第8章角度調(diào)制與解調(diào)

8.1角度調(diào)制信號分析8.2調(diào)相信號產(chǎn)生方法

8.3調(diào)頻信號產(chǎn)生方法

8.4變?nèi)荻O管調(diào)頻電路

8.5電抗管調(diào)頻電路8.6由調(diào)頻非正弦波信號產(chǎn)生調(diào)頻正弦波信號電路8.7間接調(diào)頻電路

8.8調(diào)角信號的解調(diào)方法

8.9斜率鑒頻電路8.10相位鑒頻器

8.11脈沖計數(shù)式監(jiān)頻器

8.1角度調(diào)制信號分析8.1.1調(diào)頻信號與調(diào)相信號

1.調(diào)頻信號為了便于理解，首先假設(shè)調(diào)制信號為單一頻率的余弦信號

uΩ(t)=UΩmcosΩt

載波

uC(t)=UCmcos(ωCt+φ)

調(diào)頻是用調(diào)制信號去控制載波的頻率變化。載波頻率的變化為

Δω(t)=kfuΩ(t)=kfUΩmcosΩt=ΔωmcosΩt(8.1―1)

式中，kf為調(diào)頻比例常數(shù)，單位為rad/(s·V),Δωm叫最大頻偏

Δωm=kfUΩm(8.1―2)

調(diào)頻信號的瞬時角頻率

ω(t)=ωC+Δω(t)=ωC+kfuΩ(t)(8.1―3)

它的相位(8.1―4)(8.1―5)叫做調(diào)頻指數(shù)，時域調(diào)頻信號的表示可以寫成

uFM(t)=Um0cos(ωCt+mfsinΩt+φ0)(8.1―6)

它的振幅是恒定的。調(diào)頻信號的基本參量是振幅Um0、載波中心頻率ωC、最大頻偏Δωm和調(diào)頻指數(shù)mf。調(diào)頻比例常數(shù)kf是由調(diào)頻電路決定的一個常數(shù)。在時域，調(diào)頻信號的波形如圖8.1所示。最大頻偏Δωm、調(diào)頻指數(shù)mf與調(diào)制信號的角頻率Ω及調(diào)制信號振幅UΩm的關(guān)系如圖8.2所示。圖8.1調(diào)頻信號波形圖8.2調(diào)頻信號Δωm、mf與UΩm、Ω的關(guān)系2.調(diào)相信號調(diào)相信號是用調(diào)制信號控制載波的相位變化。載波的相位變化量

Δφ(t)=kpuΩ(t)=kpUΩmcosΩt=mpcosΩt(8.1―7)

式中 叫做調(diào)相指數(shù)，單位為rad。kp是調(diào)相比例常數(shù)，單位是rad/V。調(diào)相信號的相位

φ(t)=ωCt+mpcosΩt+φ0(8.1―9)

調(diào)相信號的時域表示式可以寫成

uPM(t)=Um0cos(ωCt+mpcosΩt+φ0)(8.1―10)

其振幅恒定。它的瞬時角頻率(8.1―11)(8.1―12)

這種調(diào)相信號的時域波形如圖8.3所示。圖8.4示出了調(diào)相信號的mp、Δωm與Ω、UΩm的關(guān)系曲線。當(dāng)調(diào)制信號為非正弦波時，可以用一個通用的形式表示

uΩ(t)=Uωmf(t)

UΩm為調(diào)制信號的幅度，f(t)是它的歸一化的通用表示式，|f(t)|≤1。因此，調(diào)制信號為任意函數(shù)的調(diào)頻信號可以寫成圖8.3調(diào)頻信號波形

相應(yīng)的調(diào)相信號圖8.4調(diào)相信號Δωm、mp與UΩm、Ω的關(guān)系8.1.2調(diào)角信號的頻譜

1.單頻調(diào)制的窄帶調(diào)頻信號的頻譜根據(jù)調(diào)制指數(shù)m(mf與mp的通用表示符號)的大小，調(diào)角信號可分成兩類。滿足(8.1―13)

條件的調(diào)角信號叫窄帶調(diào)角信號。不滿足這個條件的調(diào)角信號叫寬帶調(diào)角信號。

根據(jù)窄帶調(diào)角信號的定義，可引用三角函數(shù)的近似關(guān)系。當(dāng)θ≤π/6時，sinθ≈θ，cosθ≈1。因此，單一頻率調(diào)制的窄帶調(diào)頻信號的表示式可近似為(8.1―14)

圖8.5窄帶調(diào)頻信號的頻譜

根據(jù)此式，單頻調(diào)制的窄帶調(diào)頻信號的頻譜可以用圖8.5表示。信號的帶寬B=2Ω，與AM調(diào)幅波信號的帶寬相同。它與AM調(diào)幅信號的不同可通過矢量圖加以說明。圖8.6(a)示出了用載波矢量與邊帶矢量和合成得到AM調(diào)幅波的過程。由圖可見，它僅僅是幅度大小的改變，而無相位的改變。圖8.6(b)示出了用載波矢量與邊帶矢量和合成得到調(diào)頻信號的過程。由圖可見，合成矢量在相位變化的同時，振幅也在改變。其相位變化的正切

圖8.6調(diào)制信號矢量圖(a)uAM信號矢量圖；(b)uFM信號矢量圖

相應(yīng)振幅的相對變化小于11%。隨著mf的減小，振幅的變化越小，相位的變化也就越接近于mfsinΩt。當(dāng)Δφ(t)≤π/6時2.寬帶調(diào)頻信號的頻譜利用三角函數(shù)展開式，可將單一頻率調(diào)制的調(diào)頻信號表示式展開(8.1―15)其中,和可以進(jìn)一步展開成以貝塞爾函數(shù)為系數(shù)的三角函數(shù)級數(shù)(8.1-16)(8.1-17)偶數(shù)=奇數(shù)

式中,Jn(mf)是第一類貝塞爾函數(shù)。n是它的階數(shù)，mf是它的宗數(shù)。它的數(shù)值可以用無窮級數(shù)(8.1―18)計算。前8階貝塞爾函數(shù)的曲線如圖8.7所示。

貝塞爾函數(shù)具有如下的性質(zhì)：第1：n為奇數(shù)時,n為偶數(shù)時,第2：當(dāng)調(diào)頻指數(shù)mf很小時第3：對任意mf值，各階貝塞爾函數(shù)的平方和恒等于1，即圖8.7前8階貝塞爾函數(shù)曲線圖8.7前8階貝塞爾函數(shù)曲線

根據(jù)上述的性質(zhì)，將式(8.1―16)、式(8.1―17)代入式(8.1―15)，再利用三角函數(shù)的積化和差公式，可以導(dǎo)出(8.1―19)

