目錄VI第一章緒論1.1課題背景近些年，在電力能源供應(yīng)方面，化石燃料依舊占據(jù)很大比重，但隨著世界各國全社會用電量逐年增長趨勢明顯，清潔能源已成為電力生產(chǎn)中不可或缺的一部分。就2019年來說，根據(jù)國家能源局提供的數(shù)據(jù)，全球總發(fā)電量超過27萬億千瓦時(shí)（27004.7TWH），同比增長1.3%。而2007-2017年，全球發(fā)電總量從20.04萬億千瓦時(shí)增長到25.68萬億千瓦時(shí)，年均復(fù)合增長率為2.5%。據(jù)統(tǒng)計(jì)，我國2019年用電總量超過7.2萬億千瓦時(shí)，同比增長4.5%，再次超過全球總發(fā)電量的四分之一，穩(wěn)居全球第一。圖1.11985-2019年全球總發(fā)電量雖然近些年清潔能源發(fā)展迅速，但是由表1.1可以看出化石燃料發(fā)電依舊是目前電力的主要來源，其中我國燃煤發(fā)電全球占比超過百分之五十，是世界上消耗煤炭最多的國家，然而隨著化石燃料資源的日益枯竭，以及過度使用化石燃料帶來的環(huán)境問題日益嚴(yán)峻，世界各國已經(jīng)在積極響應(yīng)以清潔能源替代傳統(tǒng)化石燃料能源的戰(zhàn)略改革。我國正在積極響應(yīng)能源轉(zhuǎn)型戰(zhàn)略，風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電等清潔能源發(fā)電在能源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)中的占比逐漸增加，也與我國可持續(xù)發(fā)展戰(zhàn)略相吻合REF_Ref22943\r\h[1,REF_Ref23136\r\h2,REF_Ref23142\r\h3]。表1.12019年世界國家燃煤發(fā)電占比國家燃煤發(fā)電量全球發(fā)電量百分比發(fā)電量太瓦（2019年變動(dòng)百分比）中國50.2%4560印度11.0%999美國10.6%966日本3.1%285韓國2.5%223南非2.2%172德國1.9%166俄羅斯1.8%166印度尼西亞1.8%163澳大利亞1.6%144相對于其他可再生能源發(fā)電技術(shù)，風(fēng)力發(fā)電具有無法比擬的優(yōu)勢，相對于火電和核電來說，風(fēng)能是一種可再生能源，其清潔環(huán)保無污染，并且建設(shè)周期短，投資少REF_Ref245\r\h[4,REF_Ref281\r\h5]。并且我國具有極其豐富的風(fēng)能資源，儲量約為32億千瓦，陸上可用風(fēng)能達(dá)2.5億千瓦，居世界首位，海上可用風(fēng)能約為7.5億千瓦REF_Ref28965\r\h[6,REF_Ref28975\r\h7]。到2019年底我國風(fēng)電累計(jì)裝機(jī)2.1億千瓦，水電累計(jì)裝機(jī)2.04億千瓦。隨著技術(shù)的不斷發(fā)展風(fēng)電并網(wǎng)容量不斷增加棄風(fēng)率不斷降低，風(fēng)能利用效率逐漸提高風(fēng)力發(fā)電在近幾年已經(jīng)呈不斷上升趨勢，并且有良好的發(fā)展前景。雖然我國已經(jīng)提前達(dá)到了國家能源局發(fā)布的《風(fēng)電發(fā)展“十三五”規(guī)劃》中提出的目標(biāo)，在2020年底我國風(fēng)電占比已經(jīng)超過6%，但是與歐美等發(fā)達(dá)地區(qū)相比我國風(fēng)電開發(fā)程度仍有較大的提升空間。風(fēng)力發(fā)電控制系統(tǒng)是保證風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)運(yùn)行的關(guān)鍵，因?yàn)轱L(fēng)能具有隨機(jī)性和間歇性等特點(diǎn)，導(dǎo)致其輸出功率無法精確預(yù)測，所以，風(fēng)力發(fā)電技術(shù)的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)尤為重要REF_Ref29076\r\h[8]。近些年針對風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中存在的不同問題，很多先進(jìn)的控制策略都被應(yīng)用到風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中，如PID控制REF_Ref29125\r\h[9,REF_Ref29128\r\h10]，神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制REF_Ref29288\r\h[11,REF_Ref29292\r\h12]，滑模變結(jié)構(gòu)控制REF_Ref29370\r\h[13,REF_Ref29376\r\h14]，模型預(yù)測控制REF_Ref29455\r\h[15,REF_Ref29458\r\h16]。1.2小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)研究現(xiàn)狀1.2.1小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的研究現(xiàn)狀當(dāng)前世界各國風(fēng)力發(fā)電主要以大型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電和小型離網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電為主。近些年，世界用電總量不斷增加，雖然小型離網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電技術(shù)逐漸成熟，但是這種方式成本和維護(hù)費(fèi)用較高，無法廣泛推行，所以高效節(jié)能低成本的并網(wǎng)運(yùn)行的小型風(fēng)力發(fā)電機(jī)組逐漸受到重視。通過近些年的發(fā)展，小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電容量已經(jīng)占據(jù)了一定的比例。尤其在美國、英國等國家為了推廣小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，通過立法鼓勵(lì)用戶安裝戶用小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)。在我國，一般將10KW以下獨(dú)立運(yùn)行并且可以通過蓄電池進(jìn)行儲能的發(fā)電機(jī)組定義為小型風(fēng)力發(fā)電機(jī)組。小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)主要由風(fēng)機(jī)、發(fā)電機(jī)、整流器、逆變器等關(guān)鍵部件組成。而小型并網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電和離網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電的主要區(qū)別就在逆變器上，并網(wǎng)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)通過逆變器將系統(tǒng)發(fā)出的電能并入公共電網(wǎng)，省略了體積龐大的儲能裝置，及其電池儲能和釋能的時(shí)間，提高了風(fēng)能利用率及系統(tǒng)效率，降低了系統(tǒng)成本和維修費(fèi)用。目前，小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)面臨的主要問題是整體效率低、可靠性差等問題，所以采用有效的控制策略控制其整流器和逆變器對于提高小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)效率有著重要意義。1.2.2直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)研究現(xiàn)狀一般來講，根據(jù)發(fā)電機(jī)的運(yùn)行特性可以將風(fēng)力發(fā)電機(jī)分為變速恒頻和恒速恒頻兩大類。因?yàn)楹闼俸泐l風(fēng)力發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速恒定，不能跟隨風(fēng)速變化，所以不能充分利用風(fēng)能，并且當(dāng)風(fēng)速波動(dòng)較大時(shí)，會產(chǎn)生很大的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)，從而會增加機(jī)組疲勞負(fù)荷，影響機(jī)組使用壽命。而變速恒頻發(fā)電機(jī)的出現(xiàn)解決了恒速恒頻發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速的這一缺點(diǎn)，提高了風(fēng)能利用率和機(jī)組靈活性，使系統(tǒng)能更加平穩(wěn)安全的運(yùn)行REF_Ref29592\r\h[17,REF_Ref29599\r\h18]。所以變速恒頻風(fēng)力發(fā)電機(jī)正在逐漸取代恒速恒頻風(fēng)力發(fā)電機(jī)成為風(fēng)機(jī)市場的主流機(jī)型。而作為當(dāng)前主流變速恒頻風(fēng)力發(fā)電機(jī)之一，永磁同步發(fā)電機(jī)（PermanentMagnetSynchronousGenerator,PMSG）與雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)（DoublyFedInductionGenerator,DFIG）相比，省略了電刷和集電環(huán)，所以其結(jié)構(gòu)簡單，制作和維護(hù)成本低，能量傳遞效率高，得到更多的重視。而在永磁同步發(fā)電機(jī)中直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)因省略了增速齒輪箱，采用直接驅(qū)動(dòng)技術(shù)，降低了制作和維護(hù)成本，提高了系統(tǒng)效率和可靠性，所以備受人們青睞，成為小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的主要機(jī)型。直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1.2所示。圖1.2直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)組由風(fēng)力機(jī)、直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)、整流器、逆變器等部件組成。直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電的原理是，通過風(fēng)機(jī)產(chǎn)生的機(jī)械能帶動(dòng)永磁同步發(fā)電機(jī)發(fā)電，永磁同步發(fā)電機(jī)發(fā)出的電為交流電，并且電壓大小會隨發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速大小的變化而變化，所以需要在永磁同步發(fā)電機(jī)的輸出端增加電力電子整流裝置，使永磁同步電機(jī)輸出穩(wěn)定的直流電，后續(xù)再經(jīng)逆變器將直流電轉(zhuǎn)變成符合并網(wǎng)要求的正弦交流電。直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)是小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分，所以尋求有效的控制策略和先進(jìn)的控制過程優(yōu)化手段，使其安全高效率的運(yùn)行，一直是小型并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)領(lǐng)域的重點(diǎn)?