13-STYLEREF"標(biāo)題1"\n第一章STYLEREF"標(biāo)題1"緒論10-微波整流電路設(shè)計摘要近年來，隨著移動電子設(shè)備的不斷推廣，繁瑣而又占空間的充電線成為我們生活的一大困擾，無線能量傳輸技術(shù)的發(fā)展受到廣泛的期待和關(guān)注。微波無線能量傳輸作為無線傳能技術(shù)中優(yōu)勢較為明顯的一種，其傳輸距離可達(dá)千米級、傳輸功率大，具有非常廣闊的發(fā)展空間。由于微波整流電路的效率是各個環(huán)節(jié)效率的乘積，那么每一部分的效率都至關(guān)重要，因此微波整流電路效率的提升對系統(tǒng)效率的影響十分關(guān)鍵。針對這一點，本文設(shè)計了一種915MHz高效率微波整流電路，通過仿真和實驗進行了驗證，并且對5.8GHz微波整流電路進行了拓展研究。整流二極管是微波整流電路中最關(guān)鍵的部分，本文從二極管的等效電路模型和理論知識出發(fā)，研究了二極管型號選擇的依據(jù)，并根據(jù)仿真分析對選型進行驗證。不同的電路拓?fù)漕愋退艿玫降恼餍室泊笥胁煌?，本文通過理論分析和仿真，在915MHz微波整流電路中使用倍壓整流電路，在5.8GHz微波整流電路中使用并聯(lián)整流電路。另外，為了提高效率，本文還設(shè)計了諧波抑制網(wǎng)絡(luò)和阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。在最終的實驗測試中，微波整流電路工作性能良好。關(guān)鍵詞：微波無線能量傳輸，微波整流電路，二極管選型目錄TOC\o"2-3"\h\z\t"標(biāo)題1,1,目錄索引標(biāo)題,1,目錄索引加寬標(biāo)題,1"第一章緒論 11.1 研究背景和研究意義 11.2 國內(nèi)外研究現(xiàn)狀 21.3 本文主要工作 4第二章微波整流電路的基本原理 52.1 引言 52.2 微波整流二極管及整流電路拓?fù)?52.3 傳輸線理論 82.3.1 傳輸線基本理論 82.3.2 傳輸線理論在微波整流電路中的應(yīng)用 102.4 史密斯圓圖 112.5 阻抗匹配理論 132.6 本章小結(jié) 13第三章微波整流電路設(shè)計與仿真 143.1 引言 143.2 915MHz微波整流電路設(shè)計 143.2.1 電路拓?fù)浼岸O管選擇 143.2.2 諧波抑制網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 183.2.3 阻抗匹配 203.2.4 版圖仿真 223.3 5.8GHz原理圖仿真 233.4 本章小結(jié) 25第四章實驗驗證 264.1 引言 264.2 實驗內(nèi)容和實驗方法 264.3 實驗測試與分析 274.4 本章小結(jié) 29第五章展望和設(shè)想 305.1 工作總結(jié) 305.2 工作展望 30參考文獻(xiàn) 32緒論研究背景和研究意義當(dāng)前，隨著電力電子科學(xué)技術(shù)的日新月異，便攜式移動電子設(shè)備越來越成為我們生活中不可或缺的伙伴。電池是便攜式電子設(shè)備賴以生存的基礎(chǔ)，電池的充電方式和續(xù)航時間對這些設(shè)備來說意義重大。目前廣泛采用的充電方式是有線充電，有線充電雖然效率高，實現(xiàn)簡單，但是繁雜的線纜較占空間，靈活性差，遠(yuǎn)距離傳輸損耗較大，因此無線電能傳輸是當(dāng)前發(fā)展的重要方向。無線能量傳輸(WirelessPowerTransmission,WPT)技術(shù)，是當(dāng)前輸電技術(shù)發(fā)展的新方向，無需導(dǎo)線，接收端和發(fā)射端無需接觸，就能實現(xiàn)電能的傳送。WPT技術(shù)最早由物理學(xué)家Tesla[1]提出，發(fā)展至今，現(xiàn)有的無線電能傳輸技術(shù)主要分為四類[2]：（1）電場耦合式無線能量傳輸(CaptivePowerTransmission,CPT)技術(shù)，通過近場進行能量的傳輸，其接收極板和發(fā)射極板間存在耦合電容，與電路中的電感形成諧振，借此傳遞能量。CPT技術(shù)的能量傳輸效率比較高[3]、設(shè)備體積和電磁干擾也比較小，但其無法實現(xiàn)遠(yuǎn)距離的無線能量傳輸。（2）磁場耦合式無線能量傳輸技術(shù)，能實現(xiàn)較大功率的傳輸，它的原理與CPT技術(shù)十分類似，但是不再是電場耦合，而是磁場耦合。而當(dāng)兩側(cè)線圈頻率趨于一致時，會發(fā)生磁諧振耦合作用，接收線圈會不斷累積能量[4]，就能提高能量的傳輸效率，這種方式被稱為磁諧振式無線能量傳輸(CoupledMagneticResonanceSystem,CMRS)技術(shù)。