把小于未調(diào)制的載波幅度Um0的百分之一的各邊頻分量忽略不計來確定調(diào)頻信號的帶寬，也就是按(8.1―20)的條件確定n的最大值nmax，則誤差要求為0.01的調(diào)頻信號的帶寬

若把小于未調(diào)制載波幅度十分之一的邊頻分量忽略不計的來確定帶寬，即按滿足

的條件確定n的最大值nmax，則誤差要求為0.1的調(diào)頻信號的帶寬

目前，廣泛應(yīng)用的調(diào)頻信號帶寬的計算公式是(8.1―21)

上述三種帶寬計算方法，調(diào)頻指數(shù)mf與nmax(或L)的數(shù)值關(guān)系列于表8.1中，相應(yīng)的曲線如圖8.8所示。由圖、表可見，卡森帶寬與誤差為0.1確定的帶寬基本一致。表8.1mf與nmax的數(shù)值關(guān)系

圖8.8帶寬計算nmax(或L)與(mf)的關(guān)系曲線

在mf<<1時，卡森帶寬可近似為在mf>>1時，卡森帶寬為

所以，調(diào)頻信號的帶寬可根據(jù)mf的大小，分別按照式(8.1―21)、式(8.1―22)、式(8.1―23)確定。mf=3的調(diào)頻信號的頻譜如圖8.9所示。(8.1-22)(8.1-23)圖8.9mf=3調(diào)頻信號的頻譜3.多頻調(diào)制的調(diào)頻信號頻譜首先討論調(diào)制信號為雙頻余弦信號的情況，即則調(diào)頻信號(8.1―24)其中，φ(t)=mf1sinΩ1t+mf2sinΩ2t，即用復(fù)信號表示(8.1―25)(8.1―26)(8.1―27)(8.1―28)

將式(8.1―27)、式(8.1―28)代入式(8.1―26)得由此可得雙頻調(diào)制的調(diào)頻信號展開式(8.1―29)(8.1―30)現(xiàn)舉例說明，某雙頻調(diào)制的調(diào)頻信號由圖8.7的貝塞爾函數(shù)曲線查得又可算出

圖8.10雙頻調(diào)制mf1=1、mf2=1.5上邊帶頻率分量分布圖

當(dāng)調(diào)制信號為多個頻率的正弦波之和，即

時，調(diào)頻信號的復(fù)信號表示式為(8.1―31)

卡森公式是單頻調(diào)制情況下的帶寬近似計算公式。多頻調(diào)制情況下，信號帶寬的計算采用修正的卡森公式。為此，引入一個新的參量——頻偏比峰值最大角頻偏調(diào)制信號的最高角頻率

多頻調(diào)制的調(diào)頻信號帶寬近似等于當(dāng)DFM>>2時(8.1―32)(8.1―33)

它與調(diào)制信號的頻率無關(guān)。從這個角度講，頻率調(diào)制又稱為恒定帶寬調(diào)制。調(diào)頻信號的帶寬主要由調(diào)制信號的幅度決定，隨著調(diào)制信號帶寬的增加，調(diào)頻信號的帶寬變化不大。正因為這一特點，調(diào)頻體制比調(diào)相體制獲得了更廣泛的應(yīng)用。4.調(diào)相信號的頻譜采用調(diào)頻信號的分析方法，同樣可以得到調(diào)相信號的頻譜，它與調(diào)頻信號頻譜的差異僅僅是各邊頻分量的相移不同。帶寬的計算仍可采用卡森公式。由于調(diào)相信號的最大頻偏正比于調(diào)制信號的頻率，所以調(diào)相信號的帶寬應(yīng)按最高調(diào)制頻率確定。實際工作中，最高調(diào)制頻率工作的時間少，大部分情況都處于調(diào)制信號頻帶的中間部分，所以相位調(diào)制不能充分利用頻帶。正因為這一點，調(diào)相體制的應(yīng)用不如調(diào)頻體制廣泛。8.1.3調(diào)角信號的功率分布根據(jù)帕塞瓦爾公式，調(diào)角波的平均功率Pav等于各個頻率成分的平均功率之和。因此，在單位電阻上，調(diào)角信號所消耗的功率根據(jù)貝塞爾函數(shù)性質(zhì)的第3條可知所以調(diào)角信號的平均功率(8.1―34)

它僅與調(diào)角信號的振幅有關(guān)，而與調(diào)制指數(shù)m無關(guān)。調(diào)角信號各個頻率分量的功率分配情況是隨著調(diào)制指數(shù)m的不同而改變的。當(dāng)m=0時J0(m)=1，而其他階次的貝塞爾函數(shù)Jn(m)均為零。所以，這種情況只有載波功率，而無邊帶功率。當(dāng)m≠0時，J0(m)＜1，Jn(m)≠0。下面從功率分布的角度看看按照卡森公式計算帶寬來的功率損失有多少。如果調(diào)頻信號根據(jù)圖8.7曲線查得j0(3)=-0.26根據(jù)卡森公式，應(yīng)取的邊頻數(shù)為4，則邊帶的總功率8.2調(diào)相信號產(chǎn)生方法8.2.1矢量合成法這是一種窄帶調(diào)相信號產(chǎn)生方法。若調(diào)相信號

uPM(t)=Um0cos［ωCt+kpuΩ(t)］

=Um0cos［ωCt+mpf(t)］(8.2―1)

根據(jù)窄帶調(diào)角信號的定義，(8.2―1)式可近似表示為

uPM(t)≈Um0cosωCt-Um0kpuΩ(t)sinωCt

(8.2―2)

由此可見，窄帶調(diào)相信號可近似由一個載波信號(Um0cosωCt)和一個雙邊帶信號(Um0kpuΩ(t)sinωCt)疊加而成。如果用矢量圖表示，載波信號矢量與雙邊帶信號矢量是正交的。雙邊帶信號矢量的長度是按照kpuΩ(t)的規(guī)律變化的。窄帶調(diào)相信號矢量就是兩個正交矢量的和，這種方法如圖8.11所示。圖8.11(a)是實現(xiàn)電路框圖；圖8.11(b)示出了單一頻率調(diào)制的調(diào)相信號的矢量合成圖。根據(jù)框圖，輸出電壓(8.2―3)

圖8.11矢量合成法(a)電路框圖；(b)矢量合成圖

輸出電壓的幅值不是恒定的，存在著起伏，稱這種起伏為寄生調(diào)幅。輸出電壓的相位變化與調(diào)制信號之間不是線性關(guān)系，而是反正切的關(guān)系。這種非線性關(guān)系，使相位的變化產(chǎn)生非線性失真。調(diào)相指數(shù)mp越小，寄生調(diào)幅越小，相位失真也越小。所以這種方法是一種近似方法，而且僅僅適用于產(chǎn)生窄帶調(diào)相信號。為了獲得寬帶調(diào)相信號，往往把這種方法得到的窄帶調(diào)相信號通過倍頻器，擴展成寬帶調(diào)相信號，如圖8.12所示。倍頻器的輸出(8.2―4)