，F(xiàn)如今，越來越多先進(jìn)的控制技術(shù)應(yīng)用于直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)中，來解決風(fēng)電系統(tǒng)運(yùn)行過程中的各種問題。如文獻(xiàn)REF_Ref29667\r\h[19]將PI控制與模糊控制結(jié)合應(yīng)用到永磁同步電機(jī)矢量控制的轉(zhuǎn)速和電流控制，提高了電機(jī)動(dòng)態(tài)性能；文獻(xiàn)REF_Ref29696\r\h[20]將自適應(yīng)控制和遺傳算法相結(jié)合，對永磁同步電機(jī)的功率進(jìn)行了優(yōu)化；文獻(xiàn)REF_Ref29723\r\h[21]將模糊PID控制用于PMSG轉(zhuǎn)速外環(huán)控制，更好地實(shí)現(xiàn)了最大功率跟蹤，提高了系統(tǒng)響應(yīng)速度。1.3PWM整流器的研究現(xiàn)狀1.3.1整流器的發(fā)展隨著現(xiàn)代工業(yè)要求的不斷提高，社會的電氣化水平也在飛速增長，與此同時(shí)人們對發(fā)電機(jī)的性能要求變得更加嚴(yán)格，相比于其他發(fā)電機(jī)，永磁同步發(fā)電機(jī)不需要額外的勵(lì)磁裝置和集電環(huán)、電刷裝置，使得發(fā)電機(jī)結(jié)構(gòu)更加簡單可靠，效率更高。因?yàn)橛来磐桨l(fā)電機(jī)的這些優(yōu)勢，所以它的用途十分廣泛，通常被應(yīng)用到風(fēng)力發(fā)電、船舶用電、航天航空、混合動(dòng)力汽車用電等。無論發(fā)電機(jī)的發(fā)展趨勢如何，只有當(dāng)發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速恒定，提供穩(wěn)定的機(jī)械能給永磁同步發(fā)電機(jī)時(shí)，它才能持續(xù)的輸出穩(wěn)定的頻率，此時(shí)影響永磁同步電機(jī)的輸出電壓的主要因素就是負(fù)載。為了使永磁同步發(fā)電機(jī)的輸出頻率和電壓大小保持穩(wěn)定，永磁同步發(fā)電機(jī)需要與電力電子整流裝置結(jié)合，如AC-AC或AC-DC-AC電路，或者直接通過AC-DC電路來獲取穩(wěn)定的直流電。這樣就構(gòu)成了永磁同步發(fā)電機(jī)整流系統(tǒng)。永磁同步發(fā)電機(jī)整流系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)有很多中，常用的三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1.3所示。二極管不控整流晶閘管相控整流PWM整流器圖1.3永磁同步發(fā)電機(jī)整流系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖（a）二極管不控整流，PMSG發(fā)出的交流電首先經(jīng)過二極管整流成為交流電，再經(jīng)過DC-DC電路來調(diào)節(jié)直流側(cè)電壓，得到實(shí)際所需的電壓，DC-DC電路的作用是保證當(dāng)發(fā)電機(jī)電壓發(fā)生變化時(shí)，直流側(cè)還能輸出穩(wěn)定的電壓。（b）晶閘管相控整流，PMSG發(fā)出的交流電通過晶閘管輸出直流電，但當(dāng)晶閘管觸發(fā)角較大時(shí)直流側(cè)的輸出電壓會產(chǎn)生較大的波紋，從而影響了系統(tǒng)性能，所以后級也需要接入DC-AC或DC-DC電路。（c）PWM整流器，由全控型開關(guān)器件以一定的拓?fù)錁?gòu)成的整流器。1.3.2PWM整流器的發(fā)展從20世紀(jì)80年代開始，PWM整流器的發(fā)展成為電力電子器件領(lǐng)域的熱門話題，并在各種變流控制裝置中得到廣泛的應(yīng)用。其主要優(yōu)點(diǎn)表現(xiàn)為：網(wǎng)側(cè)電流諧波含量少、可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)、可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行以及恒定直流電壓控制等。隨著PWM整流器的廣泛應(yīng)用，人們越來越追求其性能的穩(wěn)定性，所以對其控制技術(shù)的要求也越來越高。通常永磁同步發(fā)電機(jī)發(fā)出的電為三相交流電，我們需要通過整流裝置來將其變?yōu)榉€(wěn)定的直流電。近些年為了改善整流器性能得到高功率因數(shù)的整流器，國內(nèi)研究學(xué)者提出了多種高功率因數(shù)的整流器相關(guān)的設(shè)計(jì)方案，比如：基于二極管整流的多重化設(shè)計(jì)；基于晶閘管相控整流器的多重化設(shè)計(jì)；基于斬波器的二極管整流設(shè)計(jì)。但上述幾種設(shè)計(jì)方案從本質(zhì)上講不能滿足高功率因數(shù)的要求。而PWM整流器是由IGBT、MOSFET等全控型開關(guān)器件以一定的拓?fù)錁?gòu)成的。PWM整流器與永磁同步發(fā)電機(jī)構(gòu)成的PMSG-PWM整流系統(tǒng)，如圖1.4所示。PWM整流器解決了傳統(tǒng)二極管不控整流和晶閘管相控整流存在的一些缺點(diǎn)，如；電流含有大量的高次諧波；輸出電壓不能調(diào)節(jié)；無法滿足能量的雙向流動(dòng)；電壓質(zhì)量較差；動(dòng)態(tài)響應(yīng)較慢；無法實(shí)現(xiàn)交流側(cè)單位功率因數(shù)。圖1.4PMSG-PWM整流電路交流側(cè)電流可控是PWM整流器與傳統(tǒng)的整流裝置最為顯著的區(qū)別，所以對PWM整流器交流側(cè)電流控制策略的研究對PWM整流器的發(fā)展至關(guān)重要。雖然間接電流控制（PAC）可以簡單地通過控制交流側(cè)電壓的幅值和相位來控制交流側(cè)電流，但是其對于系統(tǒng)參數(shù)的變化靈敏、電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢REF_Ref29873\r\h[22,REF_Ref29879\r\h23]。所以一般選擇魯棒性好、電流響應(yīng)快的直接電流控制REF_Ref29954\r\h[24,REF_Ref29961\r\h25]（DCC）。國內(nèi)外研究者針對“直接電流控制”提出了滯環(huán)電流控制、PWM電流控制、空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)（SpaceVectorPulseWidthModulation，簡稱SVPWM）等不同的控制方案REF_Ref30150\r\h[26,REF_Ref30157\r\h27,REF_Ref30163\r\h28]。近些年，學(xué)者們提出了一些更加成熟更加細(xì)化的控制方法，主要如下：控制方法較為簡單，網(wǎng)測電壓出現(xiàn)劇烈波動(dòng)時(shí)存在較大誤差的預(yù)測電流控制REF_Ref30281\r\h[29,REF_Ref30288\r\h30]；2）成本最低但在參數(shù)干擾下穩(wěn)態(tài)誤差波動(dòng)較大的單周期控制REF_Ref30359\r\h[31,REF_Ref30363\r\h32]；3）控制效果最好但還僅處于理論仿真和實(shí)驗(yàn)階段的滑模變結(jié)構(gòu)控制REF_Ref30503\r\h[33,REF_Ref30510\r\h34]；4）應(yīng)用最為廣泛，成本較高，可以實(shí)現(xiàn)電壓幅值和相位單獨(dú)控制的電壓電流雙閉環(huán)PI控制REF_Ref30568\r\h[35,REF_Ref30575\r\h36]。5）動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、結(jié)構(gòu)簡單、無需坐標(biāo)變換但開關(guān)頻率不固定、對系統(tǒng)采樣頻率要求高的直接功率控制REF_Ref30644\r\h[37,REF_Ref30650\r\h38]。1.4并網(wǎng)逆變器的研究現(xiàn)狀1.4.1并網(wǎng)逆變器的種類與結(jié)構(gòu)逆變器的作用是將前一級發(fā)出的直流電轉(zhuǎn)變?yōu)榉?、頻率和相位可調(diào)的交流電。在本文研究的永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中，并網(wǎng)逆變器的作用是把經(jīng)過前級整流的直流電經(jīng)過逆變成為不含有直流分量、穩(wěn)定且高次諧波少的交流電輸送到電網(wǎng)，所以其性能好壞將直接影響整個(gè)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的效率和電能質(zhì)量，因此研制高效的逆變器顯得尤為重要?？刂萍夹g(shù)和功率器件的發(fā)展是影響逆變器技術(shù)發(fā)展的最直接因素，逆變器技術(shù)從上世紀(jì)五十年代的晶閘管開始，隨后GTO和雙極性結(jié)型晶體管的出現(xiàn)，使逆變器技術(shù)的發(fā)展更進(jìn)一步，而MOSFET、IGBT等功率器件的發(fā)展，使逆變器的發(fā)展逐漸大容量化。逆變器技術(shù)的發(fā)展基本每十年就會有一次顯著的提升，進(jìn)入新世紀(jì)以來，智能化已經(jīng)成為逆變器的控制器的主要發(fā)展方向，同時(shí)效率、頻率、可靠性等方面也一直提升。逆變器的種類繁多，所以分類方式有很多種：根據(jù)直流側(cè)電源特性分類可分為：電壓型逆變器、電流型逆變器。（2）根據(jù)相數(shù)分類可分為：單相逆變器、三相逆變器（3）根據(jù)級數(shù)分類可分為：單線式、雙線式（4）根據(jù)運(yùn)行方式分類可分為：逆變電源、并網(wǎng)逆變器。（5）根據(jù)有無變壓器分類可分為：隔離型逆變器、非隔離型逆變器。本文重點(diǎn)研究單相電壓型并網(wǎng)逆變器。圖1.5單相電壓型并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖圖1.5為單相電壓型并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，其優(yōu)點(diǎn)是在直流側(cè)并聯(lián)濾波電容來保持輸入測直流電壓穩(wěn)定。單相電壓型并網(wǎng)逆變器由功率硬件和控制軟件兩個(gè)部分組成。功率硬件是由母線電容與母排、逆變單元、濾波器和電網(wǎng)組成的，控制軟件是由電流控制器、脈寬調(diào)制、外環(huán)功能控制器與鎖相環(huán)組成。1.4.2鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)和發(fā)展鎖相環(huán)是由鑒相器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器做成的一種典型的反饋控制電路。圖1.6為鎖相環(huán)的基本原理示意圖，其中為輸入信號，通過乘法鑒相器將壓控振蕩器輸出的信號和系統(tǒng)輸入信號的相位進(jìn)行對比，產(chǎn)生相位信號誤差；環(huán)路濾波器再將誤差信號中的濾波干擾去除，從而保證鎖相環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行；壓控振蕩器的作用是來實(shí)現(xiàn)電壓信號與頻率信號的交換，即實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的輸出和壓控振蕩器的輸出成正比。圖1.6鎖相環(huán)基本結(jié)構(gòu)鎖相環(huán)在并網(wǎng)逆變器中有著不可替代的作用，所以鎖相技術(shù)的發(fā)展在一定程度上決定這并網(wǎng)逆變器的發(fā)展。鎖相環(huán)的精確度和動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度的提升，經(jīng)歷了從軟件到硬件，從模擬控制到數(shù)字軟件編程控制，從開環(huán)到閉環(huán)。