增量；ΔVo為與電網(wǎng)同步后ΔVoSRDCPCC PCC pgpgiLdq0PoPg雙閉環(huán)預同步改進自恢復下垂4-3dudrefqVqvir作差得到。虛擬阻抗控制主要起實現(xiàn)線路阻抗呈純感性的作用，pgqg計算公式如下：pgugaigaugbigbq

1

i

gbc gca gab VrefVlimit 4-444bSRDC可實現(xiàn)并網(wǎng)有功功率和無功功率的精確控制、孤島運行時逆變器輸出頻率的無差控44中整體為本文增加的附[Ⅱ]為帶偏差比例前Ks44b中整體為本文增加的為帶偏差比例前饋的負荷和44sωs為并網(wǎng)前的基于改進的虛擬功率預同步控制補償輸出量，但這里在并網(wǎng)前一時刻需要保持預同步補償量不變，而不034stΔVs(t)

Ssync1,SgridV(t)=V(t

2-134-4中逆變器控制策略中負荷有功功率、PloadQload的計算公式：

式中，Po、Qo分別為逆變器輸出有功功率和無功功率；Pg、Qg分別為并網(wǎng)有功功率4-44-34-42-14逆變器運行狀態(tài)時序，SRDC的控制機理。4-1I、II、Ⅲ、ⅣSgridSsyncSgridSsyncωV?此時只有[Ⅱ][Ⅳ]SW0，實際并網(wǎng)有功pgqg0，根據(jù)式(4-15)Pload=PoQload=Qo。4-5SRDC控制原理圖。該控制在傳統(tǒng)自恢復下垂的基礎上引進了偏差比例前饋K(s)，能夠優(yōu)化其暫態(tài)P-ω下垂 偏差比例前饋偏差比例前饋偏差比例前饋 VQ-V Q-V?下垂控制框圖4-5孤島運行時改進SRDC控制原理圖根據(jù)圖refmP(PloadPres resP

*K

V n

Q

resQ

V*VK

式中，ω為逆變器角頻率；V?為逆變器電壓幅值變化率；ωref為參考角頻率；V?ref44--PAGE63-PAGE62參考電壓幅值變化量，V?ref=0；Pres、Qres分別為恢復有功、無功功率；mP、nQ分別為有功、無功下垂控制系數(shù)；kresP、kresQω、V?恢復機制中的恢復系數(shù)；K(s)ω*=ω=ωo、V?*=V?V*=VoVoθoV V tV

oref Pload、Qload進行控制。下文將詳細分析帶偏差比例前饋的自恢復下垂在孤SRDCSRDCωo2-13Pload、Qload的計

V2V

o 根據(jù)式(4-16)ωodo[1K(s)]m(d

d

Pdt dtdom (1K(s))VoVPCCm K(s)m P

PresP P (t)CmCeC

式中，Cm=mPkresPωrefK(s)mPωrefVoVPCC/Z；Cω=mP(1-K(s))VoVPCC/Z+mPkresP；C為任意常數(shù)；CωCm都為固定值。根據(jù)式(4-16)ωo(0)=K(s)ωref+(1-K(s))mP(Pres(0)-Pload(0))(t)Cm((0)Cm)eC

K(s)來保證頻率變化不越限。

[1K(s)]n(d d

結合式(4-17)(4-18)VPCCkVodV

nQ(kresQ

VV*(t)V*(0)eCdotv

式(4-26)結合式(4-17)，這里假設VrefΔVt≈0，計算得到輸出電壓穩(wěn)定值Vo()

kresQ2(1k)VrefkresQ2(1k)Vref同理，雖然傳統(tǒng)自恢復下垂控制不存在偏差比例前饋K(s) CV(t)V

(Q(0)