電磁耦合式對生物和生態(tài)的影響較小，穿透性強，方向?qū)?zhǔn)性好，但其也只能實現(xiàn)中近距離的能量傳輸。（3）超聲波式無線能量傳輸(UltrasonicWirelessPowerTransmission,UWPT)技術(shù)，以超聲波為能量載體，發(fā)射端將電能轉(zhuǎn)換成超聲波，接收端接收超聲波，然后將其轉(zhuǎn)換成電能，實現(xiàn)能量的傳輸。UWPT技術(shù)聚焦性好[5]，熱效應(yīng)小，安全性比較高，但其傳輸距離也只有幾厘米。（4）電磁輻射式無線能量傳輸技術(shù)，是微波式無線能量傳輸(MicrowaveWirelessPowerTransmission,MWPT)和激光式無線能量傳輸(LaserWirelessPowerTransmission,LWPT)的統(tǒng)稱，均可實現(xiàn)遠(yuǎn)距離能量傳輸。其原理與UWPT較為類似[12]，都是將電能轉(zhuǎn)換成其他形式的能量輻射出去，再由接收端進行接收并轉(zhuǎn)換成電能，但由于微波和激光的自身特性，傳輸距離可達(dá)千米級。綜上所述，電磁輻射式無線能量傳輸技術(shù)具有諸多其他三種無線輸電方式所不具備的優(yōu)點，可用于飛機、衛(wèi)星的遠(yuǎn)距離供電，具有非常廣闊的研究前景。而相比于LWPT容易受到大氣條件干擾的特點，微波在空間傳輸損耗小，是目前國內(nèi)外相關(guān)領(lǐng)域研究的重點內(nèi)容。但是目前這一技術(shù)還處于起步階段，以往的實驗表明，MWPT的傳輸效率只能達(dá)到10%左右，因此提高系統(tǒng)效率是亟待解決的問題。如圖1.1所示，MWPT系統(tǒng)由三部分組成：微波源、微波發(fā)射天線，還有微波整流天線，整流天線又包括接收天線和整流電路。在微波發(fā)射端，微波功率源把電能轉(zhuǎn)換成微波輻射出去，在空間經(jīng)過一定距離的傳輸之后，再由接收端接收能量并轉(zhuǎn)換成電能提供給負(fù)載使用。圖1.1MWPT系統(tǒng)示意圖因此想要提高系統(tǒng)能量傳輸效率，必須對每一部分效率進行優(yōu)化。經(jīng)過相關(guān)科研人員不懈的研究，目前微波發(fā)射端的效率已經(jīng)達(dá)到較高水平，而微波在空間中的傳輸會受到各種環(huán)境因素的影響，因此微波整流電路作為微波能量傳輸系統(tǒng)的重要組成部分，其效率的提升十分關(guān)鍵[13]。就目前無線能量傳輸系統(tǒng)的研究結(jié)果來看，由于微波會在自由空間中分散開來，接收端如何高效率的捕獲微波能量以及將捕獲的射頻能量轉(zhuǎn)換成直流量，是MWPT系統(tǒng)中最重要的問題之一，具有很重要的的研究意義。國內(nèi)外研究現(xiàn)狀通過電磁波進行能量傳輸?shù)母拍钭钤缬珊掌澨岢龊脱芯浚?886年，赫茲通過兩個線圈進行放電并實現(xiàn)接收，證明了電磁波的存在，促進了通信行業(yè)的發(fā)展。隨后，1891年Tesla首次提出了無線電能傳輸?shù)臉?gòu)想通過實驗并進行了驗證，證明這一構(gòu)想是可以實現(xiàn)的。自此，通過對大量無線能量傳輸實驗的總結(jié)，雷聲公司的Brown博士于1961年提出了整流的概念，這一開創(chuàng)性的理念極大地促進了無線能量傳輸系統(tǒng)的構(gòu)建。1963年，Brown博士利用偶極子陣列作為整流天線，首次實現(xiàn)了微波無線能量傳輸，為直升機進行供電，效率可達(dá)50%。自20世紀(jì)60年代以來，各國對微波整流電路的研究逐漸增多，整流效率的問題也逐漸成為關(guān)注的重點。整流二極管的損耗是影響整流電路效率最重要的因素，點接觸式Si二極管是最早用于微波整流電路的二極管，Brown博士利用這種二極管搭建的橋式整流電路，效率可達(dá)近60%[6]。1970年，他又設(shè)計了新的微波整流電路，創(chuàng)新性的將新型器件——肖特基勢壘二極管用于微波整流電路中，并且獲得了76%的效率。電力電技術(shù)的進步離不開材料科學(xué)的不斷發(fā)展，后來GaAs肖特基二極管問世，整流電路效率也因此顯著提高，1977年Brown博士改進了整流電路拓?fù)?，同時利用GaAs肖特基二極管進行設(shè)計，使得整流電路的效率突破了90%[9]，這也是迄今為止的最高紀(jì)錄。我國的MWPT技術(shù)起步相對其他國家來說比較晚，但目前對相關(guān)理論和技術(shù)也有了比較深刻的研究，具備了扎實的基礎(chǔ)。