目錄

一線性穩(wěn)壓源的大體結(jié)構(gòu)...........................

二LDO要緊參數(shù)....................................

1.負(fù)載調(diào)整率(LoadRegulation).........................

2.線性調(diào)整率(LineRegulation).........................

3.壓差(DropoutVotage)....................................

4.效率....................................

三LDO小信號(hào)分析..................................

1.誤差放大器分析...........................

2.PMOS分析..............................

3.反饋網(wǎng)絡(luò)分析.............................

四各類補(bǔ)償方式....................................

1.ESR零點(diǎn)補(bǔ)償............................

2.內(nèi)部米勒零點(diǎn)補(bǔ)償.........................

3.前饋補(bǔ)償.................................

4.三種方式同時(shí)補(bǔ)償.........................

五總結(jié)............................................

LDO環(huán)路分析及補(bǔ)償

Sim2仝剛

低壓差線性穩(wěn)壓器(LowDropoutVoltageRegulator,LDO)屬于線性穩(wěn)壓

器的一種，但由于其壓差較低，相關(guān)于一樣線性穩(wěn)壓器而言具有較高的轉(zhuǎn)換效率。

但在電路穩(wěn)固性上有所下降，而且LDO有著較高的輸出電阻，使得輸出極點(diǎn)的位

置會(huì)隨著負(fù)載情形有專門大關(guān)系。因此需要對(duì)LDO進(jìn)行頻率補(bǔ)償來(lái)知足其環(huán)路穩(wěn)

固性要求。

內(nèi)容安排上第一節(jié)第一簡(jiǎn)單介紹各類線性穩(wěn)壓源的區(qū)別；第二節(jié)介紹LDO

中的要緊參數(shù)及設(shè)計(jì)中需要考慮折中的一些問(wèn)題；第三節(jié)對(duì)LDO開(kāi)環(huán)電路的三個(gè)

模塊，運(yùn)放模塊，PMOS模塊和反饋模塊進(jìn)行簡(jiǎn)化的小信號(hào)分析，得出其傳輸函

數(shù)并判定其零極點(diǎn)：第四節(jié)針對(duì)前面分析的三個(gè)LDO環(huán)路模塊別離進(jìn)行補(bǔ)償考

慮,并結(jié)合RT9193電路對(duì)三種補(bǔ)償方式進(jìn)行了仿真驗(yàn)證和說(shuō)明說(shuō)明。

一線性穩(wěn)壓源的大體結(jié)構(gòu)

LDO,可是PMOS管接成共源放大器的形式，其輸出電阻較大，產(chǎn)生低頻極點(diǎn)，穩(wěn)

固性較差，一樣都需要嚴(yán)格的補(bǔ)償。具體采納PMOS作為調(diào)整管的LDO電路見(jiàn)圖

3所示。

二LDO要緊參數(shù)

1.負(fù)載調(diào)整率(LoadRegulation)

LDO的負(fù)載調(diào)整能力是指，在輸入電壓不變的情形下，當(dāng)負(fù)載電流轉(zhuǎn)變時(shí)所

引發(fā)的輸出電壓的轉(zhuǎn)變。

由△Vo=Ro-Z\o,能夠取得：

AV

LRz=—=R(2-1)

AZ,

LDO是典型的Series-Shunt反饋結(jié)構(gòu)，即傳統(tǒng)說(shuō)法.上的電壓串聯(lián)負(fù)反饋，

從輸出端采樣到電壓，以串聯(lián)的方式接入輸入端，該結(jié)構(gòu)的輸出電阻為

&--------*——(2-2)

I+M鄧

其中ro為PassElement的輸出電阻，A。為L(zhǎng)DO的環(huán)路增益，A是正向增

益，等于誤差放大器EA的增益和PMOS共源放大器的增益之積A=AA?Ap,0是

反饋傳遞函數(shù)。

依照LDO反饋結(jié)構(gòu)能夠計(jì)算出其輸出電壓為:

R\^R2

(2-3)

/?2

其中反饋電阻R1和R2見(jiàn)圖3所示。

由Vcr=P?Voun能夠取得:

R2

(2-4)

R\^R2憶

因此能夠取得:

(2-5)

由此能夠取得負(fù)載調(diào)整率的三種表達(dá)形式，別離是

LRzm=：-~f—?A/.?(%)(2-6)

心MT

(2-7)

tN..Q3則?火2IM+R2

(2-8)