最早的鎖相技術(shù)是過零鑒相器REF_Ref31133\r\h[39]，其結(jié)構(gòu)簡單容易實(shí)現(xiàn)，但是因?yàn)槠鋵_度要求太高，所以只適合于電網(wǎng)電壓穩(wěn)定的場合；文獻(xiàn)REF_Ref31166\r\h[40]在過零鑒相器的基礎(chǔ)上提出了基于乘法鑒相器的鎖相方法，雖然可以消除誤差信號中的倍頻干擾，但是系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度會變慢。軟件鎖相技術(shù)近些年來成為鎖相技術(shù)中的主流，而軟件鎖相技術(shù)之所以取代了硬件鎖相技術(shù)，得益于其核心技術(shù)單同步坐標(biāo)系鎖相（SingleSynchronousReferen-ceFrameforSoftwarePhaseLockedLoop,SSRF-SPLL）REF_Ref31208\r\h[41,REF_Ref31212\r\h42]，通過SSRF-SPLL可以得到電網(wǎng)電壓矢量的無功分量，再通過PI控制器使其輸出結(jié)果趨近于0，可以準(zhǔn)確地提供電網(wǎng)相位、頻率等信息，所以軟件鎖相技術(shù)對電網(wǎng)諧波有良好適應(yīng)性。但是以上所提到的鎖相技術(shù)只適合于三相電網(wǎng)電壓，而隨著新能源發(fā)電技術(shù)的不斷發(fā)展，單相并網(wǎng)的需求也日益增加，所以單相鎖相環(huán)的研究也受到了廣泛的關(guān)注。在設(shè)計(jì)單相電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)時(shí)，重點(diǎn)要解決單相電壓不足以通過旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換產(chǎn)生一組完全正交的電壓向量的問題，目前有兩種方法：第一種是上圖所示的功率型鎖相環(huán)（power-basedPLL,PPLL），但其因?yàn)殒i相環(huán)帶寬受限，而導(dǎo)致系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度慢；第二種是由三相SRF-PLL的坐標(biāo)變換衍生出來的QSG-PLLREF_Ref31287\r\h[43,REF_Ref31293\r\h44,REF_Ref31297\r\h45]。通過QSG-PLL生成一組正交信號經(jīng)過park變換后，再經(jīng)PI控制器校正使無功分量趨近于0，即相位差趨于0。因?yàn)镼SG-PLL結(jié)構(gòu)簡單且不存在振蕩，所以備受學(xué)者們關(guān)注，下面是通過對其不斷研究而研發(fā)的幾種單項(xiàng)鎖相環(huán)技術(shù)，如基于周期延遲信號的單項(xiàng)鎖相環(huán)REF_Ref31293\r\h[44]（TD-PLL）、基于微分法的單相鎖相環(huán)(DPLL)REF_Ref31385\r\h[46]、雙同步坐標(biāo)系的解耦軟件鎖相環(huán)(DDSRF-SPLL)REF_Ref31457\r\h[47]、基于二階廣義積分器的單相鎖相環(huán)(SOGI-PLL)REF_Ref31457\r\h[47,REF_Ref31486\r\h48]。1.4.3常用的并網(wǎng)逆變器控制策略隨著開關(guān)頻率越來越高，能量轉(zhuǎn)換的效率也不斷提高，但同時(shí)高次諧波的引入將會影響電力系統(tǒng)正常工作，為了在電網(wǎng)電流并網(wǎng)前消除這些高次諧波，對并網(wǎng)逆變器的控制策略的研究顯得尤為重要。下面簡單介紹幾種常用的并網(wǎng)逆變器控制策略。1、比例積分PI控制比例積分控制是在現(xiàn)代電力電子裝置中應(yīng)用最多最廣泛的控制策略之一，其在并網(wǎng)逆變器中通常被應(yīng)用到電流內(nèi)環(huán)控制REF_Ref31548\r\h[49]。PI控制器主要由比例控制器和積分控制器兩部分構(gòu)成，我們知道PI控制器設(shè)計(jì)簡單，調(diào)參容易并且可以通過增大比例系數(shù)來減小穩(wěn)態(tài)誤差，同時(shí)積分相可以在保證控制器動(dòng)態(tài)性能的同時(shí)，減小穩(wěn)態(tài)誤差，且具有一定的魯棒性。并且在控制逆變器并網(wǎng)時(shí)，PI控制對諧波起到很好的抑制作用幾乎能夠做到無相移電壓電壓輸出，但是當(dāng)采集到電網(wǎng)電壓后，PI控制對交流量的處理能力不行。2、比例諧振PR控制：與PI控制器相比PR控制器可以更好地實(shí)現(xiàn)對交流信號的精準(zhǔn)跟蹤REF_Ref31587\r\h[50,REF_Ref31591\r\h51]。其原理如圖1.7所示，由圖可知PR控制分為比例和諧振兩個(gè)部分，PR控制能夠在諧振頻率處獲得無窮大的增益，并且實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤。圖1.7PR控制原理圖3、滯環(huán)電流控制滯環(huán)電流控制是通過滯環(huán)比較來控制逆變器開通關(guān)斷的一種PWM跟蹤技術(shù)，其原理圖如圖1.8所示。這種控制的優(yōu)點(diǎn)就是原理簡單，具有實(shí)時(shí)性，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，輸出不含諧波分量。其缺點(diǎn)是開關(guān)頻率不固定，跟蹤的精確度與滯環(huán)的寬度有關(guān)，系統(tǒng)開關(guān)損耗大REF_Ref31669\r\h[52]。圖1.8滯環(huán)電流控制器原理圖4、無差拍控制無差拍控制的基本思想是：根據(jù)系統(tǒng)狀態(tài)仿真和輸出的反饋信號，以及下一時(shí)刻的參考輸出量來估計(jì)下一個(gè)開關(guān)周期的脈沖寬度REF_Ref31724\r\h[53]。其優(yōu)點(diǎn)是動(dòng)態(tài)性能好，具有良好的抗干擾能力，波形畸變小，且易于數(shù)字控制的實(shí)現(xiàn)。缺點(diǎn)是要求運(yùn)算實(shí)時(shí)性高，且建模和采樣的精確度要求太高。5、重復(fù)控制重復(fù)控制是根據(jù)內(nèi)?？刂圃硖岢龅?，其基本思想是假定前一基波周期中出現(xiàn)的畸變將在下一基波周期的同一時(shí)間重復(fù)出現(xiàn)，控制器通過反饋矯正，來消除之后周期中的重復(fù)性畸變REF_Ref31757\r\h[54]。主要用于信號具有周期性的系統(tǒng)中，當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，重復(fù)控制對周期性的誤差和擾動(dòng)具有很大的抑制作用，并且該控制器對模型精確程度要求不高，但是其缺點(diǎn)是只對具有周期性信號有效，對于非周期性的誤差無效，可以與其他控制器結(jié)合。圖1.9重復(fù)控制系統(tǒng)框圖1.5常見的直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)并網(wǎng)控制策略小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的變換器由多種不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，表1.2列舉了常見的幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并簡單介紹了其優(yōu)缺點(diǎn)。表1.2常見的直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)整流器逆變器優(yōu)點(diǎn)缺點(diǎn)不可控整流晶閘管逆變器晶閘管承受電流大，成本低并網(wǎng)電流諧波含量高，無法實(shí)現(xiàn)機(jī)側(cè)最大風(fēng)能跟蹤不可控整流PWM電壓源型逆變器并網(wǎng)電流諧波含量較低無法實(shí)現(xiàn)最大風(fēng)能跟蹤不可控整流+Boost電路PWM電壓源型逆變器直流母線電壓穩(wěn)定，可以實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正效率低，成本高，無法實(shí)現(xiàn)最大風(fēng)能跟蹤不可控整流電流源型逆變器可以提高直流電壓等級，容易實(shí)現(xiàn)過電流保護(hù)逆變器和負(fù)載間相互影響因素較多，動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢PWM電壓源型整流器PWM電壓源型逆變器控制靈活，系統(tǒng)運(yùn)行特性高，可以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)開關(guān)頻率不固定，直流電壓波動(dòng)大1.6本文主要研究內(nèi)容及章節(jié)安排本文提出了一種新型小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)拓?fù)?，并針對系統(tǒng)三相電壓型整流器及單相并網(wǎng)逆變器的控制策略進(jìn)行研究和設(shè)計(jì)。采用改進(jìn)的模型預(yù)測直接功率控制策略控制三相電壓型PWM整流器，采用PR控制策略控制單相并網(wǎng)逆變器。并通過仿真實(shí)驗(yàn)對這種控制算法的可行性和有效性進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明這種小型并網(wǎng)風(fēng)電系統(tǒng)具有較高發(fā)電效率、較低發(fā)電成本、高可靠性等諸多優(yōu)點(diǎn)，因此這種系統(tǒng)是實(shí)現(xiàn)節(jié)能環(huán)保的較好途徑，具有實(shí)用和推廣價(jià)值。本文的主要工作內(nèi)容概括如下：1）首先，簡單介紹了風(fēng)力發(fā)電和永磁同步發(fā)電機(jī)的研究背景與現(xiàn)狀和PWM整流器及單相并網(wǎng)逆變器的工作原理及其常用的控制策略。2）根據(jù)小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)的工作原理建立了直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)和三相電壓型PWM整流器以及單向并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型。3）對傳統(tǒng)的矢量控制和改進(jìn)模型預(yù)測直接功率控制的原理進(jìn)行了詳細(xì)介紹并進(jìn)行了算法推導(dǎo)，并將其應(yīng)用到三相PWM整流器中，最后在MATLAB/Simulink進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，并對仿真結(jié)果進(jìn)行了分析和比較。4）對單相并網(wǎng)逆變器的鎖相環(huán)部分和PR控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)，在MATLAB/Simulink進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，將仿真結(jié)果與常用的滯環(huán)電流控制進(jìn)行了對比與分析，驗(yàn)證了PR控制和本文設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)的有效性。將提出的兩級全控的控制策略應(yīng)用到小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中，分別設(shè)計(jì)了改進(jìn)MPDPC、PR控制和FOC、滯環(huán)電流控制的兩級全控的控制策略并在MATLAB/Simulink進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，通過仿真結(jié)果證明了該策略的有效性和可行性，并證明了改進(jìn)的MPDPC策略和PR控制策略不管單獨(dú)使用還是結(jié)合使用控制效果都比常用的控制策略效果好。