自20世紀(jì)90年代開始，國內(nèi)多所高校和研究所將目光聚焦于MWPT系統(tǒng)的研究，其中以電子科技大學(xué)林為干教授的研究最為前沿，也是他最早在國內(nèi)介紹了MWPT技術(shù)。近年來，國內(nèi)對微波無線能量傳輸技術(shù)的研究主要聚焦在系統(tǒng)效率的提高上，而微波整流端的研究則集中在大功率、高效率以及寬輸入功率范圍等方面。目前，對于新型半導(dǎo)體器件——自旋二極管[7]在整流電路中應(yīng)用的研究逐漸成為新的方向，有望實現(xiàn)整流效率新的突破。除了整流二極管自身性能對效率的影響之外，國內(nèi)外學(xué)者還發(fā)現(xiàn)很多提高微波整流效率的其他方法，其中主要的兩個途徑是柵漏極同步和諧波抑制。在傳統(tǒng)的單管整流電路中，由于二極管不是線性元件，通過整流管的信號存在一定諧波，導(dǎo)致電壓和電流有一定重疊區(qū)，造成整流管的損耗，這些損耗是整流電路損耗的主要成分，因此減小電壓電流重疊區(qū)也是提高整流效率的重要途徑。目前很多射頻整流電路都采用三極管來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的整流二極管，在此類整流電路中，可以通過適當(dāng)電路把三極管的柵極和漏極都接在功率輸入端，并建立適當(dāng)?shù)姆答仚C制，通過反饋調(diào)整柵極和漏極的相位差[11]，以此提高整流效率。第二種方式是在整流電路拓?fù)渲屑尤胫C波抑制網(wǎng)絡(luò)，達(dá)到去除高次諧波，穩(wěn)定輸出電壓的目的，通過這種方式可以實現(xiàn)常用的F類整流，整流效率可達(dá)60%[8]。此外，還有一些相關(guān)領(lǐng)域?qū)W者對諧波抑制網(wǎng)絡(luò)進行改進，將諧波能量回收以后反饋給整流輸入端，將有害的諧波轉(zhuǎn)換成可以再次利用的能量，提高整流效率。由于微波整流電路需要與微波接收天線配合來獲取能量，接收天線和整流電路的協(xié)同設(shè)計將會是未來國內(nèi)外研究的另一個重點[7]。另外，MWPT系統(tǒng)天線體積較大，接收端多路同時工作接線也比較復(fù)雜，因此接收天線和整流電路的集成設(shè)計有助于提高系統(tǒng)的整體性能，減小系統(tǒng)的體積和重量，也是微波無線傳能系統(tǒng)發(fā)展的趨勢之一。本文主要工作微波整流電路的研究涉及到許多關(guān)鍵技術(shù)，主要包括對二極管整流電路、諧波抑制網(wǎng)絡(luò)和阻抗匹配電路的設(shè)計等。本論文的組織結(jié)構(gòu)如下：第一章闡明了微波整流電路的研究背景和意義，介紹當(dāng)前國內(nèi)外研究的進展，并概括性的介紹了論文的主要工作。第二章結(jié)合不同微波整流電路拓?fù)浣榻B微波整流電路的的基本工作原理，并對相關(guān)基本知識和使用的工具進行介紹，包括傳輸線理論、史密斯圓圖和阻抗匹配理論；第三章首先對ISM頻段做出解釋，選定915MHz為主要研究頻率，5.8GHz為拓展研究頻率，然后從915MHz微波整流電路的著手進行電路拓?fù)湓O(shè)計。二極管整流電路是整個微波整流電路的核心內(nèi)容，本章首先結(jié)合二極管的自身參數(shù)選擇了二極管型號，然后通過ADS仿真軟件，結(jié)合功率容量和效率指標(biāo)要求，選定了整流電路拓?fù)浜投O管型號，之后對諧波抑制網(wǎng)絡(luò)和阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)進行設(shè)計，最后對5.8GHz微波整流電路進行設(shè)計并介紹了其與915MHz微波整流電路的不同之處；第四章是微波整流電路的實驗驗證部分，首先對實驗方法和測試設(shè)備進行簡要介紹，然后闡述實驗具體過程并給出實際測得的效率曲線圖，并結(jié)合曲線圖分析本文設(shè)計的微波整流電路的工作性能；第五章是對全文工作的總結(jié)，并結(jié)合在畢業(yè)設(shè)計過程中遇到的問題做出展望和設(shè)想。微波整流電路的基本原理引言微波整流電路是MWPT系統(tǒng)中負(fù)責(zé)將接收天線接受到的信號轉(zhuǎn)換成直流信號的部分，其中最關(guān)鍵的部分是二極管整流電路，其次為了使輸出電壓更加平穩(wěn)，需要在電路拓?fù)渲屑尤胫C波抑制網(wǎng)絡(luò)，此外為了使電路拓?fù)淠芘cMWPT系統(tǒng)的其他部分適配，提高系統(tǒng)效率，還需要進行阻抗匹配。因此整個微波整流電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2.1所示，其中微波信號源為輸入端，為微波整流電路提供射頻信號，代替MWPT系統(tǒng)中微波接收天線的作用，整流電路主要包括二極管整流電路、阻抗匹配電路和諧波抑制網(wǎng)絡(luò)三個部分，本章將對該拓?fù)渲猩婕暗幕纠碚撝R進行介紹。