Uta”二—=fu.I...........■一....................一二......(c)

MA0Au*ArR2R2

以上三個(gè)公式別離對(duì)應(yīng)規(guī)格書中不同的負(fù)載調(diào)整性能表達(dá)方式。從中能夠看

出運(yùn)放的增益和輸出管的跨導(dǎo)值（輸出管的W/L尺寸）關(guān)于負(fù)載調(diào)整性能的阻礙

專門大，因此要提高LDO的負(fù)載性能能夠這兩個(gè)方式來(lái)實(shí)現(xiàn)：一是提高運(yùn)放的增

益，二是增大輸出管的尺寸。

2.線性調(diào)整率（LineRegulation）

LDO的線性調(diào)整率是指在特定負(fù)載電流條件下，輸入電壓引發(fā)輸出電壓的轉(zhuǎn)

變，即△VHZ\Vn。

關(guān)于特定的負(fù)載電流，設(shè)負(fù)載電阻為RL,那么有：

Ak

左得M二(2-9)

結(jié)合公式（2-9）和輸出電阻公式（2-2）,得:

cAUj

R.=-----=-----------------2-----

A/e.AVw/(f>4Rt)

(2-10)

由此能夠取得線性調(diào)整率的公式為

AU>]QII/?+&

A。Ri

(2-11)

考慮到輸入Vref對(duì)輸出Vout的阻礙情形

vvRI72v1

R2B

(2T2)

AKw1Wm

AK.-7AV.

(2-13)

疊加公式(2-11)和(2-13)能夠取得最終線性調(diào)整率的公式為：

AKII用用I戰(zhàn)p

A%fcAcv—R2BA心

(2-14)

能夠看出，要達(dá)到較好線性調(diào)整率一樣需要較大的運(yùn)放增益。

3.壓差(DropoutVotage)

LDO的壓降是一個(gè)要緊參數(shù)，決定了LDO的最小輸出電壓，是指系統(tǒng)對(duì)輸出

電壓具有調(diào)整能力的最小值與輸入電壓的差值。

Vdropon=IoadRon=Vos,PMOs

(275)

DropoutVoutage,LDO的最小輸出電壓和LDO的最大負(fù)載電流等參數(shù)都來(lái)

源于對(duì)PassElement的設(shè)計(jì)，PMOS尺寸設(shè)計(jì)是很重要的。

4,效率

LDO的效率概念為輸出功率與輸入功率的比值

,I0

V.

(2-16)

從中能夠看出，要提高L【)0的效率能夠采取諛?lè)N方式，一是減小靜態(tài)工作電

流，二是減小LDO的DropoutVoltage。

設(shè)計(jì)的第一個(gè)矛盾在于此，為了取得較高的效率需要減小LDO的壓差，那么

需要增大PMOS的尺寸，可是PMOS的尺寸增大的話其寄生電容專門大，需要較大

的工作電流來(lái)驅(qū)動(dòng)，在驅(qū)動(dòng)管柵極處的擺率為：

(2-17)

可見(jiàn)，為了達(dá)到較好的瞬態(tài)特性，就必需增大運(yùn)放的工作電流，增大LDO

的靜態(tài)電流，如此乂在必然程度上減小了LD0的效率，因此這就成為設(shè)計(jì)中第一

個(gè)需要折中的考慮點(diǎn)。

同時(shí)，關(guān)于運(yùn)放而言，其增益中g(shù)mpc〈Is,roacl/Is,因此AeAal/Yle,

可見(jiàn)一樣參數(shù)的運(yùn)放，其靜態(tài)偏置電流越大，增益就會(huì)下降，因此LDO的負(fù)載調(diào)

整性能和線性調(diào)整性能會(huì)有所下降。

第二個(gè)設(shè)計(jì)矛盾確實(shí)是效率和稔固性之間的問(wèn)題，即PMOS尺寸增大，寄生

電容增大，輸出極點(diǎn)減小，會(huì)使得系統(tǒng)加倍不穩(wěn)固。這在后面小信號(hào)分析中會(huì)詳

細(xì)介紹。

三LDO小信號(hào)分析

關(guān)于LD3的小信號(hào)做開(kāi)環(huán)分析，將其環(huán)路從反饋途徑打開(kāi)，如圖4所示。

Vin

其中g(shù)mi,RLC1能夠看做運(yùn)放的小信號(hào)簡(jiǎn)化形式；RH.RF2是反饋電阻，這兩

個(gè)電阻用來(lái)產(chǎn)生LDO的輸出信號(hào)，同時(shí)絕對(duì)流過(guò)其的工作電流I。，電流I。阻礙

到PMOS的增益，帶寬，和LDO整體的靜態(tài)電流，一樣來(lái)講I。較小，PMOS增益較

大，LDO的靜態(tài)電流會(huì)減小，但同時(shí)帶寬也會(huì)較小，瞬態(tài)性能會(huì)降低。因此設(shè)計(jì)