5）對本文的主要工作和現(xiàn)階段取得的成果進(jìn)行了總結(jié)，并提出了需要進(jìn)一步研究的工作展望。第二章直驅(qū)式永磁同步發(fā)電系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型第二章直驅(qū)式永磁同步發(fā)電系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型根據(jù)直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)的工作原理，可以將直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)等效為每相之間相差120°的星形連接的三相電壓源，并且每一相都是由反電勢、電感和電阻串聯(lián)組成的。發(fā)電機(jī)的反電勢等效成電壓源，發(fā)電機(jī)的相電感等效成相電感，發(fā)電機(jī)相繞組的電阻等效成相電阻。所以，可以將PMSG-PWM整流系統(tǒng)等效為普通的三相電壓型PWM整流器進(jìn)行分析，下文分別推導(dǎo)了直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)與三相電壓型PWM整流器以及單相并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型。2.1直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)的數(shù)學(xué)模型由于在三相靜止坐標(biāo)系下，直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)的數(shù)學(xué)模型具有強(qiáng)耦合性、非線性等特點(diǎn)，對這樣的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行分析和求解十分困難，所以我們需要應(yīng)用坐標(biāo)變換，把三相靜止坐標(biāo)系下的永磁同步發(fā)電機(jī)的數(shù)學(xué)模型變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，即將永磁同步發(fā)電機(jī)三相定子電流虛擬等效成磁場定向坐標(biāo)的交軸電流分量和直軸電流分量。為了方便建立和分析直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，進(jìn)行如下假設(shè)1）忽略空間諧波，定子磁勢在空間按正弦規(guī)律分布；2）忽略磁滯損耗和渦流；3）忽略鐵心損耗與漏感；4）假設(shè)繞組是對稱的（實(shí)際上并不是對稱）；5）假設(shè)發(fā)電機(jī)的磁路是線性的。圖2.1永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖2.1.1直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)的等效模型直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)的三相磁鏈方程可以寫為：(2.1)(2.2)式（2.1）中為三相定子磁鏈；為每相定子繞組自感。且其中，為繞組漏感，為勵(lì)磁電感；、為各相繞組之間互感，并且滿足以下關(guān)系式：式（2.2）中代表轉(zhuǎn)子在定子磁場中產(chǎn)生的磁鏈；分別代表定子在A、B、C相產(chǎn)生的相電流。若直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)的端電壓為(2.3)因?yàn)槿嚯娮鑼ΨQ，所以abc三相電阻的值相等即，假設(shè)直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)，轉(zhuǎn)子磁鏈呈正弦分布，則A相定子繞組與a相轉(zhuǎn)子軸線之間的電角度為(2.4)式（2.4）中，代表轉(zhuǎn)子電角速度，代表A相定子繞組軸線與轉(zhuǎn)子軸線之間初始角度。由于三相完全對稱，在沒有中性線的情況下則可知三相定子電流之和為零，即(2.5)根據(jù)式(2.1)~式(2.6)，并且令等效電感如下所示(2.6)式中L、M分別為等效自感和等效互感聯(lián)立式（2.1）~（2.6）可得：(2.7)2.1.2直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)在dq軸坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為了進(jìn)一步簡化直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)的數(shù)學(xué)模型，我們采用坐標(biāo)變換的方法。基本思路是：依照幅值不變的原則將三相靜止坐標(biāo)系里的變量，轉(zhuǎn)換到個(gè)兩相靜止坐標(biāo)系或兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中。為了分析直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)的數(shù)學(xué)模型，我們采用如下兩種坐標(biāo)變換1、克拉克（Clarke）變換克拉克變換中的靜止兩相坐標(biāo)軸分別用α和β表示。算上零序分量，這個(gè)變換就是一個(gè)由三相自然靜止ABC/abc坐標(biāo)系到兩相靜止ɑβ0坐標(biāo)系的一種雙向的、三分量的變換，即其中“ɑβ0”代表兩相靜止ɑβ0坐標(biāo)系下的變量；下標(biāo)“ABC”代表三相自然靜止ABC/abc坐標(biāo)系下的變量；代表克拉克變換矩陣，其由下式給出（2.8）2、Park變換由于直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)電路的磁路有耦合，在三相坐標(biāo)下，其模型是非線性時(shí)變的高階系統(tǒng)，對控制器的設(shè)計(jì)和研究仿真難度較大。所以采用矢量控制技術(shù)可實(shí)現(xiàn)有功功率和無功功率的解耦控制.將ɑβ坐標(biāo)系下的分量進(jìn)行park變換，就可以得到在同步旋轉(zhuǎn)dq0坐標(biāo)系下的模型。根據(jù)坐標(biāo)變換矩陣（2.9）對其進(jìn)行變換，并且以發(fā)電機(jī)慣例為電流的參考方向，從而可以獲得永磁同步發(fā)電機(jī)在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的基本方程，具體如下：電壓方程：(2.10)式（2.10）中，分別為定子磁鏈d、q軸分量；分別代表電機(jī)端電壓d、q軸分量；代表定子電流d、q軸分量；為轉(zhuǎn)子電角速度。磁鏈方程：(2.11)式（2.11）中，分別為d、q軸等效電感，且。聯(lián)立式(2.10)和(2.11)可得：(2.12)式（2.12）中為空載反電勢分量，為旋轉(zhuǎn)電勢分量，其等效電路如圖2.2所示：圖2.2PMSG在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的等效電路圖電磁轉(zhuǎn)矩方程：(2.13)式（2.13）中，為電磁轉(zhuǎn)矩；為永磁同步電機(jī)極對數(shù)。機(jī)械運(yùn)動(dòng)瞬態(tài)方程為：(2.14)式（2.14）中，J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量；為轉(zhuǎn)子機(jī)械角速度（），等同于永磁同步發(fā)電機(jī)的旋轉(zhuǎn)角速度；為原動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)矩；為阻力系數(shù)。2.2三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型2.2.1基本假設(shè)圖2.3PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)PWM整流器由T1-T6這6個(gè)全控型器件組成，并且每個(gè)功率器件上均有反并聯(lián)二極管。其中為電源電勢，L是升壓電感，為三相電流；C和為直流側(cè)的濾波電容和等效負(fù)載，為得到其數(shù)學(xué)模型做出如下假設(shè)：1）L是線性電感，每相中的電感值相等，且不考慮其飽和的情況；2）開關(guān)為理想器件并且不考慮死區(qū)的影響。3）的電動(dòng)勢波形為三相相位相差120°的正弦波；2.2.2PWM整流器的工作原理電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型一般用開關(guān)函數(shù)和占空比描述，其主電路為三相橋式電路，由六個(gè)全控開關(guān)管兩兩并聯(lián)組成，我們通過控制T1~T6這六個(gè)開關(guān)管的開通和關(guān)斷來控制整流器的工作狀態(tài)。這六個(gè)開關(guān)管構(gòu)成了三相橋臂，每相橋臂均有兩種通斷模式，所以整流器一共對應(yīng)8種開關(guān)模式。為了方便分析電路，定義二值邏輯開關(guān)函數(shù)為(2.15)式（2.15）中，當(dāng)時(shí)，表示此橋臂上側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通，下側(cè)開關(guān)管關(guān)斷；當(dāng)時(shí)則情況相反。通過基爾霍夫電壓定律，對A相回路列出KVL回路方程：(2.16)式（2.16）中，R、L分別為A相內(nèi)阻、電感；、分別為A相電流和A相反電勢；、分別為a點(diǎn)與N點(diǎn)之間的電壓、N點(diǎn)與零點(diǎn)之間的電壓。當(dāng)A相橋臂上側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通，下側(cè)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，，此時(shí)有(2.17)當(dāng)A相橋臂上側(cè)開關(guān)管關(guān)斷，下側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，，此時(shí)有(2.18)由可得(2.19)同理可得B相、C相的方程：(2.20)由于PWM整流系統(tǒng)是三相對稱的，所以有：(2.21)聯(lián)立（2.20）和（2.21），得：(2.22)根據(jù)基爾霍夫電流定律，對直流側(cè)的濾波電容列寫回路方程：(2.23)并且直流側(cè)電流滿足如下關(guān)系：(2.24)聯(lián)立式(2.20)~式(2.24)，可以得到PWM整流器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：(2.25)2.2.3PWM整流器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型通過坐標(biāo)變換的方法，將三相靜止坐標(biāo)系下PWM整流器的數(shù)學(xué)模型轉(zhuǎn)換為旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型：(2.26)為了方便分析，定義新變量，如式（2.27）所示(2.27)將式(2.26)代入式(2.27)，得新的數(shù)學(xué)模型：(2.28)2.3單相逆變器數(shù)學(xué)模型由圖1.5可知，單相并網(wǎng)逆變器由逆變環(huán)節(jié)和濾波環(huán)節(jié)構(gòu)成。因?yàn)閱螛O性SPWM中開關(guān)管在正負(fù)周期的原理相同，所以僅需要分析其在正半周期的特性。