2(1k)Vref44--PAGE65--PAGE64ω'o(0)=ωref+mP(Pres(0)-Pload(0))；V?*'(0)=nQ(Qres(0)-Qload(0))；都為固定值。通過式(4-22)與(4-28)ω范圍為[0,1)h=VoVPCC/ZCm(kresPhK

kresPhhK

kresP節(jié)過度，導致頻率變化范圍越限的問題[74]。根據(jù)式(4-29)，以及C'ω>Cω>0，所以偏K(s)ωo瞬時變化趨勢，減小其變化范圍。0,1]V?(t)K(s)Vo(∞)K(s[0,1)Vo(∞)Vref之間的差異。

(1K(s))Qmax 2(1k)Vref

可以根據(jù)式(4-30)K(s)kresQ等控制參數(shù)來滿足電壓幅值變化的要求限制。為了更直觀的分析K(s)ω*為例，根據(jù)控制框圖4-6傳統(tǒng)自恢復下垂負載有功功率增加角頻率角頻率 時間當系統(tǒng)啟動或存在負載有功功率增加等干擾時，相對于傳統(tǒng)自恢復下垂，Ks)ω的暫態(tài)響應，恢復過程中頻率的超調明顯小于傳統(tǒng)自恢復下Ks在0,1]Ksω變化的效果更明顯，ω*K(s)1

(s)

mP(1K

根據(jù)式(4-31)4-5a)P-ω下垂框圖，繪制有功功率控制環(huán)路的小信號4-7所示。4-74-7PCCKpf(s)K(s)

sGP,c(s)

s2s

K

4-8所示。 0.58K(s) K(s) 0.58虛軸(s虛軸(s- 實軸(s-綜上，孤島運行時改進SRDC在兼顧傳統(tǒng)自恢復下垂在孤島穩(wěn)態(tài)時的效果[14]的同時，通過引入偏差比例前饋K(s)，使得逆變器輸出的頻率和電壓幅值變化具有良K(s)的引入同樣會降低有功控制的動態(tài)響應速度，K(s)值越大，K(s)=0.6。ΔVs、ΔωsPCC點電壓與電網(wǎng)電壓的同步。Sgrid=1Ssync=1，ΔVsΔωs被保持，[Ⅰ][Ⅲ]附加ΔVgΔωg接入到[Ⅱ][Ⅳ]控制部分。有功和無功功率的精準控制。并網(wǎng)初始時刻，在預同步作用下，V*+Δωs和ω*+ΔVsPCCuPCCugabc之間沒有誤差。 4-9ΔωgΔVg，實現(xiàn)并網(wǎng)有功和無功功率的4-9可得到逆變器輸出電壓頻率、幅值為：

VV*V 此時保留預同步補償值Δωs，不啟動附加并網(wǎng)控制環(huán)路而并網(wǎng)，并網(wǎng)有功為零，逆變器輸出有功大小為Psync；如果需要使得并網(wǎng)有功Pg保持在④時刻，需要附加并網(wǎng)有功控制環(huán)輸出Δωg，對逆變器頻率ωo進行控制補償，使得逆變器輸出有功為gg0grefmP2(PgPgrefV n(Q

4-10Δωg0ΔVg0d(g0) (P )K

g0K(Q )K

V式中，KIω為附加有功積分系數(shù)；Kω為頻率誤差補償修正系數(shù)；KIV系數(shù)；KV聯(lián)立式(4-35)和式(4-36)，當系統(tǒng)穩(wěn)定時，ωo與Vo波動很小，其微分量dωo/dtPI0ωoVo微分PrefQref。RDC并網(wǎng)運行時需要切除恢復機制來避免系統(tǒng)振蕩。然而該并脫網(wǎng)過程中啟動和切除恢4-11Sint為恢復機制中斷使能信Sint1；Qint為并網(wǎng)時的參考無功。SintQ-V 4-11Q-V?Vo=Vg+ΔV'Vg，此時：V

式中，ΔV'T時刻電網(wǎng)非計劃故障，逆變器輸出功率突變且恢復機制未接入，同時失ΔV''的公式為：4--PAGE69--PAGE70V

Tt0

Q

ΔQ''以及式(4-37)和(4-38)

)