圖2.1MWPT系統(tǒng)示意圖微波整流二極管及整流電路拓?fù)湫ぬ鼗鶆輭径O管在微波整流電路發(fā)展中占據(jù)非常重要的一席之地，這種二極管目前發(fā)展已經(jīng)比較成熟，性能優(yōu)于普通二極管，制造成本也不高。不同于普通二極管，肖特基勢壘二極管依靠多數(shù)載流子進行電流的運輸，這使得它的正向?qū)▔航档陀谄胀ǘO管、反向恢復(fù)時間也比普通二極管要短，這種特性在射頻電路中非常實用。圖2.2為肖特基勢壘二極管的等效電路模型，其中代表封裝電感、表示封裝電容；表示串聯(lián)寄生電阻，和分別代表結(jié)電阻和結(jié)電容。圖2.2肖特基勢壘二極管等效模型為了更好地選擇肖特基二極管，必須知道整流二極管的微波-直流轉(zhuǎn)化效率與什么參數(shù)有關(guān)，以前這些參數(shù)如何影響二極管整流效率。式2.1給出肖特基二極管的效率計算方法：(2.1)式中A、B、C三項均可由二極管固有參數(shù)計算得到，如式2.2-2.3所示：(2.2)(2.3)(2.4)式中為二極管的輸出電壓，為負(fù)載阻抗，是二極管的前置電壓，為二極管導(dǎo)通角。其中二極管的結(jié)電容與零偏結(jié)電容有關(guān)，可以表示為：(2.5)導(dǎo)通角θon可以表示為：(2.6)由此可知，主要影響整流效率的兩個參數(shù)是和，這兩個參數(shù)越小，則式2.1中整流效率越高，而和都是可以通過二極管的數(shù)據(jù)手冊得到的。除了效率以外，二極管的擊穿電壓也是需要考慮的重要因素，因為它限制了整流電路的輸入功率容量。除了整流二極管對效率的影響以外，整流電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也是影響微波整流效率的重要因素。常用的微波整流電路拓?fù)渲饕ù?lián)整流電路、并聯(lián)整流電路和倍壓整流電路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2.3所示。(a)串聯(lián)半波整流電路(b)并聯(lián)半波整流電路(c)倍壓整流電路圖2.3整流電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)其中若忽略諧波的影響，串聯(lián)整流電路和并聯(lián)整流電路由于只有輸入信號的正半周和負(fù)半周其中一個能夠有效輸出，理論上均只能實現(xiàn)50%的整流效率，而倍壓整流電路的理論效率較高，因此將優(yōu)先選用倍壓整流電路進行設(shè)計。這里對倍壓整流電路的工作原理進行簡要分析：假設(shè)二極管均為理想狀態(tài)，輸入信號的峰值電壓為VRF，在信號的負(fù)半周，如圖2.4(a)所示，D1導(dǎo)通，D2截止，輸入信號給C1充電直至C1電壓達(dá)到VRF；而在正半周期，如圖2.4(a)所示，D2導(dǎo)通，D1截止，輸入信號給C2充電，由于此時電容C1上電壓為VRF，因此C2將充電至2VRF，實現(xiàn)對負(fù)載的二倍壓供電，獲得較高的整流效率。(a)負(fù)半周期工作原理(b)正半周期工作原理圖2.4倍壓整流電路工作原理雖然理論上倍壓整流電路的效率要高于串聯(lián)和并聯(lián)半波整流電路，但是上述分析沒有考慮二極管損耗的問題。倍壓整流電路由于有兩個二極管，所產(chǎn)生的損耗也要遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于單管整流電路，而對于射頻電路來說，二極管造成的損耗是非常大的，因此后續(xù)還要結(jié)合輸入信號的頻率和二極管模型，利用仿真軟件進行分析和驗證。傳輸線理論傳輸線基本理論傳輸線是能夠輸送電磁能的結(jié)構(gòu)設(shè)備，生活中常見的傳輸線有很多，音響線、音頻屏蔽線等等都屬于傳輸線的范疇。但是在不同的頻率范圍內(nèi)，傳輸線的分析方法也是不同的，以信號波長的1/10為界限，當(dāng)電路尺寸、器件尺寸這個數(shù)值時，電路為集總參數(shù)電路，可以運用常見的基爾霍夫電流、電壓定律進行分析。而當(dāng)尺寸大于信號波長的1/10時，就不能忽略電路的分布參數(shù)對電路性能的影響，由此可以推導(dǎo)出電路的下限頻率[10]，在超過這個頻率的范圍內(nèi)則必須使用分布式參數(shù)進行分析：(2.7)其中l(wèi)是電路、器件的尺寸，vp是電磁信號的相速度，其大小由光速c、介電常數(shù)εr和磁導(dǎo)率μr決定。