時(shí)b適當(dāng)較小比較好，一樣在兒微安左右，可是又不能過(guò)小。

電感LoPEN隔間反饋到輸入端的AC信號(hào)，形成LDO的開(kāi)環(huán)，同時(shí)能夠反饋直

流信號(hào)，可不能阻礙LDO的直流工作狀態(tài)。CopPE\耦合進(jìn)AC信號(hào)，同時(shí)避免所加

的直流信號(hào)阻礙LDO的直流工作點(diǎn)。

為了方便小信號(hào)分析，能夠?qū)⒁陨系男⌒盘?hào)AC電流簡(jiǎn)化為以以下圖5所示

的模塊框圖。

ErrorAmpPassTran.Feedback

圖5LDOAC開(kāi)環(huán)模塊框圖

H1,H2,H3別離表示誤差放大器，PMOS管和反饋電阻的傳輸函數(shù)。一樣的

設(shè)計(jì)思路是先依照DropoutVoltage和最大負(fù)載電流的指標(biāo)設(shè)計(jì)出PMOS管,然

后再依照其它指標(biāo)設(shè)計(jì)運(yùn)放和反饋電阻網(wǎng)絡(luò)。

1.誤差放大器分析

一樣較好的誤差放大器設(shè)計(jì)的極點(diǎn)散布應(yīng)該是GBW內(nèi)只有一個(gè)極點(diǎn)，第一個(gè)

極點(diǎn)約為2GBW或3GBW,如此才能保證運(yùn)放的相位裕度有60~70度，因此那個(gè)地

址能夠把誤差放大器作為圖6所示簡(jiǎn)單的單級(jí)跨導(dǎo)運(yùn)放來(lái)分析。

該運(yùn)放的傳輸函數(shù)為:

M瓜

Hi=—(3-1)

1-3冊(cè)。

存在極點(diǎn)為1/RCi。

實(shí)際中關(guān)于不同結(jié)構(gòu)的運(yùn)放，其極點(diǎn)的計(jì)算方式也會(huì)不一樣。

2.PM0S分析

LDO電路SPEC規(guī)定中，會(huì)有一個(gè)最小DropoutVoltage@MaxCurrent的參

數(shù)，能夠依照那個(gè)參數(shù)確信所需PMOS的最小寬長(zhǎng)比。

2/MU

心一■%■J（3-2）

由此能夠取得所需最小寬長(zhǎng)比為：

(3-3)

PrCoxVDMT：

PMOS的寬長(zhǎng)比專門大，因此需要考慮其寄生電容值，由W/L的值能夠大致

從模型數(shù)據(jù)中得出Ccs和Cbs的值，幾pF到幾十pF不等?？墒怯捎贛iller效率

的存在使得柵極寄生電容加大。因此等效的柵極目容約為：

Ccs,e/^Ccs+(l+Ap)CGD(3-4)

那個(gè)等效的柵極電容一樣都在一兩百pF左右。

驅(qū)動(dòng)管的小信號(hào)分析如圖7所示。

圖7驅(qū)動(dòng)管PMOS的小信號(hào)分析

對(duì)上圖利用節(jié)點(diǎn)電流公式:

(3-5)

I/JCW1/sC.

整理上面的式子得出傳輸函數(shù):

(3-6)

能夠看出存在一個(gè)極點(diǎn)約為1/Rou?Com和一個(gè)右半平面零點(diǎn)gm/Cgd,可是由

于PMOS的跨導(dǎo)超級(jí)大，該右半平面零點(diǎn)遠(yuǎn)大于UGF,因此能夠忽略。

3.反饋網(wǎng)絡(luò)分析

反饋網(wǎng)絡(luò)確實(shí)是電阻Rri,RF2串聯(lián)的網(wǎng)絡(luò)，理想的反饋網(wǎng)絡(luò)應(yīng)該是純電阻

網(wǎng)絡(luò)，可是實(shí)際中，由于反饋端運(yùn)放輸入電容及寄生電容的阻礙，使得反饋網(wǎng)

圖8所示。

絡(luò)帶有對(duì)地的寄生電容，固然那個(gè)寄生電容相對(duì)較小。附加有寄生電容的反饋

網(wǎng)絡(luò)如

圖8所示。

Vout

E=>~

Test-RFj—g

Pomt...