(VV)(1K(s))(Qres(Tt0)Qload(Tt0

SRDC在非計劃孤島檢測之后的逆變器孤島運行后的電壓穩(wěn)態(tài)Vo(T∞)：V(T)

(1K(s))(Qres(Tt0)Qload(Tt0

2(1k)Vref Sgrid=1，Ssync=1，根據(jù)逆變器控制結構，ΔVsΔωs仍保持為并當電網(wǎng)發(fā)生故障時，STSSgrid仍limit0達到限幅值，并由式(4-35)得到下式：glim0grefmP2(PgPgrefV

n(Q

Q Vmin0Vmax0。

4-12非計劃孤島時的附加并網(wǎng)控制框圖的預同步，ω*≈50Hz，但考慮到電網(wǎng)頻率的正常波動范圍[4]Δωlim0的范圍設0.5Hz=min0lim0max0

ΔVlim0的設計，雖然已經規(guī)定了微電網(wǎng)電壓幅值的正常波動范圍，由于并網(wǎng)之前的預同步，V*Vref，但為了減小控制并網(wǎng)無功時的電壓幅值波動范圍，可以根據(jù)式(4-9)PCCΔVg0值

QgZ

并考慮電壓幅值的最大正常波動范圍[4]ΔVlim0的范圍為： 1.1QgrefZ

1.1QgrefZ

max

根據(jù)上式(4-44)可知，ΔVlim0考慮到電網(wǎng)電壓頻率和幅值的波動，以及實際工作中微網(wǎng)電壓頻率和幅值范圍要求。為防止附加電網(wǎng)控制環(huán)路在非計劃孤島時的調節(jié)，導致電壓頻率和幅值波動ωooω、ωxn、ax

V 和Qgmin的給定，設置了調節(jié)過程中有功和無功功率的最大波動范圍，可以根據(jù)式

*

V

*

Pg-

V

Qg-

b)無功控制工作范圍區(qū)間圖4-13附加并網(wǎng)控制工作范圍區(qū)間圖Δωg0ΔVg0ΔωgΔVg給定的并網(wǎng)附glim0+mP2V n

Q2同時，式(4-46)ΔωgΔVg *

V*V V ΔωgΔVg的調節(jié)下，使得逆變器能夠適應Sgrid=0Ssync=0，在此期間電網(wǎng)恢復，STS閉合，等待下一次預同步并網(wǎng)。mP2=mP，nQ2=nQ。這里將介紹附加并網(wǎng)有功控制環(huán)路的參數(shù)設計方4-144-14HPIω(s)HPIV(s)

(s)(s)

PCCKPf(s)KQV(s)K(s)

(s)

根據(jù)圖4-14，分別得到附加并網(wǎng)功率環(huán)路的小信號模型的有功閉環(huán)傳遞函數(shù) (s)Pg HPI(s)KPf

s

(s) g

1

式中，ωfLPF4-2數(shù) 控制參1e- LPF1e- 2e- 4-2Simulink中搭建了離散仿真模型。4-3直流母線電壓線路阻抗線電壓有效值基波頻率濾波器電感開關頻率濾波附加電阻并網(wǎng)有功參考值濾波器電容并網(wǎng)無功參考值10kW、1kVar。ω*t1t2的負荷干擾作用下，K(s)=0.6時輸出角頻率電壓變化量電壓變化率電壓變化量電壓變化率 時間4-15K(s)ω*、V?*VoV?*ΔVt1t2的大小要小于傳統(tǒng)自恢復下垂。所以，在偏差比例前饋K(s)的作用下，能夠有效解決Q-V?V?恢復機制動作緩慢，調節(jié)時間長等問題，減小電壓幅值變化；同時保Q-V?下垂減小線路阻抗對逆變器功率分配的影響的優(yōu)點，與前文分析一致。PCC預同步未啟動，電壓相位差和幅值差隨時間變化；在t3時刻，啟動主動預同步，經t44-16所示。4-17PgQg波t5381V5kW、1kVar。相電壓(V)電壓有效值(V相電壓(V)電壓有效值(V)相位