信號的載頻與頻偏都被擴展了n倍。倍頻后的調(diào)相信號與倍頻前的調(diào)相信號相比，它的相對頻偏(Δωm/ωC)沒有變化，而絕對頻偏(Δωm)增大了n倍，信號的帶寬也相應(yīng)展寬了n倍。圖8.12用倍頻方法擴展帶寬8.2.2可變相移法相移法的框圖如圖8.13所示。石英晶體振蕩器產(chǎn)生一個頻率穩(wěn)定度較高的載波電流信號，并把它通過一個相移可控的網(wǎng)絡(luò)。這個網(wǎng)絡(luò)的阻抗，它的相移受調(diào)制信號uΩ(t)控制，而且與控制電壓uΩ(t)之間呈線性關(guān)系。即φ(ω)=kpuΩ(t)=mpf(t)。當(dāng)相位φ(t)的變化速率遠(yuǎn)遠(yuǎn)地小于載頻ωC時，相移網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓就可近似地等于穩(wěn)態(tài)情況下的輸出電壓圖8.13相移法

可控相移網(wǎng)絡(luò)的種類很多。最常用的是LC并聯(lián)諧振回路(如圖8.14所示)?；芈返碾娙?也可以是電感)的數(shù)值受調(diào)制信號uΩ(t)的控制k為比例常數(shù)?；芈返闹C振頻率(8.2―6)（8.2-5）圖8.14壓控電容構(gòu)成的LC并聯(lián)諧振回路

其中，是控制電壓為零時回路的諧振頻率，稱其為靜態(tài)回路諧振頻率。當(dāng)kuΩ(t)＜C0時，引用的關(guān)系，可得(8.2―7)(8.2―8)

由式(8.2―8)可見，并聯(lián)諧振回路諧振角頻率相對變化量與調(diào)制信號成線性關(guān)系。

LC并聯(lián)回路的阻抗

Z(ω)和φ(ω)分別是回路阻抗的模和相角。當(dāng)調(diào)制信號的頻率小于回路的諧振頻率時，也就是說回路電容的變化速度非常慢時，相對于載波，每個周期或幾個周期之內(nèi)可近似認(rèn)為并聯(lián)回路的元件數(shù)值不變。這樣載波電流iC在回路兩端建立的電壓就近似等于穩(wěn)態(tài)電壓

設(shè)計使輸入載波電流的頻率ωC等于靜態(tài)回路諧振頻率ωor?；芈穼ζ涑尸F(xiàn)的阻抗為Z(ωC)，相移為φ(ωC)。輸入載波的角頻率不變，而回路諧振角頻率ω0變化，因此Z(ωC)和φ(ωC)也變化。它們的變化關(guān)系可用圖8.15說明，圖中ω01,ω02,ω03是ω0變化的三個取值。在窄帶工作條件下可近似認(rèn)為(8.2―9)(8.2―10)Qe為回路的有載品質(zhì)因數(shù)。在|φ(ωC)|≤π/6時

tanφ(ωC)≈φ(ωC)

因此回路的相移由于Δω0<<ωor，可認(rèn)為(8.2―11)其中，輸出電壓

顯然這就是一個調(diào)相信號。這種調(diào)相信號的產(chǎn)生方法僅限于Δω0(t)<<ωor的窄帶情況，是窄帶調(diào)相信號的產(chǎn)生方法。圖8.15可控相移網(wǎng)絡(luò)阻抗相位變化關(guān)系8.2.3可變時延法可變時延法的實現(xiàn)框圖如圖8.16所示。

由晶體振蕩器產(chǎn)生的載波電壓uC(t)通過一個延遲時間可控的延時網(wǎng)絡(luò)，延時網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓為(8.2―12)圖8.16可變時延法

如果延遲時間τ(t)受調(diào)制電壓uΩ(t)控制，并使之與調(diào)制信號成線性關(guān)系，即

最大的延遲時間τmax=kdUΩm?？紤]到超前、滯后的變化，τmax應(yīng)該限制的范圍是8.3調(diào)頻信號產(chǎn)生方法8.3.1直接調(diào)頻法直接調(diào)頻法可分為兩種：一種是模擬調(diào)頻微分方程法，另一種是似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻方法。

1.模擬調(diào)頻積分方程法已知調(diào)頻信號(8.3―1)將它對時間t微分(8.3―3)經(jīng)過整理可得(8.3―4)(8.3―4)式是二階、線性、齊次時變微分方程。它的兩個特解是它的通解是調(diào)頻信號(8.3―5)

式中，Um0和θ0是兩個積分常數(shù)，分別由uFM(0)和uFM′

(0)決定。式(8.3―4)被稱為調(diào)頻微分方程。與調(diào)頻微分方程相應(yīng)的積分方程是(8.3―6)

可以用模擬計算機模擬調(diào)頻積分方程，具體框圖如圖8.17所示。該模擬電路由兩個積分器、兩個乘法器和一個倒相器組成。輸入電壓u=U0+kuΩ(t)。U0為直流電壓,k為比例常數(shù),uΩ(t)=UΩmf(t)。經(jīng)過環(huán)路閉合后的輸出

k1為積分器增益，kM為乘法器增益。取k1kMu(t)=ω(t)，則上式就與(8.3―6)式完全相同。環(huán)路的輸出電壓就是一個理想的調(diào)頻信號。這種產(chǎn)生調(diào)頻信號的方法叫模擬調(diào)頻積分方程法。用這種方法產(chǎn)生的調(diào)頻信號的角頻率是受輸入電壓u控制的(8.3―7)

最大頻偏Δωm=kk1kMUΩm。兩個積分器的積分常數(shù)決定了調(diào)頻信號的幅度Um0和初始相角θ0。只有在積分常數(shù)不變的條件下，閉合環(huán)路的輸出才是理想的調(diào)頻信號，否則就會產(chǎn)生頻率的畸變和寄生調(diào)幅。圖8.17模擬調(diào)頻積分方程電路框圖2.似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻當(dāng)Δωm<<ωC、Ω<<ωC時，調(diào)頻微分方程中的第二項同時滿足

因此中間項增加或減小對整個方程影響不大。由此派生出兩個近似的調(diào)頻微分方程式(8.3-8)(8.3-9)

把這兩個方程叫做似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻微分方程。例如ω(t)=ωC+ΔωmcosΩt，則調(diào)頻微分方程的解