<ZZ1-----------------

CF11RF2§

X7\7

圖8帶寄生電容的反饋網(wǎng)絡(luò)

該帶寄生電容反饋網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù)能夠?qū)懗蒁C和AC兩部份。

n?=-----------------------=-----------------------------------(3-7)

(1/$C八)"+Rrt/Rn10cLl+^CFr(/?n//

能夠看出在考慮運(yùn)放輸入端寄生電容的情形下，反饋網(wǎng)絡(luò)也會(huì)存在一個(gè)極點(diǎn)

l/CFi.(Rri//RF2),可是由于該寄生電容較小，因此該極點(diǎn)較大。通常情形下能

夠忽略反饋網(wǎng)絡(luò)的交流成份，只考慮電阻網(wǎng)絡(luò)的直流反饋。

通過(guò)以上分析能夠取得LDO中3個(gè)模塊的傳輸函數(shù)和相應(yīng)產(chǎn)生的零極點(diǎn)。

表一：LDO各模塊傳輸函數(shù)及零極點(diǎn)

模塊傳輸函數(shù)零極點(diǎn)

運(yùn)放Pi--5—

Ri-Ci

p?=―!—

J/，)

PM0S

1+ifCir+_Z1=gm/Cgd

l-r

1

反饋網(wǎng)絡(luò)nJ=-----------心一!—

RnfRnK1+sC八八"RF。“Cn(fbi/fRi2]

在上面的幾個(gè)零極點(diǎn)中心和P3比較大，能夠忽略，因此一樣要緊考慮單位

增益頻率(Unity-GainFrequence,UGF)內(nèi)的兩個(gè)極點(diǎn)P1和P2。

關(guān)于運(yùn)放模塊而言，該極點(diǎn)公式中的電容表示運(yùn)放輸出點(diǎn)所有等效電容，因

此極點(diǎn)能夠?qū)懗?

Pt=---=---------------------------------------(3-8)

不同的運(yùn)放結(jié)構(gòu)有不同的極點(diǎn)，若是是關(guān)于帶米勒補(bǔ)償?shù)膬杉?jí)運(yùn)放而言，那

么極點(diǎn)Pi確實(shí)是米勒極點(diǎn)?？墒怯捎赑MOS的等效柵極電容較大，使得與該電

容相關(guān)的高頻極點(diǎn)也會(huì)對(duì)相位裕度造成必然的減小。

關(guān)于驅(qū)動(dòng)管PMOS而言，該極點(diǎn)公式中的輸出電阻等效為PMOS管電阻，反饋

電阻和負(fù)載電阻的并聯(lián)。

Ron=(Ro,pass//RFi^-RF2//RioAD)(3-9)

當(dāng)負(fù)載電阻轉(zhuǎn)變的時(shí)候，輸出極點(diǎn)會(huì)相應(yīng)轉(zhuǎn)變，如圖9所示。

四各類補(bǔ)償方式

從上面LDO的開(kāi)環(huán)小信號(hào)分析能夠看出，在UGF內(nèi)存在兩個(gè)距離接近的極點(diǎn)

使得系統(tǒng)環(huán)路穩(wěn)固性很差，很有可能會(huì)顯現(xiàn)不穩(wěn)固的振蕩現(xiàn)象。因此必需對(duì)LDO

環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償。

針對(duì)上面分析的三個(gè)模塊傳輸函數(shù)，能夠別離對(duì)每一個(gè)模塊進(jìn)行補(bǔ)償。

1.ESR零點(diǎn)補(bǔ)償

幾乎所有單片LDO都會(huì)用到的補(bǔ)償確實(shí)是ESR零點(diǎn)補(bǔ)償。該補(bǔ)償主若是針對(duì)

前面理論分析中的輸出傳輸函數(shù)H2進(jìn)行的補(bǔ)償。ESR(等效串聯(lián)電阻)是每一個(gè)