此時可以將傳輸線細(xì)分為無數(shù)個小的線元，每一個線元可以等效為如圖2.5所示的電路，在這個小的線元中，基爾霍夫電路定律是可用的。圖2.5傳輸線等效電路為了更方便地進行諧波抑制和阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計，必須對傳輸線的輸入阻抗有所了解，下面將結(jié)合等效電路推導(dǎo)傳輸線的輸入阻抗。圖2.5中由KVL可得：(2.8)式2.8可以表示為導(dǎo)數(shù)形式：(2.9)由KCL，同樣可以得到：(2.10)化成導(dǎo)數(shù)形式：(2.11)對一階微分方程2.9和2.11進行聯(lián)立求解，可以得到兩個指數(shù)函數(shù)如下：(2.12)(2.13)其中k與傳輸線類型有關(guān)，可以表示為：(2.14)在計算輸入阻抗之前，這里需要先引入特性阻抗Z0的定義，特性阻抗雖然不會因為電壓和電流的變化而變化，但是通過它可以將電壓和電流聯(lián)系起來，具有非常重要的作用。特性阻抗定義為：(2.14)結(jié)合式2.9和式2.12、2.13可得：(2.15)式2.8-2.15均為對傳輸線上某一線元的描述，下面將結(jié)合一定長度的傳輸線分析輸入阻抗的求解方法。如圖2.6所示的一端接有負(fù)載的傳輸線，建立一個以負(fù)載處為原點的反向坐標(biāo)系，并引入反射系數(shù)，即反射與入射電壓的比值：(2.16)圖2.6一端接負(fù)載的傳輸線示意圖在距離負(fù)載為d處，輸入阻抗可以表示如下式2.17，其中β代表衰減系數(shù)，可以用頻率和相速度或波長表示，或。則在該處輸入阻抗可以表示為：(2.17)將式2.16帶入式2.17可得(2.18)傳輸線理論在微波整流電路中的應(yīng)用由2.1節(jié)可知，微波整流電路拓?fù)渲谐硕O管整流電路，還需要通過諧波抑制網(wǎng)絡(luò)濾除影響輸出電壓的基波和高次諧波，而這里的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)，就需要通過傳輸線理論進行設(shè)計。微波集成電路中的傳輸線一般采用微帶線，其結(jié)構(gòu)如圖2.7所示，它由介質(zhì)基片、導(dǎo)體帶和接地金屬平板構(gòu)成，能有效地傳輸射頻信號。通過控制導(dǎo)體帶的寬度和長度，就可以改變微帶線的特性，因此用微帶線來設(shè)計射頻電路十分方便。圖2.7微帶線結(jié)構(gòu)圖射頻電路的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)一般采用λ/4開路枝節(jié)進行設(shè)計，對于開路枝節(jié)，其負(fù)載趨于無窮大，則式2.18可以化簡為式2.19。而此時，d的值為λ/4，代入式2.19可以發(fā)現(xiàn)Zin趨于零，即對相應(yīng)次數(shù)的諧波短路，可以起到濾除該次諧波的作用。(2.19)在微波整流電路中，影響效率的主要是基波、二次、三次以及四次諧波，假設(shè)輸入信號頻率為f，則只需要在電路中加入分別對應(yīng)頻率為f，2f，3f，4f的諧波抑制枝節(jié)，就可以濾除諧波。史密斯圓圖史密斯圓圖(Smith,chart)是一種用于傳輸線問題求解的圖表工具。由美國的PhillipSmith發(fā)明，1939年，他把輸入阻抗進行歸一化處理之后，在反射系數(shù)平面上畫成一套等值圓，用來求解傳輸線問題。史密斯圓圖有阻抗圓Z-Smith和導(dǎo)納圓Y-Smith兩種，其本質(zhì)是一樣的，只是阻抗圓中用電阻R和電抗X表示，導(dǎo)納圓中用電導(dǎo)G和電納B表示，如圖2.8所示。Smithchart的橫軸為純電阻（導(dǎo)）線，線上的每一點對應(yīng)的都是純電阻（導(dǎo)），Z-Smith圓圖阻抗零點為橫軸左端點處,代表阻抗短路點，圓圖中心Z=1，代表匹配點，而Y-Smith恰好相反，橫軸右端點為開路點。此外，Z-Smith圓圖的上半圓代表感性，下半圓代表容抗，Y-Smith也與之相反。(a)Z-Smith圓圖(b)Y-Smith圓圖圖2.8兩種史密斯圓圖借助史密斯圓圖，可以更快速地求得傳輸線的輸入阻抗，因為他們都與反射系數(shù)有所關(guān)聯(lián)。史密斯圓圖的基本原理在于上式2.16，這里將它進行歸一化處理，分式上下同時除以，式中是歸一化的負(fù)載值，。(2.19)這里Z0是特性阻抗，一般為50歐姆，因此反射系數(shù)Γ與Zin就是一一對應(yīng)的關(guān)系，結(jié)合式2.17，就能得到所需要的的傳輸線輸入阻抗了。而反射系數(shù)Γ，即S參數(shù)中的S11，可以通過ADS仿真軟件直接獲取，同時軟件中會直接將反射系數(shù)平面映射到輸入阻抗Zin平面，下面將給出其映射關(guān)系。