單極性SPWM調(diào)制波的模型函數(shù)為：(2.29)(2.30)(2.31)(2.32)式（2.29）~（2.32）中：為正弦調(diào)制波峰值，為三角波峰值，為逆變橋輸出電壓，S為開關(guān)函數(shù)，D(t)為功率開關(guān)管的占空比，為并網(wǎng)母線直流電壓。由上式可以得出逆變器的增益為：(2.33)其濾波環(huán)節(jié)的基爾霍夫電壓公式為：(2.34)式（2.34）中，為電感電流，為電網(wǎng)電壓，將式采用拉普拉斯變換后，可得濾波環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)為：(2.35)逆變器閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)如圖2.4所示。其中為電感電流參考值，為電感電流，為電網(wǎng)電壓，分別為逆變器控制環(huán)節(jié)、逆變環(huán)節(jié)、濾波器環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)。圖2.4閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖由圖2.4可以得出單相并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)輸出電流為：(2.36)由式（2.36）可以看出，逆變器的并網(wǎng)電流與電感處電流和電網(wǎng)電壓有關(guān)，而我們設(shè)計(jì)控制器對系統(tǒng)進(jìn)行控制，就是為了消除系統(tǒng)中的穩(wěn)態(tài)誤差，并且減小電網(wǎng)電壓對并網(wǎng)輸出電流的影響。2.4本章小結(jié)本章根據(jù)直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)、PWM整流器以及單相并網(wǎng)逆變器的工作原理和坐標(biāo)變換理論分別對進(jìn)行了數(shù)學(xué)建模，為之后的仿真研究奠定了基礎(chǔ)。第三章小型直驅(qū)式風(fēng)電系統(tǒng)PWM整流器控制設(shè)計(jì)三相電壓型PWM整流器控制設(shè)計(jì)與仿真本文分別采用磁場定向控制和模型預(yù)測直接功率控制對三相電壓型PWM整流器進(jìn)行，下面介紹磁場定向控制及模型預(yù)測直接功率控制的原理。3.1磁場定向控制3.1.1磁場定向控制發(fā)展及原理磁場定向控制（FieldOrientedControl,FOC）又稱矢量控制（VectorControl,VC），最早在1968年Hasse提出了矢量控制理論，之后在1971年德國西門子工程師F.Blaschke將其重新定為磁場定向控制REF_Ref31839\r\h[55]，矢量控制最開始是被應(yīng)用于感應(yīng)電機(jī)上，后來隨著不斷研發(fā)在永磁同步電機(jī)上得以實(shí)現(xiàn)。磁場定向控制的出現(xiàn)使電機(jī)控制技術(shù)步入了一個(gè)新的階段。FOC控制的主要思想就是通過坐標(biāo)變換將多變量、強(qiáng)耦合的永磁同步發(fā)電機(jī)等效為一個(gè)直流電機(jī)，使電機(jī)獲得更好的動(dòng)態(tài)性能REF_Ref31868\r\h[56,REF_Ref31875\r\h57,REF_Ref31878\r\h58]。通過改變和的大小來控制電機(jī)dq軸電流分量，因?yàn)樽罱K反饋給發(fā)電機(jī)的只能是三相靜止坐標(biāo)系系下的電壓，所以還需將dq坐標(biāo)系下的電壓轉(zhuǎn)換成三相電壓給驅(qū)動(dòng)橋，從而使永磁同步發(fā)電機(jī)可以進(jìn)行快速的轉(zhuǎn)矩和電流控制。實(shí)現(xiàn)FOC控制最重要的兩個(gè)關(guān)鍵信號就是發(fā)電機(jī)的三相電流和轉(zhuǎn)子位置信號。其控制模塊由克拉克變換模塊、park模塊、dq軸的PI調(diào)節(jié)模塊、反park模塊、空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）模塊組成。磁場定向控制根據(jù)定位磁場矢量的方向不同可以分為轉(zhuǎn)子磁場矢量控制、定子磁場矢量控制、氣隙磁場矢量控制，其中轉(zhuǎn)子磁場的矢量控制在永磁同步發(fā)電機(jī)中應(yīng)用的最多。我們假設(shè)永磁同步發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速大于零，圖3.1和圖3.2分別為永磁同步發(fā)電機(jī)工作在電動(dòng)和發(fā)電狀態(tài)時(shí)的轉(zhuǎn)子磁場定向矢量圖。從圖3.1和圖3.2中可以看出永磁同步發(fā)電機(jī)在電動(dòng)狀態(tài)時(shí)電流矢量位于dq坐標(biāo)系第二象限，在發(fā)電狀態(tài)時(shí)位于第三象限，并且發(fā)電狀態(tài)和電動(dòng)狀態(tài)的工作點(diǎn)關(guān)于d軸對稱，所以PMSG運(yùn)行在發(fā)電狀態(tài)時(shí)可以借鑒在電動(dòng)狀態(tài)時(shí)所采用的控制策略。圖3.1PMSG電動(dòng)狀態(tài)矢量圖圖3.2PMSG發(fā)電狀態(tài)矢量圖歸根結(jié)底，對永磁同步發(fā)電機(jī)PWM整流器的控制就是對其電磁轉(zhuǎn)矩的控制，由（2.13）電磁轉(zhuǎn)矩的公式可知，當(dāng)給定電機(jī)參數(shù)時(shí)，電磁轉(zhuǎn)矩僅與電流矢量在dq軸的分量有關(guān)，所以磁場定向控制的本質(zhì)是對定子電流矢量幅值和相位的控制。圖3.3PMSG矢量控制電流環(huán)結(jié)構(gòu)框圖圖3.3為矢量控制電流內(nèi)環(huán)控制過程，、為輸入電流給定值，、為電流實(shí)際值。首先經(jīng)過電流環(huán)PI控制器，得到輸出電壓給定值、，再經(jīng)過反park變換得到和，最后SVPWM通過控制六個(gè)功率開關(guān)器件在不同的開關(guān)模式下不斷切換，生成理想的PWM正弦信號，從而實(shí)現(xiàn)電流控制。SVPWM模塊是永磁同步發(fā)電機(jī)PWM整流系統(tǒng)的關(guān)鍵，下面簡單介紹SVPWM的基本原理和實(shí)現(xiàn)步驟。1)SVPWM基本原理三相PWM整流器輸入側(cè)電壓、、公式如下（3.1）通過第二章介紹可知PWM整流器由8種不同的開關(guān)狀態(tài)，將其分別代入式（3.1）可得到開關(guān)狀態(tài)表，如表3.1所示。表3.1開關(guān)狀態(tài)表SASBSC矢量符號線電壓UABUBCUAN相電壓UANUBNUCN000U0000000100U1Udc0-Udc2/3Udc-1/3Udc-1/3Udc110U20Udc-Udc1/3Udc1/3Udc-2/3Udc010U3-UdcUdc0-1/3Udc2/3Udc-1/3Udc011U4-Udc0-Udc-2/3Udc1/3Udc1/3Udc001U50-UdcUdc-1/3Udc-1/3Udc2/3Udc101U6Udc-Udc01/3Udc-2/3Udc1/3Udc111U7000000表中的八個(gè)電壓矢量在αβ坐標(biāo)系下空間分布狀態(tài)如圖3.4所示。圖中、為0矢量，其余六個(gè)為模為非零矢量的。圖3.4電壓矢量圖SVPWM算法實(shí)現(xiàn)扇區(qū)判斷為了精準(zhǔn)、快速地進(jìn)行扇區(qū)判斷，我們引入三個(gè)輔助變量如下；(3.2)式（3.2）中，和分別為在α、β軸上的投影。所以當(dāng)我們確定了這三個(gè)輔助變量的正負(fù)后，就可以判斷所在扇區(qū)。定義判斷方法如下；，則A=1，反之A=0；，則B=1，反之B=0；，則C=1，反之C=0；令，則N值與扇區(qū)的關(guān)系如表3.2所示：表3.2N值與扇區(qū)的對應(yīng)關(guān)系扇區(qū)ⅠⅡⅢⅣⅤⅥN315462電壓矢量作用時(shí)間計(jì)算6個(gè)非零電壓矢量對應(yīng)6個(gè)扇區(qū)，當(dāng)參考矢量位于某扇區(qū)內(nèi)，就用此扇區(qū)內(nèi)的兩個(gè)非零電壓矢量合成。以第Ⅰ扇區(qū)為例，圖3.5為電壓空間矢量在第一扇區(qū)的合成圖。圖3.5電壓空間矢量合成圖其中各矢量在一個(gè)開關(guān)周期的作用時(shí)間滿足以下關(guān)系（以第Ⅰ扇區(qū)為例）：（3.3）式3.3中分別為在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)作用時(shí)間根據(jù)圖3.5可得：（3.4）將和、代入式（3.4）可得：（3.5）將第Ⅰ扇區(qū)的計(jì)算方法推廣到其他扇區(qū)可以得到所有扇區(qū)的電壓矢量作用時(shí)間。令（3.6）表3-3為各扇區(qū)非零矢量作用時(shí)間，零矢量作用時(shí)間為表3.3各扇區(qū)非零矢量作用時(shí)間ⅠⅡⅢⅣⅤⅥT1-ZZX-X-YYT2XY-YZ-Z-X扇區(qū)切換點(diǎn)計(jì)算因?yàn)榱闶噶亢蛯ΨQ所以其作用時(shí)間均為，各矢量之間的切換時(shí)間點(diǎn)用、、表示，定義變量、、：（3.7）各扇區(qū)時(shí)間切換點(diǎn)如表3.4所示。表3.4各扇區(qū)切換時(shí)間切換點(diǎn)N123456Tcm1TbTaTaTcTcTbTcm2TaTcTbTbTaTcTcm3TcTbTcTaTbTa3.1.2id=0的電流矢量控制下面首先介紹幾種常用的矢量控制方法：單位功率因數(shù)控制單位功率因數(shù)控制通過控制電壓矢量和定子電流矢量同相位，使PMSG功率因數(shù)等于一。這種控制方法可以充分地利用PWM整流器的容量，并且提高了PWM整流器的效率。但是其控制的PMSG輸出的最大轉(zhuǎn)矩較小，PMSG運(yùn)行效率不高，還可能會出現(xiàn)去磁現(xiàn)象?？刂飘?dāng)輸入電流矢量時(shí)，此時(shí)只有轉(zhuǎn)矩電流沒有勵(lì)磁電流，所以輸出的電磁轉(zhuǎn)矩大小就只和轉(zhuǎn)矩電流有關(guān)，此時(shí)電磁轉(zhuǎn)矩方程變?yōu)椋?3.8)控制是一種簡單易于操作的控制方法，并且這種控制方法具有較寬的調(diào)速范圍，但是因?yàn)槠鋎軸上不存在電樞反應(yīng)，所以無法輸出最大電磁轉(zhuǎn)矩。最大轉(zhuǎn)矩電流比控制最大轉(zhuǎn)矩電流比（MTPA）控制最初是在凸極永磁同步電機(jī)中得以實(shí)現(xiàn)的。電機(jī)運(yùn)行時(shí)會存在一個(gè)臨界點(diǎn)，在這個(gè)點(diǎn)輸出轉(zhuǎn)矩與定子電流之比最大，當(dāng)系統(tǒng)到達(dá)這個(gè)點(diǎn)就稱系統(tǒng)運(yùn)行在最大轉(zhuǎn)矩電流比狀態(tài)，而MTPA控制就是控制系統(tǒng)達(dá)到這個(gè)狀態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)矩電流最優(yōu)。所以MTPA控制能夠充分地利用電磁轉(zhuǎn)矩，并且可以減小定子銅耗、提高電機(jī)工作效率。但是這種控制方法太復(fù)雜，需要用到高速度的中央處理器。弱磁控制弱磁控制通過增加定子的直軸電流來削弱永磁體磁場而保證電機(jī)運(yùn)行在安全可控區(qū)域內(nèi)。其缺點(diǎn)是當(dāng)增加電流過大時(shí)會造成永磁同步電機(jī)的永磁體產(chǎn)生不可逆退磁。的電流矢量控制因其結(jié)構(gòu)簡單、易操作，所以是現(xiàn)在最常用的矢量控制方法、下面主要介紹的電流矢量控制。我們在PMSG-PWM整流系統(tǒng)中采用的電流矢量控制目的是控制電磁轉(zhuǎn)矩，當(dāng)永磁同步發(fā)電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，我們不考慮定子電阻，得到穩(wěn)定運(yùn)行的永磁同步發(fā)電機(jī)定子電壓如式（3.9）所示：(3.9)式（3.9）中、分別為定子電壓在d、q軸的分量，是定子電感在q軸的分量，為電機(jī)轉(zhuǎn)速；是永磁同步發(fā)電機(jī)永磁體磁鏈；是定子電流在q軸的分量。