若mf=5,Δωm/ωC=1/20,則上式中

采用似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻微分方程式最主要的優(yōu)點是根據(jù)這個方程構(gòu)成的調(diào)頻信號產(chǎn)生電路簡單。圖8.18給出了三種用似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻微分方程構(gòu)成的調(diào)頻信號形成電路。這三個電路都是時變電路，有一個時變受控源，用它來改變調(diào)頻振蕩的瞬時頻率。讀者可根據(jù)這種方法去構(gòu)成其他的電路，下面對圖8.18所示的三個電路分別加以說明。圖8.18三種似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻電路

圖8.18(a)所示電路是LC0C并聯(lián)諧振回路兩端又并聯(lián)一個受控電流源u(t)iC支路，控制電壓為u(t)。寫出節(jié)點A的電流方程為

iC+iC0+iL+u(t)iC=0由此可以導(dǎo)出(8.3―10)

再微分得到的就是似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻微分方程(8.3―11)式中

圖8.18(b)所示電路是由LL0C0構(gòu)成的并聯(lián)諧振回路，回路兩端并聯(lián)的受控電流源為u(t)iL。A點的電流方程式為(8.3―12)(8.3―13)

圖8.18(c)所示電路受控電壓源與電感L串聯(lián)，因此可列出環(huán)路的電壓方程式(8.3―14)(8.3―15)

上面介紹的三個電路產(chǎn)生的調(diào)頻信號其角頻率與控制電壓u是非線性關(guān)系。這種非線性關(guān)系會引起非線性失真。在什么條件下可近似認(rèn)為ω與u之間是線性關(guān)系，從而實現(xiàn)線性調(diào)頻呢?實現(xiàn)線性調(diào)頻的條件，要依照具體的電路才能具體確定。如圖8.18(a)所示的電路，調(diào)頻信號角頻率如(8.3―11)式所示。設(shè)u(t)=U0+kuΩ(t)=U0+kUΩmf(t)。則(8.3―16)

用冪級數(shù)展開得(8.3―17)當(dāng)式(8.3-17)中的二階項遠(yuǎn)小于一階項時，即（8.3-18）時，式(8.3-17)就可近似為(8.3-19)瞬時角頻率與調(diào)制信號成線性關(guān)系。所以式(8.3-18)就是這種電路實現(xiàn)線性調(diào)頻的條件。同理可導(dǎo)出圖8.18(b)所示電路實現(xiàn)線性調(diào)頻的條件。若，代入式(8.3-13)得(8.3-20)引用將用冪級數(shù)展開(8.3-21)式中當(dāng)滿足(8.3-22)時，式(8.3-21)就可近似為從而實現(xiàn)線性調(diào)頻率。8.3.2間接調(diào)頻法由于調(diào)相信號與調(diào)頻信號存在著內(nèi)在的聯(lián)系，因此把調(diào)制信號通過積分器之后再加到調(diào)相器中，調(diào)相器的輸出就是調(diào)頻信號，如圖8.19所示。由于這種方法是利用調(diào)相器實現(xiàn)調(diào)頻，所以把它叫做間接調(diào)頻法。圖8.19間接調(diào)頻8.4變?nèi)荻O管調(diào)頻電路8.4.1調(diào)頻電路的質(zhì)量指標(biāo)產(chǎn)生調(diào)頻信號的設(shè)備叫頻率調(diào)制器，簡稱調(diào)頻器。根據(jù)上節(jié)敘述的原理可以構(gòu)成很多種調(diào)頻器。此節(jié)開始的4節(jié)，將分別通過幾個典型電路說明調(diào)頻信號的產(chǎn)生原理和影響調(diào)頻信號質(zhì)量的因素，以使讀者學(xué)會調(diào)頻電路的分析方法，掌握調(diào)頻電路的構(gòu)成原則。為此首先要知道衡量一個調(diào)頻器性能好壞的指標(biāo)是什么。主要的性能指標(biāo)有：(1)調(diào)制特性的線性。調(diào)制特性是電壓-頻率轉(zhuǎn)換特性，簡稱壓控特性，如圖8.20所示。壓控特性線性越好，調(diào)頻的非線性失真越?。粔嚎靥匦郧€的線性范圍越寬，實現(xiàn)線性調(diào)頻的范圍也越寬，調(diào)頻信號的最大頻偏也越大。

(2)壓控靈敏度。壓控靈敏度又稱為調(diào)制靈敏度，用kf表示。其定義是調(diào)制特性原點的斜率。(8.4―1)圖8.20壓控特性(3)載波中心頻率的穩(wěn)定度。因調(diào)頻信號的頻率是以載波中心頻率為基準(zhǔn)變化的，若載波中心頻率不穩(wěn)，必然會帶來失真。此外，載波中心頻率不穩(wěn)還會使調(diào)頻信號的頻帶展寬，造成對鄰近頻道的干擾。

(4)振幅要恒定，寄生調(diào)幅要小。8.4.2變?nèi)荻O管特性根據(jù)似穩(wěn)態(tài)理論可知，利用可控電抗元件改變LC并聯(lián)回路的諧振頻率，可以實現(xiàn)頻率調(diào)制?？煽仉娍乖姆N類很多，其中最常用的是變?nèi)荻O管和電抗管。在此先介紹一下變?nèi)荻O管。變?nèi)荻O管是利用PN結(jié)反向偏置的勢壘電容構(gòu)成的可控電容，它的表示符號如圖8.21(a)所示。變?nèi)荻O管的結(jié)電容Cj與管子兩端的反向電壓uD的關(guān)系曲線如圖8.21(b)所示。Cj與uD的關(guān)系為(8.4―2)

UB是變?nèi)荻O管的勢壘電壓，通常取0.7V左右。Cj0是uD=0時變?nèi)荻O管的結(jié)電容。uD是加在二極管兩端的反向電壓。r是變?nèi)葜笖?shù)。不同的變?nèi)荻O管由于PN結(jié)雜質(zhì)摻雜濃度分布的不同，r也不同。如擴散型r=1/3，稱為緩變結(jié)變?nèi)荻O管；合金型r=1/2，稱為突變結(jié)變?nèi)荻O管；r=1~5之間的，稱其為超越突變結(jié)變?nèi)荻O管。圖8.21變?nèi)荻O管符號和結(jié)電容變化曲線