電容都具有的一個(gè)大體特性，即能夠?qū)㈦娙荼硎緸镋SR電阻與電容串聯(lián)的電路,

考慮ESR,如圖10所示。

EVoUr

r

圖10帶ESR的輸出阻抗等效電路

考慮ESR電阻，那么輸出阻抗為:

1?sCwr?Ram

Zotfr=ROUT叭-----?ROUT?(4-1)

sCmnI,sCnur?(Rntr,Rfjui]

能夠看出，輸出阻抗的交流成份中不但含有負(fù)載極點(diǎn)，同時(shí)產(chǎn)生一個(gè)新的

ESR零點(diǎn)1/CowRESR。

假設(shè)ESR零點(diǎn)頻率太大（即ESR值較?。嚯x兩個(gè)極點(diǎn)太遠(yuǎn)，那么起不到

補(bǔ)償作用，如圖11所示。該圖是對(duì)LD0電路RT9193所作的開(kāi)環(huán)交流仿真分析，

運(yùn)放極點(diǎn)約110Hz,負(fù)載極點(diǎn)約19KHz（負(fù)載電阻為12。）?，F(xiàn)在設(shè)定Cout=luF,

ESR=15mQ,Zesr=,PM=2度。大體沒(méi)有補(bǔ)償作用，

Jb(t6sl108：的TT

vdb(vout6.3698

-50:19.055kY:49.769

1494150:

100；

50-：

o'

-50

100

（log）110100IkIOkIOd386.33k10M100

圖11低ESR引發(fā)環(huán)路不穩(wěn)固

圖中別離對(duì)輸出電壓Vout和TestPoinl（環(huán)路的斷開(kāi)點(diǎn)T6）進(jìn)行了幅頻和

相頻特性的仿真。如此有助于后面對(duì)前饋補(bǔ)償原理的分析。

能夠看出假設(shè)反饋網(wǎng)絡(luò)是純電阻網(wǎng)絡(luò)（本來(lái)電路里所加的前饋補(bǔ)償電容已被

斷開(kāi)）輸出電壓的相位曲線確實(shí)是整個(gè)環(huán)路的相位曲線，可是由于環(huán)路具有反饋

系數(shù)B=R2/（R1+R2）,因此通過(guò)電阻網(wǎng)絡(luò)后的T6增益會(huì)比Vout增益略小。

由于原始電路中還有運(yùn)放內(nèi)部產(chǎn)生的米勒零點(diǎn)對(duì)其進(jìn)行補(bǔ)償，因此在該仿真

中已經(jīng)將調(diào)零電阻減小1000倍，保證米勒零點(diǎn)移至很遠(yuǎn)處。同時(shí)切斷前饋補(bǔ)償

的電容。使得仿真圖上僅僅保留理論計(jì)算出來(lái)的零極點(diǎn)。

ESR零點(diǎn)太大，對(duì)系統(tǒng)起不到補(bǔ)償作用，可是零點(diǎn)也不是越小就越好，假設(shè)

補(bǔ)償零點(diǎn)很?。碋SR阻值專門大），由于零點(diǎn)在補(bǔ)償相位的同時(shí)還會(huì)增加帶寬，

因此帶寬的增加會(huì)使得在UGF內(nèi)的相位下降更多，相位裕度仍然會(huì)不夠，如圖

12所示。在該圖仿真中，設(shè)定Cout=luF,ESR=20Q,Zes『8K,PM=39度。盡

管ESR零點(diǎn)對(duì)LDO產(chǎn)生必然的相位補(bǔ)償，可是考慮到其它高頻極點(diǎn)的阻礙，系統(tǒng)

仍然可能會(huì)不穩(wěn)固。

110100Ik10k100kIM10M10(

vdb(t6si3.0361n100

vdb(vout6.2646

80

60

40X:104.71Y:95.198

20

0

X:5.6234kY:62.453

一ZO(A)

-40

(l6sim38.924

vp(vmit弋38.924150X:7.7625kY:59.134

100

50

°-

一50

-100

:(log)11。iwikink100k1M7836M10n

1圖12高ESR引發(fā)環(huán)路不穩(wěn)固

通過(guò)調(diào)整ESR,能夠使得環(huán)路取得較好的補(bǔ)償，具有最大的相位裕度，如圖

13所示。在該圖仿真中，設(shè)定Cout=luF,ESR=C,Zesr=199K,PM=70度。系統(tǒng)