由于阻抗一般為復(fù)數(shù)形式，這里將反射系數(shù)也改成由復(fù)數(shù)表示的形式：(2.19)這樣Zin也可以用改成復(fù)數(shù)表達(dá)形式，為了和上文的歸一化處理相配合，這里在等式的兩邊也直接同時除以Z0：(2.19)對上式進行化簡，可以得到:(2.19)ADS仿真軟件中會直接給出zin的值，只需要將其直接乘以特性阻抗Z0,就能直接得到傳輸線的輸入阻抗，這為阻抗匹配電路的設(shè)計帶來了極大的方便。阻抗匹配理論阻抗匹配技術(shù)可以減小傳輸線中信號的反射，使從源到負(fù)載的功率傳輸最大，在射頻電路中具有舉足輕重的地位。阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)一般為無源網(wǎng)絡(luò)，設(shè)置在源和負(fù)載之間，目標(biāo)為使負(fù)載阻抗和源阻抗形成共軛關(guān)系。阻抗匹配的方法主要分為兩種，一種是通過分立元件，即電容、電感進行匹配，主要用于頻率較低的電路，一般為1GHz以下；另一種是通過微帶線進行匹配，主要用于頻率較高的電路，一般為1GHz以上。利用分立元件進行阻抗匹配一般為L型匹配電路，如圖2.9所示。圖2.4L型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)網(wǎng)絡(luò)中電感電容的參數(shù)可以通過計算得到，也可以利用史密斯圓圖進行匹配，其中數(shù)學(xué)計算所得的結(jié)果較為精確，但是計算過程十分繁瑣，而利用史密斯圓圖進行匹配則較為簡單，但需要對匹配結(jié)果進行調(diào)整和修正。本章小結(jié)本章是對微波整流電路中所涉及的理論知識的介紹，包括肖特基勢壘二極管的電路模型和微波整流電路的拓?fù)漕愋?，分析了其工作方式和影響效率的主要參?shù)，并結(jié)合理論進行了初步選型。此外，還簡要介紹了電路中設(shè)計用到的傳輸線理論基本知識及應(yīng)用，以及相關(guān)工具史密斯圓圖。微波整流電路設(shè)計與仿真引言ISM頻段是由美國聯(lián)邦通信委員會定義的工作頻段，為多個國家的通信領(lǐng)域所使用。目前射頻電路常用的工作頻段主要有中心頻點為915MHz的902–928MHz頻段、中心頻點為2.45GHz的2.420–2.4835GHz頻段以及中心頻點為5.8GHz的5.725–5.875GHz頻段。本文將對915MHz頻點的微波整流電路進行主要研究，并將5.8GHz頻點的微波整流電路進行擴展研究，本章是對915MHz微波整流電路的設(shè)計、仿真和5.8GHz的原理圖仿真。設(shè)計的指標(biāo)為輸入功率容量達(dá)到30dBm，效率達(dá)到50%以上。915MHz微波整流電路設(shè)計電路拓?fù)浼岸O管選擇由第二章可知，微波整流電路拓?fù)渲饕O管整流電路、諧波抑制網(wǎng)絡(luò)和阻抗匹配三部分，其中二極管整流電路是整個拓?fù)涞暮诵暮完P(guān)鍵，因此先對整流電路進行設(shè)計。常用的微波整流電路主要有串聯(lián)、并聯(lián)和倍壓三種，根據(jù)理論分析，倍壓整流電路的效率高于串聯(lián)和并聯(lián)整流電路，下面借助ADS仿真軟件可以對這三種整流電路進行仿真試驗。由2.1節(jié)可知，肖特基二極管的串聯(lián)寄生電阻和零偏結(jié)電容是對整流效率影響最大的參數(shù)，因此要盡量選擇Rs和Cj0較小的二極管；同時為了滿足功率容量的要求，二極管的反向擊穿電壓Vbr要足夠大。這里選擇Avago公司的肖特基二極管進行仿真試驗，該公司生產(chǎn)的整流二極管由于其開啟電壓低，整流效率高，受到很多相關(guān)研究者的青睞。下表列出了幾個常用型號整流二極管的參數(shù)：表3.1常用肖特基二極管型號及參數(shù)型號VbrRsCj0HSMS280X75V30Ω1.6pFHSMS281X20V10Ω1.1pFHSMS282X15V6Ω0.7pFHSMS286X7V6Ω0.18pF由上表可知，HSMS282X系列肖特基二極管較高，和較小，符合設(shè)計的要求，下面采用該系列二極管的實際模型進行仿真試驗。在ADS中分別搭建串聯(lián)、并聯(lián)和倍壓整流電路拓?fù)?，其中仿真頻率為915MHz，負(fù)載為300Ω，如圖3.1(a)、3.1(b)和3.1(c)。圖中采用大功率S參數(shù)控件對15-32dBm范圍內(nèi)的輸入功率進行掃描，通過負(fù)載端電流表和輸出電壓計算負(fù)載所得的功率并計算效率，以獲得對應(yīng)的輸出效率曲線。