(a)變?nèi)莨芊枺?b)變?nèi)萏匦詧D8.22并聯(lián)、串聯(lián)電容對變?nèi)莨芴匦郧€的影響

變?nèi)荻O管作為可控電抗元件接入到LC振蕩回路中，如圖8.23(a)所示。變?nèi)荻O管的結(jié)電容Cj與C1、C2共同構(gòu)成回路的電容。變?nèi)荻O管兩端的電壓包括靜態(tài)電壓UQ和調(diào)制電壓uΩ(t)。電壓的正確饋入是保證二極管正常工作的必要前提。圖8.23(b)示出了直流饋電等效電路。根據(jù)圖示可以求得二極管靜態(tài)偏置電壓圖8.23變?nèi)荻O管饋電電路圖8.23變?nèi)荻O管饋電電路圖8.24變?nèi)莨芙Y(jié)電容隨時間變化曲線8.4.3全部接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路圖8.25(a)是全部接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻振蕩器電路。變?nèi)荻O管的直流電壓UQ從電位器R7上獲得調(diào)制信號通過C3、L2饋入，L2是高頻扼流圈。C1、C2、C4~C6~C12是高頻濾波或隔直流電容，高頻阻抗近似為零。R5是防止寄生振蕩電阻。C5是輸出耦合電容。L1和Cj構(gòu)成LC并聯(lián)振蕩回路。其他部分為直流供電、穩(wěn)壓電路。

由于變?nèi)荻O管兩端的回路接入系數(shù)為1，所以稱其為全部接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。該電路的交流等效電路如圖8.25(b)所示。它是一個電感回授式三點式振蕩器?；芈返碾姼蠰1與變?nèi)荻O管并聯(lián)，振蕩器的工作頻率近似等于回路的自然諧振頻率，它的表示式可以寫為(8.4―3)其中，是靜態(tài)工作點的結(jié)電容；是載波中心角頻率；是結(jié)電容的調(diào)制度，它反映了結(jié)電容隨調(diào)制電壓變化的大小。當(dāng)r=2時，調(diào)頻特性方程式(8.4-4)當(dāng)r=2時，引用(1+x)n的冪級數(shù)展開式，可得調(diào)頻特性方程式若，則當(dāng)m<1時，可忽略三階項以上的各項，再經(jīng)過化簡可得圖8.25全部接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路

(a)電路圖；(b)交流等效電路

第二項是線性頻率調(diào)制項，最大頻偏(8.4―5)第三項是二次諧波調(diào)制項，是失真項。二次諧波調(diào)制的最大頻偏由此引入的非線性失真系數(shù)

從以上分析可見，ΔωC、Δωm、Δω2m、kf2均隨著r的增大和m和增大而增大。為了減小失真，m應(yīng)盡量取小，r最好取為2。m的減小，必然使Δωm下降，所以減小失真與增大頻偏是矛盾的，在實際應(yīng)用中必須折衷考慮。在r=2時，該電路的壓控靈敏度(8.4-6)圖8.26電壓頻率轉(zhuǎn)換框圖8.4.4部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路圖8.27(a)示出的是部分接入式變?nèi)荻O管調(diào)頻電路。圖中，C3、C9、C10、C11都是高頻濾波電容。R1、R4、R5是晶體管的直流偏置電阻。R6是自偏置電阻。R2、R3是變?nèi)荻O管的靜態(tài)偏置電阻，R7是變?nèi)荻O管直流通路電阻。L3是高頻扼流圈。C8是調(diào)制信號耦合電容。L1、C2、C4~C7、Cj構(gòu)成振蕩回路。該電路的交流等效電路如圖8.27(b)所示。由圖可見，它是電容回授式基極接地三點式振蕩器電路，振蕩回路如圖8.27(c)所示。圖中C1是C4、C5、C6、C7的等效電容，CΣ是回路總的等效電容。Cj與C2串聯(lián)后與回路電感L1并聯(lián)，所以變?nèi)荻O管兩端的回路接入系數(shù)小于1，因此稱此電路為部分接入式電路。振蕩器的工作頻率(8.4―7)其中在m<1的情況下，引用(1+x)n=1+nx(其中x<1)得再引用 其中x<1），整理后得（8.4-8）其中，將式(8.4-8)代入式(8.4-7)中，可得該電路的調(diào)頻特性方程式

圖8.27當(dāng)時(8.4―9)(8.4―10)(8.4―11)圖8.28雙變?nèi)莨苷{(diào)頻電路8.5電抗管調(diào)頻電路8.5.1電抗管電抗管是放大管和90°相移電路組成的二端有源網(wǎng)絡(luò)。圖8.29所示的是用場效應(yīng)管構(gòu)成的電抗管電路。A、B兩端點間的阻抗(8.5―1)圖8.29電抗管電路

設(shè)計使ID>>I1,從而(8.5―2)

場效應(yīng)管的漏極電流與柵源電壓Ugs之間關(guān)系等于(8.5―3)gm是場效應(yīng)管的跨導(dǎo)。設(shè)計使遠(yuǎn)小于場效應(yīng)管的輸入阻抗，且Z1>>Z2，則(8.5―4)(8.5―5)則(8.5―6)(8.5―7)

表8.2在各種情況下的等效電抗表8.5.2電抗管調(diào)頻電路圖8.30所示的是一種集成的電抗管調(diào)頻電路。圖中V1、V2和V3、V4分別構(gòu)成兩個差分放大器，V1、V2差分放大器通過變壓器耦合構(gòu)成差分振蕩器電路。V3、V4與電容C、電阻r構(gòu)成電抗管電路。V5、V6是V3、V4差分放大器的恒流源。差分振蕩器的交流等效電路如圖8.31所示。電抗管的等效電路如圖8.32所示。V3管的集電極電流設(shè)計使電阻r遠(yuǎn)小于V3管的輸入電阻，則電阻r兩端的電壓圖8.30電抗管調(diào)頻電路iC(t)是流過電容C支路的電流。小信號條件下，iC3中的交流分量其中，，則AB兩端等效的電容圖8.31圖8.30電路的交流等效電路圖8.32圖8.30電路電抗管等效電路

根據(jù)電路圖可知，當(dāng)晶體管的α≈1時CAB并接于振蕩回路兩端，其電路與圖8.18(a)所示電路完全一樣，是一個典型的似穩(wěn)態(tài)調(diào)頻電路。

V1管的集電極輸出回路調(diào)諧在載波中心頻率上，帶寬足夠時，輸出電壓就是調(diào)頻信號。

8.6由調(diào)頻非正弦波信號產(chǎn)生

調(diào)頻正弦波信號電路

8.6.1由調(diào)頻非正弦波信號獲取調(diào)頻正弦波信號的原理調(diào)頻正弦波信號名稱的來源是根據(jù)調(diào)頻信號表示式(8.6―1)

對于變量τ，調(diào)頻信號是個余弦信號，如圖8.33(a)所示。所謂調(diào)頻非正弦波信號就是對變量τ而言是非正弦波，如圖8.33(b)所示是方波信號，稱其為調(diào)頻方波信號；如圖8.33(c)所示是三角波信號，稱其為調(diào)頻三角波信號。