永磁同步發(fā)電機(jī)定子電壓的矢量和幅值如式（3.10）所示：(3.10)其中，為定子電壓合成矢量，為定子三相電壓合成標(biāo)量。將式（3.9）代入（3.10）可得永磁同步發(fā)電機(jī)定子三相電壓合成矢量的幅值為：(3.11)PWM整流器交流側(cè)的三相電壓幅值和直流母線電壓的關(guān)系如式（3.12）所示。(3.12)式中，k為SVPWM的調(diào)制比，且。由式（3.9）~（3.12）可知，永磁同步發(fā)電機(jī)三相定子電壓受電機(jī)轉(zhuǎn)速、定子電感、磁鏈及定子電流影響，同時(shí)直流母線電壓也會影響定子三相電壓的幅值大小。當(dāng)采用電流矢量控制時(shí)，式（2.13）電磁轉(zhuǎn)矩的公式就變?yōu)椋?3.13)此時(shí)的永磁同步發(fā)電機(jī)的電磁功率為：(3.14)由上式我們可以發(fā)現(xiàn)，電流矢量控制，可以通過控制來控制永磁同步發(fā)電機(jī)的電磁功率，與其他控制策略相比，更加簡單容易實(shí)現(xiàn)，我們在本章中將電流矢量控制應(yīng)用到PMSG-PWM整流系統(tǒng)中，并在MATLAB/Simulink中進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，并與其他控制方法進(jìn)行比較。3.2模型預(yù)測直接功率控制傳統(tǒng)直接功率控制(DirectPowerControl,DPC)，即開關(guān)表直接功率控制(Look-upTableDirectPowerControl,LUT-DPC)，該思想最早在1990年由日本學(xué)者TokuoOhnishi提出，在1998年被ToshihikoNoguchi命名為直接功率控制并廣泛普及REF_Ref30065\r\h[59]。3.2.1直接功率控制算法在設(shè)計(jì)直接功率控制器時(shí)，其內(nèi)環(huán)的設(shè)計(jì)對象是功率。下面我們介紹一下傳統(tǒng)功率和瞬時(shí)功率定義。傳統(tǒng)功率定義：(3.15)將正弦變化的電壓電流用傅里葉級數(shù)表示為：(3.16)式（3.16）中，為正弦基波角頻率；為n次諧波角頻率，；式中為基波頻率；為n次諧波電壓、電流相位差。由式（3.16）可知有功功率P、無功功率Q、視在功率S之間的關(guān)系如下；(3.17)式中為n次諧波電壓、電流之間的相位差。采用傳統(tǒng)的功率定義會有很多局限性，如在不平衡或者不對稱電網(wǎng)時(shí)，會導(dǎo)致電流和電壓發(fā)生畸變，所以采用適用范圍更廣的瞬時(shí)功率定義法更為合適，瞬時(shí)功率定義法不僅可以確保功率的實(shí)時(shí)控制，并且可以快速調(diào)節(jié)功率的流動(dòng)方向，確保系統(tǒng)運(yùn)行穩(wěn)定。瞬時(shí)功率定義當(dāng)三相電流電壓經(jīng)過坐標(biāo)變換到坐標(biāo)系下，得到電流,和電壓，此時(shí)瞬時(shí)功率表達(dá)式為(3.18)表示成矩陣形式為：(3.19)同理將上式轉(zhuǎn)換到dq坐標(biāo)系下，得(3.20)式（3.18）~（3.20）中，p為瞬時(shí)有功功率，q為瞬時(shí)無功功率。3.2.2PWM整流器直接功率控制原理圖3.6PWM整流器DPC系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖圖3.6是PWM整流器的直接功率控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，它是由主電路和控制電路組成。控制電路由瞬時(shí)功率計(jì)算、滯環(huán)比較器、開關(guān)矢量表、電網(wǎng)電壓矢量扇區(qū)鑒別器、PI調(diào)節(jié)器等五部分組成。首先將電網(wǎng)電壓和電流通過坐標(biāo)變換變?yōu)閮上囔o止的電壓變量和電流變量。然后通過功率計(jì)算公式得到瞬時(shí)有功功率p和瞬時(shí)無功功率q，然后再通過確定電壓矢量所在的扇區(qū)。比較p、q與、，將得到的差值代入滯環(huán)比較器中得到開關(guān)狀態(tài)變量和。通過已經(jīng)得到的數(shù)據(jù)在開關(guān)表中尋找最合適的開關(guān)狀態(tài)來驅(qū)動(dòng)主電路。下文主要對控制電路進(jìn)行簡單介紹。1）滯環(huán)比較器滯環(huán)比較器是bang-bang控制器的一種，它是一種非線性控制器，并且其控制算法簡單，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，非常適合PWM整流器這樣的具有非線性特性的功率開關(guān)器件。直接功率控制對有功功率和無功功率的給定值與實(shí)際值的誤差進(jìn)行校正，并分別由一個(gè)滯環(huán)比較器控制。圖3.7為有功功率和無功功率滯環(huán)比較器的滯環(huán)特性，其中和分別為其滯環(huán)寬度。圖3.7有功、無功功率滯環(huán)比較器的滯環(huán)特性滯環(huán)比較器只有兩個(gè)輸出值，其邏輯式（3.21）如所示：(3.21)式（3.21）中，和分別為有功、無功功率滯環(huán)控制器的環(huán)寬，和為功率之間的誤差。通過圖3.7和式（3.21）可以發(fā)現(xiàn)，滯環(huán)比較器的功能就是保證功率誤差在給定的約束范圍內(nèi)，當(dāng)功率誤差超出約束值時(shí)，控制器通過不斷更新開關(guān)狀態(tài)來減小誤差。滯環(huán)寬度是影響滯環(huán)控制系統(tǒng)性能好壞的關(guān)鍵，而環(huán)寬大小則受直流側(cè)電壓和濾波電感L影響，所以為了提高系統(tǒng)的精確度，我們要根據(jù)實(shí)際情況來設(shè)計(jì)環(huán)寬大小。2）電網(wǎng)電壓矢量扇區(qū)鑒別器在直接功率控制中，無需像SVPWM控制策略中對電壓矢量進(jìn)行精確定位，只需根據(jù)功率控制精度，得知電壓矢量所在扇區(qū)，就能進(jìn)行控制。首先應(yīng)該確定電網(wǎng)電壓矢量的相位，為了數(shù)字化相位角，我們將扇區(qū)做如下劃分，如圖3.8所示，并且所得到的12扇區(qū)可以用數(shù)字表示為：(3.22)其中n=1~12，通過簡單的比較器，就可以得知電壓矢量所在扇區(qū)號。圖3.8空間電壓矢量劃分圖開關(guān)矢量表開關(guān)矢量表的好壞與否直接影響傳統(tǒng)直接功率控制系統(tǒng)的性能。三相PWM整流器可以輸出八個(gè)對瞬時(shí)功率作用不同的開關(guān)矢量，我們通過、和電流、電壓與功率間的關(guān)系以及電源電壓扇區(qū)來確定唯一的開關(guān)狀態(tài)，而開關(guān)矢量表的建立是通過系統(tǒng)發(fā)出PWM脈沖控制開關(guān)器件導(dǎo)通與關(guān)斷。所以對開關(guān)表進(jìn)行優(yōu)化，可以很大程度上提高系統(tǒng)性能。首先規(guī)定開關(guān)函數(shù)的組合函數(shù)為，空間矢量組合如圖3.9所示。圖3.9開關(guān)表空間矢量劃分圖PWM整流器系統(tǒng)的電壓矢量方程如式（2.28）所示，忽略交流側(cè)電阻電壓，可得電流矢量方程為(3.23)將式（3.23）中的電流矢量在d-q軸上進(jìn)行分解得(3.24)由瞬時(shí)功率定義可知，我們可以通過調(diào)節(jié)有功功率大小來控制電流幅值，調(diào)節(jié)無功功率大小來控制電流相位，從而實(shí)現(xiàn)對交流側(cè)電流的控制。假設(shè)電源電壓矢量為,所選開關(guān)矢量為。圖3.10中在d軸的投影ab決定了有功功率增量的大小和方向，當(dāng)投影在d軸正半軸時(shí)，有功功率增加，反之則減少；同理，在q軸的垂直分量決定了無功功率的大小和方向。本文所采用的空間矢量表如表3.5所示。圖3.10開關(guān)矢量的影響表3.5空間矢量表電網(wǎng)電壓矢量所在扇區(qū)SpSq12345678910111210V6V7V1V0V2V7V3V0V4V7V5V011V7V7V0V0V7V7V0V0V7V7V0V000V6V1V1V2V2V3V3V4V4V5V5V601V1V2V2V3V3V4V4V5V5V6V6V1傳統(tǒng)的直接功率控制采用滯環(huán)調(diào)節(jié)器，不需要進(jìn)行坐標(biāo)變換，通過查表選擇合適的電壓矢量，所以其控制結(jié)構(gòu)簡單，動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快。由于其開關(guān)頻率不固定，系統(tǒng)采樣頻率要求高，所以不便于電力濾波器的設(shè)計(jì)。針對傳統(tǒng)直接功率控制的不足，國內(nèi)外研究者提出了無差拍預(yù)測直接功率控制、模型預(yù)測直接功率控制、滑模直接功率控制、虛擬磁鏈直接功率控制等先進(jìn)的控制策略，并在逆變器、整流器中得到了廣泛的應(yīng)用。模型預(yù)測直接功率控制是將模型預(yù)測控制算法與直接功率控制進(jìn)行優(yōu)勢互補(bǔ)。通過3.2.1的分析可知，傳統(tǒng)的直接功率控制存在開關(guān)頻率不固定，矢量選擇存在不確定性和模糊性等弊端，從而導(dǎo)致輸出的電流不穩(wěn)定并且產(chǎn)生了功率脈動(dòng)。所以我們加入模型預(yù)測控制來完善直接功率控制的不足。3.2.3模型預(yù)測控制的原理模型預(yù)測控制理論是上世紀(jì)70年代后期提出的一種新型計(jì)算機(jī)控制算法，其發(fā)展歷程可以概括為以下三個(gè)階段：第一階段，基于非參數(shù)模型預(yù)測控制；第二階段，基于參數(shù)模型預(yù)測控制；第三階段，基于結(jié)構(gòu)化參數(shù)預(yù)測控制。模型預(yù)測控制是一種基于模型的滾動(dòng)時(shí)域控制。模型預(yù)測控制的原理為：在當(dāng)前采樣時(shí)刻k，根據(jù)當(dāng)前控制系統(tǒng)的反饋信息，利用系統(tǒng)標(biāo)稱模型，假定一組控制序列，此時(shí)要在線求解一個(gè)有限時(shí)域的開環(huán)優(yōu)化問題，并且將得到的最優(yōu)控制序列的第一個(gè)元素作用于被控對象。同時(shí)，下一個(gè)采樣時(shí)刻，測量出新的一組數(shù)據(jù)并且重復(fù)上述過程，再得到新的最優(yōu)的控制序列，這樣其預(yù)測時(shí)域和控制時(shí)域都向前滾動(dòng)一步，這也是模型預(yù)測控制被稱為滾動(dòng)時(shí)域控制的原因。圖3.11模型預(yù)測控制的基本原理圖圖3.11為模型預(yù)測控制的原理圖，圖中為被控系統(tǒng)的預(yù)測值，u為控制輸入。在當(dāng)前時(shí)刻k，以被控系統(tǒng)的預(yù)測模型為基礎(chǔ)，我們可以得到系統(tǒng)從當(dāng)前采樣時(shí)刻k到k+p時(shí)刻的輸出值。尋找最優(yōu)的控制序列的目的是使預(yù)測輸出y（k）和參考值r（t）之間的累積誤差最小，從而使得系統(tǒng)輸出具有良好穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)響應(yīng)性能。模型預(yù)測控制算法由三部分組成，即，模型預(yù)測、滾動(dòng)優(yōu)化、反饋校正REF_Ref32263\r\h[60]。相對于傳統(tǒng)的控制方法，模型預(yù)測控制動(dòng)態(tài)速度響應(yīng)快，具有較強(qiáng)的魯棒性，且控制算法簡單等優(yōu)點(diǎn)REF_Ref32263\r\h[60]。所以其在功率變換器領(lǐng)域應(yīng)用較為廣泛，圖3.12為功率變換器模型預(yù)測控制的基本原理圖。圖3.12中，為功率變換器的輸出量、為功率變換器的開關(guān)矢量，r（t）為功率變換器的輸出量的參考值。