相對(duì)會(huì)比較穩(wěn)固。

110100Ik10k100kIM10M100

vdb(t6si39.865m100-

ydb(vout6.301480

60

40

20X:104.71Y:95.198

AV-

-20-

X:19.055Y:49.406

—60—

p(t6sina509K:199.7kY:I3.448

vp(youts70.509150-

100-

50

o-

-50-

-10C

(log)110100Ik10k100k727.06k10M10(

圖13適合的ESR對(duì)環(huán)路有較好的補(bǔ)償

因此，通常的LDO都會(huì)要求其輸出電容的ESR值在某一特定范圍內(nèi)，以保證

輸出的穩(wěn)固性，較好的LDO制造商會(huì)提供一系列由輸出電容ESR和負(fù)載電流組成

的概念穩(wěn)固范圍的曲線（如圖14所示），作為選擇電容時(shí)的參考。

OUTPU

T

CAPAC

ITOR

ESR

(0)

LOADCURRENTimA)

圖14LDO的ESR穩(wěn)固范圍曲線

2.內(nèi)部米勒零點(diǎn)補(bǔ)償

一樣的LDO通過(guò)嚴(yán)格選擇適合的ESR電阻能夠知足穩(wěn)固性要求，可是關(guān)于特

殊電容要求的電路，其ESR值可能不知足設(shè)計(jì)的要求。如陶瓷電容的ESR值較小，

電容值大于luF的陶瓷電容其ESR值一樣小于50mQ,在高頻下更能夠在幾mQ

左右，這幾乎會(huì)使大多數(shù)典型的LDO都振蕩。要降低對(duì)ESR零點(diǎn)的要求，能夠通

過(guò)產(chǎn)生內(nèi)部零點(diǎn)來(lái)補(bǔ)償。一種經(jīng)常使用的方式確實(shí)是在兩級(jí)米勒補(bǔ)償運(yùn)放中，通

過(guò)操縱調(diào)零電阻，使得右半平面的零點(diǎn)移動(dòng)到左半平面，從而對(duì)系統(tǒng)的相位進(jìn)行

補(bǔ)償。

圖15帶調(diào)零電阻的兩級(jí)運(yùn)放結(jié)構(gòu)圖

上圖所示為帶調(diào)零電阻的兩級(jí)運(yùn)放簡(jiǎn)單示用意。若是沒(méi)有加調(diào)零電阻，那么

產(chǎn)生的右半平面零點(diǎn)位置為wz=gm2/Cc。帶調(diào)零電阻后的零點(diǎn)位置(參見(jiàn)Allen,

Razavi教程)表示如下：

ft=-----------1------------(4-2)

2/rCc(------/?<)

當(dāng)Rc=l/gm2時(shí)，產(chǎn)生的正零點(diǎn)消失，假設(shè)Rc>l/gm2,能夠產(chǎn)生一個(gè)負(fù)零

點(diǎn)，繼續(xù)增大Rc到適當(dāng)位置，即能夠抵消一個(gè)極點(diǎn)用來(lái)補(bǔ)償相位。如圖16,17

所示。

110100Ik10k100kIM10M10

vdb(t6si-4.461m100

vdb(voul6.2571

50-

X:102.33Y:95.292

3-

—50—X:19.055kY:49.407

—100—

(t6sin

vp(vout3i刖150

100

50

3

-100

-150

(log)iio100ik10k100389-05k網(wǎng)IOO

圖16沒(méi)有任何補(bǔ)償?shù)腖DO環(huán)路

110100Ik10k100kIM10M100

vdb(t6si28.285m109

vdb(vout6.2898

50

X:102.33Y:95.292

0

—5)—X:19.055kY:49.407

-100

(t6sini

X:194,98kY:14.902

vp(voui53.81159

100

50

9

-50

-ICO

(log)110100Ik10k100k794.33k100

圖17內(nèi)部米勒零點(diǎn)補(bǔ)償LDO環(huán)路

圖16中的曲線是沒(méi)有任何補(bǔ)償?shù)腖DO環(huán)路，仿真設(shè)定輸出電容沒(méi)有ESR,

同時(shí)切斷前饋電容。能夠看出在UGF內(nèi)有兩個(gè)極點(diǎn)，一個(gè)是運(yùn)放產(chǎn)生的極點(diǎn)，另

外一個(gè)是負(fù)載極點(diǎn)。每一個(gè)極點(diǎn)能夠減小90度的相位，假設(shè)沒(méi)有內(nèi)部的米勒零

點(diǎn)補(bǔ)償，那么兩個(gè)極點(diǎn)使得在UGF處的相位裕度為0度。

圖17所示的曲線是對(duì)運(yùn)放的米勒零點(diǎn)進(jìn)行了調(diào)整，使得在190KHz左右產(chǎn)生

米勒零點(diǎn)對(duì)LDO系統(tǒng)進(jìn)行補(bǔ)償。能夠看出，通過(guò)調(diào)整內(nèi)部米勒零點(diǎn)可使LDO取得