圖8.33各種調(diào)頻波(a)調(diào)頻正弦波；(b)調(diào)頻方波；(c)調(diào)頻三角波

調(diào)頻非正弦波信號是τ的周期信號，可以用傅氏級數(shù)展開(8.6―2)

式(8.6―2)說明，調(diào)頻非正弦波信號由調(diào)頻正弦波信號的各次諧波的和組成。各次諧波都是調(diào)頻正弦波，載波中心頻率分別為nωC，最大頻偏分別是nΔωm。它們的頻譜分布可用圖8.34表示。其中，基波分量帶寬為B1,二次諧波的帶寬為B2=2B1,三次諧波的帶寬為B3=3B1，依次類推。圖8.34調(diào)頻非正弦波各次諧波帶寬示意圖

采用濾波的方法可以從其中取出調(diào)頻正弦波信號。由圖可見，采用濾波法得到調(diào)頻正弦波的基波信號，不失真的條件是基波與二次諧波的頻譜不應(yīng)重疊，即必須滿足(8.6―3)

圖8.35給出了由調(diào)頻非正弦波獲取調(diào)頻正弦波信號的電路框圖。

圖8.35由調(diào)頻非正弦波信號形成調(diào)頻正弦波信號框圖8.6.2調(diào)頻三角波信號產(chǎn)生電路圖8.36示出了調(diào)頻三角波信號產(chǎn)生電路的框圖。以電流方式輸入，輸入電流i(t)一路加到壓控開關(guān)的端子a，另一路通過倒相器加到壓控開關(guān)的另一個端子b。壓控開關(guān)的公共刀受電壓比較器的輸出電壓控制。當(dāng)開關(guān)擲于端子a時，輸入電流i(t)被送入積分器，對電容C充電，形成輸出三角波電壓的上升段。圖8.36調(diào)頻三角波信號產(chǎn)生電路框圖

當(dāng)三角波電壓上升至電平+E時，電壓比較器輸出狀態(tài)發(fā)生翻轉(zhuǎn)，控制壓控開關(guān)公共刀c擲向端子b，負(fù)的輸入電流(-i(t))被送入積分器，電容C反向充電，形成輸出三角波的下降段。當(dāng)三角波電壓下降至-E時，電壓比較器的輸出狀態(tài)再次發(fā)生翻轉(zhuǎn)，壓控開關(guān)的公共刀c又?jǐn)S回到端子a,從而又回到初始狀態(tài)。如此周而復(fù)始，形成三角波電壓。輸入電流越大，積分器充電(或放電)速度越快，三角波周期越?。环粗?，輸入電流越小，充電(或放電)速度越慢，三角波周期越長。若使輸入電流隨調(diào)制信號線性變化，則輸出三角波頻率也會隨調(diào)制信號變化，從而得到調(diào)頻三角波信號。圖中各點的波形如圖8.37所示。通過帶通濾波器就可獲得調(diào)頻正弦波。圖8.37圖8.36各點波形

圖8.38示出了某集成調(diào)頻三角波信號產(chǎn)生電路。V1是電壓-電流變換電路，輸入調(diào)制信號電壓uΩ(t)=UΩmf(t)通過V1轉(zhuǎn)換成電流i(t)=I0+KuΩ(t)。V2和V3是壓控開關(guān)。V4、V5是倒相器。C是積分電容。C兩端獲得的調(diào)頻三角波電壓經(jīng)V6、V7兩級射極跟隨器，由V7的射極輸出。V8、V9是電壓比較器，V10、V11是比較器的恒流源。電壓比較器的輸出經(jīng)V12、V13、V14組成的緩沖器，其輸出u2(t)加到壓控開關(guān)上，作為開關(guān)的控制電壓。圖8.38調(diào)頻三角波發(fā)生器電路

壓控開關(guān)V2管基極外加電壓為EB,V3管基極輸入電壓為壓控電壓u2(t)。當(dāng)u2＜EB時，V2導(dǎo)通，V3截止，V4、V5導(dǎo)通。假設(shè)晶體管的α≈1,則V2的集電極電流iC2=i(t)，iC4=iC2。V4、V5為比例恒流源

由于V3截止，所以V5的集電極電流iC5流向積分電容C，給它充電，積分電容兩端的電壓uC上升。

若電容C的充電為線性充電，則積分電容兩端電壓與充電電流的關(guān)系近似為已知i(t)=I0+kuΩ(t),所以(8.6―7)對載波中心頻率

在TC/2期間，uC的峰―峰幅度2UC=RC8·IK，因此可得則載波中心頻率(8.6―8)8.7間接調(diào)頻電路

圖8.39(a)是用移相法構(gòu)成的調(diào)頻電路。

圖8.39用移相法實現(xiàn)調(diào)頻電路(a)電路圖；(b)相移網(wǎng)絡(luò)的等效電路

當(dāng)變?nèi)荻O管的結(jié)電容的調(diào)制度時，回路的諧振頻率其中，當(dāng)φ≤π/6，且載波中心頻率ωC=ωor時(8.7―1)

圖8.40是某調(diào)頻發(fā)射機的框圖。調(diào)制信號頻率范圍是100~15000Hz。用矢量合成法形成載波中心頻率等于100kHz的調(diào)頻正弦波信號。間接調(diào)頻是mf受限制。矢量合成法限定mf≤π/6。由于調(diào)頻信號的mf與調(diào)制信號的頻率成反比，所以應(yīng)按照調(diào)制信號的最低頻率去限定最大頻偏值。100Hz限定最大Δfm≤52Hz。該矢量合成電路輸出信號的最大頻偏為24.415Hz，小于限定值。圖8.40調(diào)頻廣播發(fā)射機框圖8.8調(diào)角信號的解調(diào)方法8.8.1調(diào)相信號的解調(diào)方法調(diào)相信號的解調(diào)叫做相位檢波，簡稱鑒相。它是將調(diào)相信號的相位［ωCt+mpf(t)］與載波的相位ωCt相減，取出它們的相位差mpf(t)，從而實現(xiàn)相位檢波。在無線電技術(shù)領(lǐng)域中，經(jīng)常需要把兩個信號的相位進(jìn)行比較，以判斷它們相位相關(guān)的程度或利用它們的相位差(又稱相位誤差)去實現(xiàn)控制。在相位控制系統(tǒng)中(簡稱鎖相系統(tǒng))，鑒相器是必不可少的部件，所以相位檢波應(yīng)用非常廣泛。