PCC點電壓相位

電網(wǎng)線電壓有效值PCC點線電壓有效值PCC點A相電壓-

電網(wǎng)A相電壓

時間4-16

fgfg

4-17根據(jù)圖4-17的仿真結果可知，從t5時刻開始并網(wǎng)，并網(wǎng)功率由于附加功率控t6t7時刻的負載干擾與電t8cbcb7.467.487.5

7.5時間 t8時刻，電網(wǎng)功率突變?yōu)榱愫?，由于并網(wǎng)功率控制環(huán)路的作用，逆變器輸出ωV?加并網(wǎng)控制環(huán)路，提出了改進自恢復下垂的多維度優(yōu)化控制策略。該優(yōu)化方案能很好地解決孤島運行時自恢復環(huán)節(jié)暫態(tài)響應性能差以及孤島/并網(wǎng)運行模式間的平滑切換的問題，并詳細分析了該優(yōu)化方案控制下逆變器的全部工作狀態(tài)：孤島運行時，V?下垂減小線路阻抗對逆變器功率分配的影響的優(yōu)勢，同時保證了系統(tǒng)工作頻率恢復為額定頻率；引入偏差比例前饋，優(yōu)化了自恢復過程的暫態(tài)性能，提高ωV?并給出了Ks值的選取方法；并網(wǎng)運行時，通過引入附加并網(wǎng)控制環(huán)路保證逆變器并網(wǎng)有功和無功均處于可控狀態(tài)，不受電網(wǎng)電壓頻率和幅值波動的影響。當系統(tǒng)非計劃脫網(wǎng)時，控制策略利用下垂特性實現(xiàn)系統(tǒng)并網(wǎng)向孤島的平滑切換。55--PAGE77--785逆變器電路LC功率IGBT逆變器電路LC功率IGBTDSP控制板接觸器電阻箱5-15-1所示。LANLANRS485Udc,UA,UB,UC,IA,IB,Uab,Ia,接觸器IPM變壓器接觸器IPMDSPDSP直驅+5-255--PAGE79--PAGE80 30°

a)電力變壓器的聯(lián)結方式圖 b)輸入輸出電壓的向量關系圖圖5-3三相隔離電力變壓器聯(lián)結示意圖Cf9.5μFCBB電容。率模塊)將開關器件與門級驅動電路和快速保護電路集成，IPM型號為三菱公司的ePWMPWMPWMIPM之間接入光耦隔離元件形TMS320F28335為核心的控制電路。LL5-4LM219DSPTZPWM脈沖，對電路進行硬件過電流保護。 5-55-6DC+，DC-5-7所示。5-75-8usam

5-8 Rd3||1/Cs

Rd3u

Rd3Rd43kΩ240倍，與此同時，電CBB母線電流。電流傳感器選了兩種類型，一種為托肯的TBC10BS，電流放大比例為100m/1000.66/1520m/100。由于霍爾傳感器輸出為電流信號，所以首先將電流變?yōu)殡妷盒盘枴Ｆ脚_的電流檢測59所示。5-9AICH0up0。up0前端電路RCAICH0表達式如式(5-2)所示：5-PAGE83--PAGE84R35-10

AI0

R1R2

3F2833516ADC，由于采集的三相電壓和三相電流為正弦波形，有正5-11REF3.0V3V電壓，XCH1為外部輸入，ADCINA1DSPADC輸入引腳，這樣可以得到VADCINA1=0.5×(3+VXCH1)，這樣就可以將±3V電壓范圍變?yōu)榱?-3VC53和電阻又形成了一階濾波電路，便于濾除高次諧波。DACDSPDSP控制算法DACDSP內部變量以模擬信號輸出，DACDAC7612U5-12為其工作原理圖。5-12DAC基于儲能的直驅風力發(fā)電雙模式實驗平臺的軟件部分主要包括主程序、系統(tǒng)參數(shù)初始化子函數(shù)預聲明中斷配置I2C/ADC/GPIO等模塊寄存器初始化配置主循環(huán)ePWM中斷使