相對(duì)較好的相位裕度。一樣，與ESR零點(diǎn)類似，那個(gè)零點(diǎn)也不能太大或過(guò)小，不

然都達(dá)不到最好的補(bǔ)償。

3.前饋補(bǔ)償

前饋補(bǔ)償也是LDO中一種經(jīng)常使用的補(bǔ)償方式，主若是針對(duì)反饋環(huán)路傳輸函

數(shù)H3進(jìn)行的補(bǔ)償。方式是在輸出信號(hào)和反饋信號(hào)之間跨接一個(gè)前饋電容，具體

電路如圖18所示。

該電路相關(guān)于圖8而言，忽略了對(duì)LDO環(huán)路阻礙較小的運(yùn)放反饋端電容及相

關(guān)寄生電容，而加入了補(bǔ)償電容CFF,其傳輸函數(shù)

RnRnl+sGr。RH

(4-3)

(I/sOr)//Rf\+RFIRc.11c

從中能夠看出，加入補(bǔ)償電容后產(chǎn)生一零極對(duì)，且零點(diǎn)老是小于極點(diǎn)。

fi=-------!-------(4-4)

2JT*CH-Rr?

抉=-------!-------------(4-5)

2k?,(弁，；■//—

應(yīng)該注意到，只有零點(diǎn)才能夠補(bǔ)償相位，而極點(diǎn)會(huì)減小相位。取得凈補(bǔ)償?shù)?/p>

相位是零點(diǎn)增加的相位與極點(diǎn)減小的相位之差。為了提高相位裕度，零極點(diǎn)對(duì)的

最正確位理是放在UGF處。能夠得出結(jié)論，當(dāng)零極點(diǎn)彼此遠(yuǎn)離時(shí)(Rri〉R「2

時(shí)發(fā)生)，能夠取得最大的相位補(bǔ)償。當(dāng)Rri愈來(lái)愈小，極點(diǎn)頻率朝更接近零點(diǎn)

頻率的方向移動(dòng)，相位補(bǔ)償作用慢慢減小。

因此，Rri/Rr2的比率越高，極點(diǎn)和零點(diǎn)距離分隔的越遠(yuǎn)，所取得潛在的

相位補(bǔ)償就越大，這意味著將輸出電壓對(duì)參考電壓的比值設(shè)的比較高時(shí)，前饋

補(bǔ)償會(huì)變得加倍有效。圖19說(shuō)明了關(guān)于選擇的Rri/Ro所能取得的最大相位

補(bǔ)償。

POS

ITI

VE

PHA

SE

SHI

FT

(DE

G)

CFFZEROFREQ/UNITYGAINFREQ

圖19不同反饋電阻比率的相位補(bǔ)償

同時(shí)從上圖中能夠看到，前饋補(bǔ)償產(chǎn)生的零極對(duì)中，由前饋電容CFF產(chǎn)生的

零點(diǎn)住=1/2兀CFFRri位于約倍~倍的單位增益頻率處，能夠取得由CFF形成的

典型峰值效應(yīng)，現(xiàn)在相位裕度的補(bǔ)償將達(dá)到最大化。

圖2()所示的是加入前饋補(bǔ)償后的仿真曲線(仿真中讓ESR零點(diǎn)和米勒零點(diǎn)

補(bǔ)償失效)，沒(méi)有任何補(bǔ)償?shù)腖DO仿真曲線見(jiàn)圖16。對(duì)照輸出電壓Vout和測(cè)試

點(diǎn)T6處的相位曲線，能夠看到現(xiàn)在的相位曲線在軍極對(duì)處明顯取得了補(bǔ)償，由

于電路中的Rri/R12約等于1,而且芯片內(nèi)置的前饋補(bǔ)償電容較小，因此補(bǔ)償

的相位較小，約為15度。

vdb(l6si-93.019m

vdb(vout5.