圖3.12功率變換器模型預(yù)測控制的原理圖3.2.4改進(jìn)模型預(yù)測直接功率控制算法圖3.13三相PWM整流器MPDPC控制框圖模型預(yù)測直接功率控制是根據(jù)三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型，建立的以功率誤差為目標(biāo)函數(shù)的離散功率預(yù)測模型，選擇目標(biāo)函數(shù)最小的交流電壓矢量，解決了矢量選擇不確定性和模糊性的缺點(diǎn)，之后采用SVPWM技術(shù)來保持開關(guān)頻率的恒定，有功、無功功率存在穩(wěn)態(tài)誤差是不可避免的，但是通過模型預(yù)測控制的滾動(dòng)優(yōu)化和反饋校正，這個(gè)誤差會不斷地被優(yōu)化，從而使輸出效果更加理想。同樣的，模型預(yù)測控制跟蹤的電流本來就是不斷變化的量，其控制過程本身就存在太多不確定性因素，而在MPDPC中，系統(tǒng)跟蹤的是給定的有功、無功功率，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。圖3.13為三相PWM整流器模型預(yù)測直接功率控制框圖，本文所設(shè)計(jì)的改進(jìn)的MPDPC，相比較傳統(tǒng)的MPDPC增加了占空比優(yōu)化控制和控制延時(shí)補(bǔ)償。下面列出MPDPC算法。1.算法推導(dǎo)采樣周期與電壓周期相比來說是很小的，并且其時(shí)間間隔也小，所以我們假設(shè)兩個(gè)采樣周期內(nèi)電壓的值是恒定的即：(3.25)整流器網(wǎng)側(cè)復(fù)功率如式（3.26）所示：(3.26)在達(dá)到平衡的三相電網(wǎng)中對電網(wǎng)電流求導(dǎo)可得：(3.27)當(dāng)三相電網(wǎng)平衡時(shí)有，此時(shí)電網(wǎng)電壓變化量為：(3.28)將式(3.28)結(jié)合可得復(fù)功率的瞬時(shí)變化量為：(3.29)此時(shí)有功功率和無功功率的變化量為：(3.30)將式(3.30)離散化可得k+1時(shí)刻的功率預(yù)測值：(3.31)其中是采樣周期。三相PWM整流器有8個(gè)不同的開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)8個(gè)矢量，其中有6個(gè)非零矢量和2個(gè)零矢量，我們通過給定目標(biāo)函數(shù)來選擇最接近于給定值的電壓矢量，如式（3.32）所示(3.32)式(3.32)中(3.33)其中和S(k+1)分別為給定視在功率參考值和估算值，通常我們?yōu)榱诉_(dá)到單位功率因數(shù)一般將無功功率給定0，此時(shí)上式變?yōu)椋?3.34)我們通過上式選出最優(yōu)的矢量，此時(shí)選出的矢量長度和較多都是固定的，此時(shí)我們加入零矢量，使其長度可變，增加了靈活度，降低了功率脈動(dòng)。零矢量基本對有功和無功功率的變化沒有影響，所以我們一般將零矢量和被篩選出來的矢量一起作用，用于調(diào)節(jié)有功功率和無功功率REF_Ref32400\r\h[61]。2.優(yōu)化占空比計(jì)算為了提高系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能，占空比d的計(jì)算和實(shí)施是一同進(jìn)行的。圖3.14是非零矢量和零矢量組合使用的有功功率在一個(gè)控制周期的波形圖。為一個(gè)周期內(nèi)非零矢量作用時(shí)間。假設(shè)，在k時(shí)刻有功功率達(dá)到給定值，在k+1時(shí)刻則有：(3.35)圖3.14非零矢量和零矢量組合使用的有功功率的波形圖此時(shí)經(jīng)過優(yōu)化的占空比被定義為。將上式代入此時(shí)的占空比可得：(3.36)分析式（3.36）可以發(fā)現(xiàn)，前一項(xiàng)項(xiàng)與有功功率設(shè)定值與實(shí)際值的差值成正比，后一項(xiàng)與有功功率由零矢量造成的斜率成正比。當(dāng)我們消除了功率斜率計(jì)算對系統(tǒng)參數(shù)的依賴，零矢量只與后一項(xiàng)相關(guān)，上文我們提到過零矢量對無功功率的控制影響可以忽略不計(jì)，此時(shí)式中前一項(xiàng)就對應(yīng)有功功率控制，后一項(xiàng)就可以用無功功率控制來替代。令，，此時(shí)占空比表示為：(3.37)其中：和均大于零，0＜d＜1。大量文獻(xiàn)中的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，式（3.38）為和提供了最合適的初始值，使系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)的平衡。(3.38)其中是電網(wǎng)相電壓峰值。3控制延時(shí)補(bǔ)償在實(shí)際系統(tǒng)中往往存在延時(shí)誤差，當(dāng)系統(tǒng)存在一拍延時(shí)，也就是k時(shí)刻選取的電壓矢量k+1時(shí)刻才能被使用，所以我們通過兩步預(yù)測法將k+2時(shí)刻的預(yù)測值代替k+1時(shí)刻的預(yù)測值，此時(shí)目標(biāo)函數(shù)就變?yōu)椋?3.39)此時(shí)得到的k+2時(shí)刻瞬時(shí)有功、無功功率的離散化模型為：經(jīng)過控制延時(shí)補(bǔ)償?shù)腜WM整流器交流側(cè)的電壓矢量如式（3.41）所示：(3.41)式（3.41）中為實(shí)際有功功率與給定有功功率差值，為給定無功功率差值。3.3仿真結(jié)果分析為了驗(yàn)證改進(jìn)模型預(yù)測直接功率控制在永磁同步發(fā)電機(jī)PWM整流系統(tǒng)中的有效性和可行性，我們在MATLAB/Simulink中，對傳統(tǒng)的磁場定向控制和改進(jìn)的模型預(yù)測直接功率控制的PMSG-PWM整流系統(tǒng)進(jìn)行了仿真分析和對比。電路參數(shù)如表3.6所示。表3.6電路參數(shù)參數(shù)數(shù)值定子電阻R/Ω1.84交直軸電感Ld、Lq/mH0.16極對數(shù)P8轉(zhuǎn)速n(r/min)1500直流母線電壓Udc/V600負(fù)載電阻R/Ω200圖3.15和圖3.16分別為FOC控制和改進(jìn)MPDPC在PMSG-PWM整流系統(tǒng)中在Simulink中的仿真圖，由圖3.15（a）和圖3.15（b）我們可以得知與FOC相比，改進(jìn)MPDPC最直觀的優(yōu)點(diǎn)就是省略了兩個(gè)PI調(diào)節(jié)器，使控制系統(tǒng)更加簡單，調(diào)試更加便捷。圖3.15（a）FOC在PMSG-PWM整流系統(tǒng)控制仿真圖圖3.15（b）FOC控制圖3.16改進(jìn)MPDPC在PMSG-PWM整流系統(tǒng)控制仿真圖我們在開始時(shí)給定了一個(gè)600V的電容用來放電，隨著風(fēng)速增加永磁同步風(fēng)力發(fā)電機(jī)開始轉(zhuǎn)動(dòng)發(fā)電提供輸入電壓，在0-1s內(nèi)系統(tǒng)空載運(yùn)行，在1s時(shí)在直流側(cè)加一個(gè)200的負(fù)載，圖3.17（a）和圖3.17（b）分別為改進(jìn)MPDPC和FOC系統(tǒng)直流側(cè)的電流、電壓及功率的波形圖。對比發(fā)現(xiàn)，改進(jìn)MPDPC和FOC都具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力和帶負(fù)載能力，但是改進(jìn)的MPDPC策略與FOC相比可以使PWM整流器輸出無超調(diào)且更穩(wěn)定的直流電壓。圖3.17（a）改進(jìn)MPDPC系統(tǒng)的電流、電壓、功率波形圖圖3.17（b）FOC系統(tǒng)的電流、電壓、功率波形圖由圖3.18（a）和（b）可以看出改進(jìn)模型預(yù)測直接功率控制很好的跟蹤電壓給定值，并且與FOC相比改進(jìn)MPDPC基本沒有穩(wěn)態(tài)誤差，其輸出的直流電壓波動(dòng)很小幾乎為0，而FOC輸出的直流電壓波動(dòng)在0.5V左右。圖3.18（a）改進(jìn)MPDPC系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)的電壓波形圖3.18（b）FOC系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時(shí)電壓波形由圖3.19我們可以看出，改進(jìn)模型預(yù)測直接功率控制有功功率能很好的跟蹤給定值并在6150KW附近波動(dòng)，無功功率基本接近于0，所以改進(jìn)的模型預(yù)測直接功率控制可以使系統(tǒng)功率波動(dòng)降低，更好地實(shí)現(xiàn)功率控制。圖3.19改進(jìn)MPDPC穩(wěn)定后的有功功率和無功功率輸出值由圖3.20（a）和（c）可以看出當(dāng)系統(tǒng)達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)改進(jìn)的MPDPC策略與傳統(tǒng)的FOC策略相比其交流側(cè)輸出的電流正弦性更好。由圖3.20（b）我們可以看出經(jīng)過改進(jìn)的MPDPC控制的PMSG-PWM系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)交流側(cè)輸出電壓、電流同相位。由此可以看出改進(jìn)的MPDPC控制不僅可以實(shí)現(xiàn)直流側(cè)穩(wěn)壓作用，還可以實(shí)現(xiàn)直驅(qū)式永磁同步發(fā)電機(jī)單位功率因數(shù)運(yùn)行，降低無功功率損耗。圖3.20（a）改進(jìn)MPDPC交流側(cè)電流波形圖3.20（b）改進(jìn)MPDPC交流側(cè)電壓波形圖3.20（c）FOC交流側(cè)電流波形為了驗(yàn)證改進(jìn)的模型預(yù)測直接功率控制策略的動(dòng)態(tài)性能，當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行穩(wěn)定后，我們在1s時(shí)候?qū)⑾到y(tǒng)的給定電壓由600V升到660V，在2s時(shí)將直流側(cè)接上200Ω的負(fù)載，由圖3.21（a）和（b）可以看出改進(jìn)的MPDPC和FOC控制都可以使系統(tǒng)輸出的直流側(cè)電壓快速跟蹤給定值，但可以看出改進(jìn)的MPDPC系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)性能優(yōu)于FOC系統(tǒng)，F(xiàn)OC系統(tǒng)電壓最大波動(dòng)在50V左右，而改進(jìn)的MPDPC的電壓波動(dòng)只有20V左右。由圖3.22（a）和3.22（b）可以看出在加載穩(wěn)定后，改進(jìn)的MPDPC輸出的直流電壓比FOC輸出的更加穩(wěn)定，電壓波動(dòng)比FOC少了1V左右。圖3.23（a）和（b）可以看出當(dāng)系統(tǒng)給定電壓變化時(shí)，兩種控制策略都能使電流和功率快速跟蹤電壓值的變化達(dá)到穩(wěn)態(tài)。圖3.21（a）改進(jìn)的MPDPC系統(tǒng)瞬時(shí)電壓波形圖3.21（b）FOC系統(tǒng)瞬時(shí)電壓波形圖3.22（a）改進(jìn)的MPDPC系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)電壓波形圖3.22（b）FOC系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)電壓波形圖3.23（a）改進(jìn)的MPDPC系統(tǒng)的電流、電壓、功率波形圖圖3.23（b）FOC系統(tǒng)電流、電壓、功率波形圖圖3.24為兩種控制方法下交流側(cè)電流諧波失真結(jié)果，可以看出改進(jìn)的MPDPC的FFT分析結(jié)果更理想，其電流波形畸變率比FOC減少了4.45%，僅為1.81%達(dá)到了國家要求的范圍（小于5%），并且總體諧波比FOC要更少。