相位檢波可以用圖8.41所示的框圖描述。輸入信號u1的相位θ1,輸入信號u2的相位θ2,在相位相減電路中相減得到相位差θe=θ1-θ2；再經(jīng)放大器放大，輸出電壓uo=kθe。因此，又可以把相位檢波電路看成是相位/電壓變換器。輸入的是相位信號，輸出的是電壓。圖8.41相位檢波器框圖1.模擬的相位檢波方法相位的減法運算，在時域就是信號的相乘運算，所以相位檢波也有兩種形式：一種是乘積型相位檢波，另一種是疊加型相位檢波，如圖8.42所示。它們的框圖與同步檢波的兩種形式?jīng)]什么區(qū)別，原理也基本相同，但具體的應(yīng)用條件有所不同。在此僅就不同之處加以說明。圖8.42模擬相位檢波框圖

(a)乘積型；(b)疊加型(1)乘積型相位檢波(乘積型鑒相)。為了能夠正確地鑒別兩個輸入信號相位的超前和滯后關(guān)系，兩個輸入信號必須有π/2的固定相差。即輸入信號

us=Usmsin(ωst+θ1)

本地信號

u1=U1mcos(ωst+θ2)

則圖8.42(a)所示乘積型鑒相電路的輸出電壓(8.8―1)

它是θe的奇函數(shù)。θe＞0時，uo＞0,說明us超前u1;θe＜0時，uo＜0，說明us滯后u1。輸出電壓uo與θe的關(guān)系曲線叫鑒相特性。乘積型鑒相的鑒相特性曲線為正弦形鑒相特性，如圖8.43所示。在|θe|≤π/6時(8.8―2)

在此范圍內(nèi)，uo與θe的關(guān)系可近似為線性關(guān)系，對應(yīng)的θe變化范圍稱為線性鑒相范圍。乘積型鑒相的線性鑒相范圍是±π/6(或為π/3)。圖8.43鑒相特性

此外，為了衡量輸出電壓uo對誤差相位θe的靈敏程度，還要定義一個參量叫鑒相靈敏度或鑒相跨導(dǎo)，用Sp表示。它的定義是(8.8―3)乘積型鑒相的(2)疊加型鑒相。同樣，為了正確判別兩個信號的相位超前與滯后，輸入的兩個信號間要有固定的π/2相差。為了減少失真，輸入的兩個信號的大小應(yīng)相差較大，即必須滿足us>>u1或u1>>us的條件。若us(t)=Usmsin(ωst+θ1),u1(t)=U1mcos(ωst+θ2)，且

u1m>>usm，則仿照第5.5節(jié)——疊加型同步檢波的原理可導(dǎo)出(8.8―4)由于D=Usm/U1m<<1，所以(8.8―5)2.數(shù)字相位檢波方法數(shù)字相位檢波是利用數(shù)字技術(shù)實現(xiàn)兩個信號的相位比較。周期性信號相位信息是寄載在過零點的位置上的，所以對兩個信號過零點的位置進(jìn)行檢測和比較，就可實現(xiàn)相位檢波。為了準(zhǔn)確提取過零點的信息，首先要把輸入信號變換成方波信號，之后再送到數(shù)字相位檢波電路中進(jìn)行比相。最簡單的數(shù)字鑒相方法是用數(shù)字邏輯門完成的，用它構(gòu)成的相位檢波電路如圖8.44所示。圖8.44異或門比相器圖8.45異或門比相器輸出與相位的關(guān)系

由此可畫出輸出電壓uo(t)與θe的關(guān)系曲線，如圖8.46所示。由圖可知，鑒相特性為三角波，線性鑒相范圍和最大鑒相范圍都為π，鑒相靈敏度(8.8―6)圖8.46異或門比相器鑒相特性8.8.2調(diào)頻信號的解調(diào)方法調(diào)頻信號解調(diào)又稱為頻率檢波，簡稱鑒頻。它是把調(diào)頻信號的頻率ω(t)=ωC+Δω(t)與載波頻率ωC比較，得到頻差Δω(t)=Δωmf(t)，從而實現(xiàn)頻率檢波。在無線電技術(shù)中，經(jīng)常遇到把兩個信號的頻率進(jìn)行比較，以判斷兩個信號頻率的異同，或用它們的頻率差實現(xiàn)頻率的控制。在頻率控制系統(tǒng)中，頻率檢波電路是必不可少的部件。頻率檢波框圖可以用圖8.47表示。圖8.47頻率檢波框圖

利用線性網(wǎng)絡(luò)變換方法實現(xiàn)頻率檢波又有兩種形式：

(1)將調(diào)頻信號通過一個幅頻特性為線性的線性網(wǎng)絡(luò)，使它變成調(diào)頻/調(diào)幅信號，其振幅的變化正比于頻率的變化；之后再用包絡(luò)檢波的方法取出調(diào)制信號。這種方法實現(xiàn)的框圖如圖8.48(a)所示。圖8.48(b)是線性變換網(wǎng)絡(luò)幅頻特性H(ω)和相頻特性φ(ω)。由于這種網(wǎng)絡(luò)可以把頻率的變化轉(zhuǎn)化為振幅的變化，所以稱它為頻率-振幅變換網(wǎng)絡(luò)。圖8.48斜率鑒頻框圖及頻率振幅轉(zhuǎn)換

(a)框圖；(b)頻率振幅轉(zhuǎn)換

輸入的調(diào)頻信號線性變換網(wǎng)絡(luò)的幅頻特性(8.8―7)

k0為幅頻特性的斜率。在滿足似穩(wěn)態(tài)的條件下，線性變換網(wǎng)絡(luò)的輸出可近似認(rèn)為是穩(wěn)態(tài)響應(yīng)，其表示式為(8.8―8)再通過包絡(luò)檢波器,輸出電壓輸出信號傅立葉變換根據(jù)傅立葉變換的性質(zhì)可知,它的反變換

由此可見，這種方法的實質(zhì)是將調(diào)頻信號進(jìn)行微分變換，使其頻率的變化轉(zhuǎn)換到振幅上來，如圖8.49所示。實際應(yīng)用中微分網(wǎng)絡(luò)的帶寬必須大于調(diào)頻信號的帶寬，才能保證不失真的解調(diào)。簡單的RC微分網(wǎng)絡(luò)往往很難做到。圖8.49用微分網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的頻率檢波框圖(2)把調(diào)頻信號通過線性相頻特性網(wǎng)絡(luò)，使其變換成調(diào)頻/調(diào)相信號；附加的相位變化正比于頻率變化，之后通過相位檢波方法實現(xiàn)頻率檢波，把這種方法叫做相位鑒頻法。它的實現(xiàn)框圖如圖8.50(a)所示。圖8.50(b)是線性變換網(wǎng)絡(luò)的相頻特性φ(ω)和幅頻特性H(ω)。由于這種網(wǎng)絡(luò)可以實現(xiàn)頻率-相位的轉(zhuǎn)換，所以把它叫做頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。在似穩(wěn)態(tài)條件下，線性變換網(wǎng)絡(luò)的輸出可認(rèn)為是穩(wěn)態(tài)輸出，所以(8.8―10)若相位檢波電路具有線性鑒相特性時，輸出電壓(8.8―11)圖8.50相位鑒頻框圖及頻率相位轉(zhuǎn)換(a)原理框圖；(b)相頻特性和幅頻特性