(a)串聯(lián)半波整流電路(b)并聯(lián)半波整流電路(c)倍壓整流電路圖3.1不同類型整流電路仿真仿真結(jié)果如圖3.2所示，其中輸入功率單位為dBm（分貝毫瓦），是射頻電路中常用的功率單位，dBm與W的轉(zhuǎn)換關(guān)系為：(3.1)圖中三條曲線分別對應(yīng)串聯(lián)半波整流電路、并聯(lián)半波整流電路和倍壓整流電路。可以看出，串聯(lián)整流電路效率在整個輸入功率范圍內(nèi)都比較低，最高效率只有35%，達(dá)不到設(shè)計指標(biāo)的要求；并聯(lián)整流電路雖然在輸入功率較低時效率很高，但當(dāng)輸入功率達(dá)到17dBm之后始終低于倍壓整流電路，且在30dBm之后急劇下降，這是因為整流二極管已經(jīng)被擊穿，功率容量無法達(dá)到指標(biāo)要求。因此，串聯(lián)整流電路和并聯(lián)整流電路的性能均無法達(dá)到設(shè)計要求，而倍壓整流電路效率較高且功率容量較大，這里選擇倍壓整流電路來完成設(shè)計。圖3.2整流電路仿真結(jié)果在選定整流電路拓?fù)渲螅獙πぬ鼗O管的型號進行選擇，采用表3.1中的四個不同系列二極管HSMS2802、HSMS2812、HSMS2822和HSMS2862搭建結(jié)構(gòu)完全相同的倍壓整流電路并給定同樣的輸入功率和頻率，仿真得到輸出功率曲線如圖3.3所示圖3.2整流電路仿真結(jié)果從圖中可以看出在HSMS2802和HSMS2812雖然擊穿電壓較高，功率容量達(dá)到要求，但其效率明顯低于HSMS2822，這是因為他們的Rs和Cj0比較大；而HSMS2862雖然在輸入功率較低時效率很高，但是其在22dBm時已經(jīng)擊穿，達(dá)不到功率容量30dBm的要求，因此選擇HSMS2822作為后續(xù)設(shè)計使用的整流二極管。諧波抑制網(wǎng)絡(luò)設(shè)計二極管產(chǎn)生的高次諧波分量會導(dǎo)致整流管的損耗增大，輸出電壓紋波大，因此要在電路拓?fù)渲屑尤胫C波抑制網(wǎng)絡(luò)，濾除基波以及高次諧波分量。本文中采用λ/4開路枝節(jié)進行諧波抑制，ADS中的LineCalc工具提供計算線長和線寬的功能，通過計算結(jié)果如表3.2所示，其中基波對應(yīng)的頻率為915MHz，二次諧波對應(yīng)的頻率為1830MHz，三次諧波對應(yīng)的頻率為2745MHz，四次諧波對應(yīng)的頻率為3660MHz。表3.2諧波抑制網(wǎng)絡(luò)參數(shù)表線寬/mil線長/mil基波64.001918.90二次諧波64.06959.12三次諧波64.10638.87四次諧波64.15478.63根據(jù)915MHz射頻電路對介質(zhì)基片的要求，這里使用的板材是Rogers的RO4350B型號，一種適用于高頻電路的板材，其耗散因子為0.0037，介電常數(shù)為3.66。按照表3.2中參數(shù)搭建仿真電路，源阻抗和負(fù)載阻抗均選定為傳輸線的特性阻抗50Ω，在圖中MSub控件中就可以設(shè)置介質(zhì)基板的參數(shù)，這些參數(shù)從板材的數(shù)據(jù)手冊中可以得到，如圖3.3所示。圖3.3諧波抑制網(wǎng)絡(luò)仿真電路圖由于仿真電路拓?fù)渲胁缓盘栐矗恍枋褂肁DS中的S參數(shù)模型進行仿真，S參數(shù)又稱為散射參數(shù)，可以反映系統(tǒng)傳輸信號和反射信號的能力。如圖3.4所示二端口網(wǎng)絡(luò)，S參數(shù)包含S11，S21，S22，S12四個參數(shù)，其中(3.2)表示端口2匹配時端口1到端口2的正向傳輸系數(shù)，能反映諧波功率從端口1向端口2的傳輸情況，通過觀察S21參數(shù)的大小，就可以知道諧波抑制網(wǎng)絡(luò)是否發(fā)揮作用，S21參數(shù)越小，則諧波抑制網(wǎng)絡(luò)的效果越好。圖3.4S參數(shù)示意圖用S參數(shù)控件對頻率進行掃描，掃描范圍為500~4000MHz，仿真結(jié)果如圖3.5所示。從圖中標(biāo)記點數(shù)據(jù)可以看出，其中各次諧波對應(yīng)的S21都在-20dB以下，諧波抑制效果良好。圖3.5諧波抑制網(wǎng)絡(luò)仿真參數(shù)阻抗匹配為使微波信號能更加有效的從源傳送到負(fù)載，減小反射，提高微波整流電路的穩(wěn)定性，必須要在電路中插入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。由于915MHz微波整流電路頻率較低，可以采用分立元件進行匹配，在進行阻抗匹配之前，必須求得電路的輸入阻抗是多少。