所以說明在改進(jìn)MPDPC控制下PWM整流器可以輸出質(zhì)量更高，正弦度更好的電流。（a）FOC（b）MPDPC圖3.24電流諧波失真結(jié)果3.4本章小結(jié)本章介紹了磁場定向控制、模型預(yù)測控制、直接功率控制、模型預(yù)測直接功率控制的原理。提出了改進(jìn)的模型預(yù)測直接功率控制策略，在傳統(tǒng)的模型預(yù)測直接功率控制基礎(chǔ)上，增加了占空比優(yōu)化控制和控制延時(shí)補(bǔ)償，將該控制策略其應(yīng)用到PMSG-PWM系統(tǒng)中，并在MATLAB/Simulink進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)，與傳統(tǒng)的id=0電流矢量控制策略進(jìn)行對比，驗(yàn)證了改進(jìn)的模型預(yù)測直接功率控制在PMSG-PWM系統(tǒng)中的可行性和有效性。第四章單相并網(wǎng)逆變器控制設(shè)計(jì)單相并網(wǎng)逆變器PR控制設(shè)計(jì)與仿真比例諧振控制早在20世紀(jì)90年代就被提出，可是直到21世紀(jì)初期才漸漸地被大家熟知，比例諧振控制器最初應(yīng)用于有源濾波器及諧波補(bǔ)償控制器中，直到2004年P(guān)R控制才被發(fā)現(xiàn)可以實(shí)現(xiàn)對交流輸入的無靜差控制，于是逐漸地被應(yīng)用到單相和三相電流控制系統(tǒng)中。下面介紹PR控制器的原理及其設(shè)計(jì)思路。4.1PR控制器設(shè)計(jì)4.1.1PR控制器設(shè)計(jì)PR控制器是運(yùn)用內(nèi)?？刂频脑?，把跟蹤信號的指令輸入到系統(tǒng)的控制中，同時(shí)把其作為參考信號，用其參考信號指令來實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤控制。本文的參考指令是并網(wǎng)電流的正弦信號，所以只需在系統(tǒng)的開環(huán)回路中引入該信號的頻域模型即可，其頻域模型一般分為兩種形式：(4.1)在頻率為時(shí)完成無靜差跟蹤，并且使穩(wěn)態(tài)誤差幾乎為零但是的相角變化范圍在一、二象限，而的相角變化范圍在三、四象限，所以比的相角變化范圍廣，從而能避免震蕩，更能保證系統(tǒng)穩(wěn)定。所以通常我們會選擇作為其傳遞函數(shù)。PR控制器可以減少坐標(biāo)變換次數(shù)，并且PR控制器比例項(xiàng)不受坐標(biāo)變換的影響，所以只需要考慮其積分項(xiàng)：(4.2)式中，為積分項(xiàng)系數(shù)，將其轉(zhuǎn)換到兩相靜止ɑβ坐標(biāo)系下，可得：(4.3)其中：(4.4)為諧振頻率，表示dq坐標(biāo)系相對于ɑβ坐標(biāo)系的旋轉(zhuǎn)角速度，聯(lián)立上式可得：(4.5)式（4.5）為調(diào)節(jié)正序和負(fù)序分量的諧振量，兩式相加，便可以得到可以同時(shí)能調(diào)節(jié)正序和負(fù)序分量的諧振項(xiàng)：(4.6)令，可以得到ɑβ坐標(biāo)系下PR控制器的傳遞函數(shù)：(4.7)式（4.7）中，為比例項(xiàng)系數(shù)，為諧振項(xiàng)系數(shù)。式（4.7）為PR控制器在理想狀態(tài)下的傳遞函數(shù)，但是在實(shí)際情況不存在理想控制器，所以引入截止頻率，得到改進(jìn)PR控制，其傳遞函數(shù)如式（4.8）所示：(4.8)由第二章式（2.36）可知，逆變器輸出電流和參考電流與電網(wǎng)電壓有關(guān)，對于傳統(tǒng)的PI控制來說其在基波頻率處的增益是有限的，其增益值為，并且其輸出電流小于參考電流，系統(tǒng)存在穩(wěn)態(tài)誤差。而PR控制在基波頻率處的增益為，趨近于無窮大，其電流輸出值基本等于其參考值。所以PR控制具有更強(qiáng)的抗干擾能力，可以實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差，并且其系統(tǒng)控制寬度更廣。PR控制的系統(tǒng)框圖如圖4.2所示。圖4.2基于PR控制的單相并網(wǎng)逆變器閉環(huán)系統(tǒng)控制框圖4.1.2鎖相環(huán)設(shè)計(jì)對于傳統(tǒng)單相鎖相環(huán)來說，在同一時(shí)刻只能采集到的一個(gè)電壓信號，所以無法向三相鎖相環(huán)一樣準(zhǔn)確地獲得相位、幅值。為了解決這一問題我們需要通過虛擬矢量法來虛擬出另外一相或者兩相電壓信號。在第一章中，我們已經(jīng)知道單相鎖相環(huán)是由相位檢測、濾波環(huán)節(jié)、電壓控制振蕩器等三部分組成，而通過閱讀文獻(xiàn)可知，在各種單相鎖相環(huán)中，濾波環(huán)節(jié)和電壓控制振蕩器基本類似，所以相位檢測是影響單相鎖相環(huán)性能的關(guān)鍵。在1.4.2中我們介紹了鎖相環(huán)PLL的基本結(jié)構(gòu)如圖4.1所示。目前使用的最廣泛地單相鎖相環(huán)是傳統(tǒng)的單同步坐標(biāo)系鎖相環(huán)（SRF-PLL）。但是因?yàn)閱蜗噫i相環(huán)只有一個(gè)輸入信號，不能像三相鎖相環(huán)一樣進(jìn)行坐標(biāo)變換，所以我們在輸入信號后增加了一個(gè)正交信號發(fā)生器（OSG），使其在經(jīng)過正交信號發(fā)生器后增加了一個(gè)與輸入信號正交的信號。其結(jié)構(gòu)如圖4.1所示。圖4.1OSG-PLL的基本結(jié)構(gòu)圖通過第一章介紹我們可知根據(jù)單相鎖相環(huán)的正交信號發(fā)生器的類型不同，分為了不同類型的單相SRF-PLL結(jié)構(gòu)。本節(jié)主要介紹基于二階廣義積分算法（SOGI）的OSG-PLL的工作原理，并在MATLAB中搭建其仿真模型?；诙A廣義積分算法（SOGI）的正交信號發(fā)生器（OSG）的結(jié)構(gòu)圖和其在Simulink中的模型如圖4.2（a）和4.2（b）所示。ug為單相電網(wǎng)電壓輸入信號，為單相電網(wǎng)電壓輸入信號，為OSG輸出信號，即，常數(shù)K為增益系數(shù)，為系統(tǒng)的諧振頻率。由圖4.2（a）可知基于SOGI算法的正交信號發(fā)生器系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：(4.9)圖4.2（a）SOGI-OSG的基本原理圖圖4.2（b）SOGI-OSG在Simulink中的仿真模型由式（4.9）可知，OSG在αβ坐標(biāo)系下輸出的直軸分量和交軸分量，具有帶通濾波器特性和低通濾波器特性，所以可以減小高次諧波的影響。當(dāng)與電網(wǎng)基頻相等，并且增益系數(shù)小于2時(shí)，系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，并且OSG的輸入信號與虛擬信號始終保持正交。但是，當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生波動(dòng)時(shí)，與電網(wǎng)基頻不再相等，此時(shí)就不再嚴(yán)格正交，從而會產(chǎn)生幅值波動(dòng)和相位差，導(dǎo)致鎖相環(huán)精度下降，所以我們要保證在任何干擾下都要跟隨電網(wǎng)基頻，確保輸出的兩個(gè)信號嚴(yán)格正交?；赟OGI-OSG的OSG-PLL結(jié)構(gòu)圖和在Simulink中的模型如圖4.3（a）和4.3（b）所示。圖4.3（a）SOGI-PLL的基本原理圖4.3（b）SOGI-PLL在Simulink中的模型4.2單相并網(wǎng)逆變器PR控制的仿真結(jié)果分析為了驗(yàn)證PR控制在單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中的有效性和可行性，我們在MATLAB/Simulink中，對傳統(tǒng)滯環(huán)電流控制和PR控制的單相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)進(jìn)行了仿真分析和對比。電路參數(shù)如表4.1所示。表4.1電路參數(shù)參數(shù)數(shù)值逆變器側(cè)電感6mH濾波電容0.00094F電網(wǎng)電壓220V直流電壓600V為了能更好地實(shí)現(xiàn)單相并網(wǎng)我們將上一節(jié)提出的鎖相環(huán)分別應(yīng)用到PR控制器和滯環(huán)電流控制器中，其在Simulink中的模型如圖4.4（a）和4.4（b）所示。圖4.4（a）PR控制圖4.4（b）滯環(huán)電流控制由圖4.5和4.6我們可以看出PR控制和滯環(huán)電流控制都可以很好地實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓同相位，并且輸出的并網(wǎng)電流正弦性都很好。但是PR控制和滯環(huán)電流控制相比其輸出的并網(wǎng)電流諧波含量較少，所以采用PR控制單相并網(wǎng)逆變器可以輸出更高質(zhì)量的并網(wǎng)電流。4.5（a）PR控制電壓與電流波形圖4.5（b）PR控制電流波形圖圖4.6（a）滯環(huán)電流控制電壓、電流波形圖圖4.6（b）滯環(huán)電流控制電流波形圖由圖4.7和4.8可以看出滯環(huán)電流控制和PR控制都能輸出互補(bǔ)的PWM波，但是相比較而言，滯環(huán)電流控制輸出的PWM波開關(guān)頻率不固定，而PR控制能輸出固定的開關(guān)頻率。圖4.7滯環(huán)電流控制開關(guān)頻率圖4.8PR控制開關(guān)頻率圖4.9為兩種控制方法下系統(tǒng)并網(wǎng)電流諧波失真結(jié)果，可以看出采用PR控制方法的系統(tǒng)的FFT諧波分析結(jié)果更理想，其電流總諧波失真比滯環(huán)電流控制減少了9.09%，且總體諧波比滯環(huán)電流控制要少。所以說明采用PR控制可以輸出更高質(zhì)量，正弦度更高的并網(wǎng)電流。圖4.9滯環(huán)電流控制電流諧波失真結(jié)果圖4.10PR控制電流諧波失真結(jié)果4.3兩級全控策略的仿真結(jié)果分析針對表1.2提出的常見的永磁同步發(fā)電機(jī)控制策略的缺點(diǎn)，本文提出了一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即兩級全控的小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電單相并網(wǎng)系統(tǒng)。在此系統(tǒng)中前級采用全控整流，利用本文設(shè)計(jì)的改進(jìn)的模型預(yù)測直接功率控制策略控制PWM整流器，可以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制和機(jī)側(cè)最大風(fēng)能跟蹤，并且輸出穩(wěn)定的直流電壓；后級采用單相并網(wǎng)逆變器，外環(huán)采用比例諧振控制來抑制諧波，并且可以輸出固定的開關(guān)頻率。本文設(shè)計(jì)的兩級全控的小型直驅(qū)式永磁同步風(fēng)力發(fā)電單相并網(wǎng)系統(tǒng)，前級采用改進(jìn)的MPDPC控制PWM整流器，后級采用PR控制，控制系統(tǒng)單相并網(wǎng)。為了體現(xiàn)本文設(shè)計(jì)的控制策略的可行性和有效性，本文用常規(guī)的矢量控制和滯環(huán)電流控制并網(wǎng)與其對比，兩種控制策略在Simulink中的仿真圖如圖4.11和4.12所示，因?yàn)榘l(fā)電機(jī)剛開始運(yùn)行是不穩(wěn)定，所以我們增加了一個(gè)step環(huán)節(jié)，前0.5s給電容充電，在0.5s等發(fā)電機(jī)穩(wěn)定時(shí)，再進(jìn)行并網(wǎng)。圖4.11改進(jìn)模型預(yù)測直接功率控制-PR控制圖4.12傳統(tǒng)矢量控制-滯環(huán)電流控制由圖4.13和圖4.14可以看出兩級全控的控制策略可以控制并網(wǎng)電流與電壓同相位，實(shí)現(xiàn)單位功