描述各種鑒頻方法質(zhì)量好壞的指標(biāo)主要有：鑒頻特性、鑒頻范圍、鑒頻靈敏度(或鑒頻跨導(dǎo))。鑒頻特性是輸出電壓uo與輸入信號頻差Δω之間的關(guān)系曲線。鑒頻范圍同樣可分成線性鑒頻范圍和最大鑒頻范圍。鑒頻特性線性越好，線性鑒頻范圍越寬，這種鑒頻方法越好。鑒頻靈敏度Sf是描述輸出電壓uo對頻差Δω的靈敏程度。它的定義是(8.8―12)8.9斜率鑒頻電路8.9.1限幅電路限幅電路可分為兩類：一類稱為硬限幅電路，另一類稱為軟限幅電路或動態(tài)限幅電路。

1.硬限幅電路硬限幅電路的理想限幅特性如圖8.51所示。它的表示式為(8.9―1)

理想硬限幅器具有放大和限幅的雙重功能。放大量為無窮大，限幅是瞬時完成的。這種理想限幅特性很難實現(xiàn)。實際的硬限幅電路的限幅特性如圖8.52所示。為了使這種限幅器能近似成理想硬限幅器，通常在限幅前把輸入信號幅度放大到足夠高的電平值，這樣圖8.52就具有與圖8.51近似的限幅效果。由于這種限幅器能瞬時地把超過限幅電平的部分限幅掉，故稱為硬限幅器或瞬時限幅器。圖8.51理想限幅特性圖8.52實際硬限幅特性

常用的硬限幅器是二極管限幅電路，如圖8.53(a)所示，圖8.53(b)是這種限幅器的限幅特性。圖8.53雙二極管硬限幅器2.軟限幅電路圖8.54所示的差分放大器是一個軟限幅電路。當(dāng)輸入電壓幅度遠(yuǎn)大于熱電壓UT(三極管常溫下為26mV)時，差分放大器工作在開關(guān)狀態(tài)，集電極電流iC2是一個調(diào)頻方波。V2管集電極負(fù)載為LC并聯(lián)諧振回路，當(dāng)它調(diào)諧于載波中心頻率，帶寬大于調(diào)頻信號帶寬時，濾除其他諧波分量，在回路兩端得到的就是一個幅度恒定的調(diào)頻正弦波信號。由于這種方法是通過差分放大器大信號狀態(tài)工作而實現(xiàn)限幅的，所以稱它為軟限幅或動態(tài)限幅，也有的稱它為振幅限幅。圖8.54差分振幅限幅器8.9.2集成斜率鑒頻器集成斜率鑒頻器電路如圖8.55所示。圖8.55集成斜率鑒頻器圖中輸入信號Rs為信源內(nèi)阻。L1、C1、C2構(gòu)成線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)。網(wǎng)絡(luò)的輸入信號是u1，輸出信號是u2。V1、V2分別構(gòu)成射極跟隨器，以隔離后續(xù)電路對線性變換網(wǎng)絡(luò)的影響。V3晶體管的發(fā)射結(jié)與電容C3和V5的輸入電阻構(gòu)成峰值包絡(luò)檢波器。V4的發(fā)射結(jié)與電容C4和V6的輸入電阻構(gòu)成另一個峰值包絡(luò)檢波器。V5、V6構(gòu)成一級差分放大器。鑒頻后的輸出電壓取自V6的集電極。

L1C1C2網(wǎng)絡(luò)是如何完成變換作用的呢?可用圖8.56說明。網(wǎng)絡(luò)輸入端ＡＢ呈現(xiàn)的阻抗為(8.9-2)

當(dāng)輸入信號的角頻率時，并聯(lián)回路呈現(xiàn)感性。若其感抗等于C2所呈現(xiàn)的容抗時，形成串聯(lián)諧振，串聯(lián)諧振頻率(8.9―3)圖8.56線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)變換過程圖8.56線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)變換過程(8.9-4)(8.9-5)兩個峰值包絡(luò)檢波器的輸出電壓(8.9-6)(8.9-7)差分放大器V6管的集電極電壓就是輸出電壓uo,可導(dǎo)出（8.9-8）圖8.57用LC并聯(lián)回路做線性幅頻特性網(wǎng)絡(luò)8.10相位鑒頻器8.10.1乘積型相位鑒頻器圖8.58是集成的乘積型鑒頻器電路。輸入信號經(jīng)過一級射隨器V1，在電阻R1和R2上分壓取出電壓u1。C1和C、R、L并聯(lián)回路共同組成頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。網(wǎng)絡(luò)的輸入電壓是u1,輸出電壓是u2。u2經(jīng)V2和R4、R5構(gòu)成的射極輸出器，輸出電壓為u4。V3、V4和V5、V6及V7、V8、V9構(gòu)成一個三差分乘法器電路。圖8.58乘積型鑒頻器

頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的工作原理如圖8.59所示。窄帶工作條件下，頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的傳輸系數(shù)(8.10―1)

圖8.59頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的工作原理(a)網(wǎng)絡(luò)電路；(b)Zi―ω曲線；(c)φr―ω曲線圖8.60頻相轉(zhuǎn)換

當(dāng)取輸入信號的載波中心頻率ωC=ωs時，變換網(wǎng)絡(luò)的輸出電壓(8.10―2)(8.10―3)(8.10―4)(8.10―5)

在Δφr(ω)≤π/6時將式(8.10―4)、式(8.10―5)代入式(8.10―3)可得(8.10―6)三差分乘法器輸入根據(jù)第5章的分析可知當(dāng)u3<<2UT,u4<<2UT當(dāng)?shù)屯V波器的增益假設(shè)為1時，輸出電壓(8.10-7)最大鑒頻范圍為(8.10-8)鑒頻靈敏度(在)時圖8.61乘積型鑒頻器鑒頻特性8.10.2疊加型相位鑒頻器疊加型相位鑒頻器電路形式很多，圖8.62(a)所示的是電感耦合疊加型相位鑒頻器。圖中，輸入電壓

晶體管V和集電極調(diào)諧回路構(gòu)成動態(tài)限幅器。L1C1并聯(lián)回路兩端得到的是幅度恒定的調(diào)頻正弦波電壓L2C2與L1C1組成互感耦合雙調(diào)諧回路，設(shè)計為等頻、等Q，即C1=C2=C，L1=L2=L，初級回路的損耗電阻r1和次級回路的損耗電阻r2相等，用r表示。L1與L2之間的互感系數(shù)等于M?；?/p>