由于不同的負(fù)載阻抗也會影響整流電路的性能，因此需要先在30dBm的輸入功率下對10~1000Ω范圍內(nèi)的負(fù)載進行掃描，找到效率最佳的負(fù)載點。如圖3.6所示，在負(fù)載為300Ω處得到最高效率為76.5%，因此選擇負(fù)載為300Ω處進行阻抗匹配。圖3.6變負(fù)載效率曲線下面結(jié)合2.7節(jié)所述Smithchart與輸入阻抗的映射關(guān)系，用ADS中的LSSP控件對頻率進行掃描，對應(yīng)的掃描范圍為500~1500MHz，設(shè)置特性阻抗值為50Ω，求得電路在不同頻點的的S11參數(shù)及電路在915MHz處輸入阻抗。如圖3.7所示。(a)(b)圖3.7加入阻抗匹配環(huán)節(jié)前后915MHz處阻抗由圖可知，915MHz處輸入阻抗為66.2+j5.7Ω，而源阻抗為50Ω，因此需要將輸入阻抗匹配到50Ω，這里采用先串聯(lián)電容在并聯(lián)電感的方法。上文的仿真使用的都是理想電容電感，與實際情況相差較大，這里將電容和電感均替換成數(shù)值近似的Murata的實際模型，得到最終的原理圖仿真拓?fù)?，如圖3.8所示，其中阻抗匹配部分電容容值為6.2pF，電感感值為22nH，得到新的輸入阻抗如圖3.7(b)所示，十分接近50Ω。圖3.8915MHz整流電路仿真拓?fù)渲链?15MHz倍壓整流電路原理圖仿真部分已經(jīng)基本完成，通過仿真對效率和功率容量進行驗證，輸出電壓和效率的波形分別如圖3.9(a)和3.9(b)所示，3.9(a)中電壓紋波在0.35V左右，在輸出電壓的5%以下，輸出電壓比較平穩(wěn)；3.9(b)在輸入功率為33dBm時效率峰值達(dá)到78.9%，比加入諧波抑制網(wǎng)絡(luò)之前高了2.4%；在輸入功率達(dá)到33dBm時，整流效率才開始急劇下降，二極管被擊穿，因此功率容量也達(dá)到了30dBm，符合設(shè)計要求。(a)(b)圖3.9輸出電壓和效率版圖仿真由于上述仿真中元件的連接線均使用理想連接線，而實際實驗中需要使用微帶線來進行連接，且原理圖仿真中沒有考慮到微帶線之間的電磁耦合等問題，因此與實際情況相差較大，需要利用ADS中的聯(lián)合仿真功能對倍壓整流電路進行進一步的驗證。圖3.10(a)為由原理圖得到的版圖電路。將版圖電路放入原理圖文件中，再連接電容電感和倍壓二極管等元件，得到如圖3.10(b)所示的仿真電路圖。這里新加入了連接所用的微帶線，需要重新進行阻抗匹配，得到的電容容值和電感感值分別為4.7pF和12nH。(a)(b)圖3.9版圖和原理圖-版圖仿真電路由圖3.10(b)仿真所得的倍壓整流電路效率波形如圖3.11所示，輸入功率為32dBm時，效率最高為76%，比原理圖仿真下降了2.9%，電路工作狀態(tài)良好。圖3.10輸出電壓和效率5.8GHz原理圖仿真5.8GHz微波整流電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與915MHz基本相同，但是隨著頻率的增加，電路能處理的微波功率往往會更小，同時效率也會有所降低，因此電路的設(shè)計復(fù)雜度也會隨之上升。由于電路拓?fù)湓O(shè)計中采用了相同的設(shè)計方法和結(jié)構(gòu)，這里不再對電路設(shè)計步驟進行一一介紹，只對與915MHz微波整流電路設(shè)計差別較大的部分進行詳細(xì)描述。按照圖3.1搭建頻率為5.8GHz的三種微波整流電路拓?fù)?，拓?fù)渲腥赃x擇性能較優(yōu)的HSMS282X系列二極管，得到如圖3.12所示的效率曲線。與915MHz的情況明顯有所不同的是，這里倍壓整流電路的效率不再是最高的，只有10%左右，反而是單管并聯(lián)整流電路效率較高，可以達(dá)到65%。因此在5.8GHz微波整流電路拓?fù)渲胁辉偈褂帽秹赫麟娐罚沁x擇并聯(lián)單管整流電路，但是這里也存在一個問題，那就是二極管在輸入功率為25dBm時已經(jīng)擊穿，效率直線下降。圖3.12不同整流電路拓?fù)涞男时容^針對上述輸入功率容量達(dá)不到30dBm的情況，解決的方案就是在電路中加入一個直流濾波器，這里采用無限大電容和λ/4微帶枝節(jié)來設(shè)計。如圖3.13，當(dāng)電容趨于無窮大時，負(fù)載阻抗ZL趨于0，由式2.18可得，此時電路對于奇次諧波來說近似于開路，對于直流量和偶次諧波來說近似于短路。因此可以達(dá)到反射奇次諧波同時使偶次諧波通過的目的，提高微波整流電路的功率容量。圖3.13直流濾波器示意圖如圖3.14所示，即為5.8GHz微波整流電路仿真拓?fù)?，其中采?00pF的電容來代替理論中的無限大電容和λ/4微帶枝節(jié)構(gòu)成直流濾波器。諧波抑制網(wǎng)絡(luò)部分改用十字型枝節(jié)代替T字形微帶枝節(jié)，以減小電路對于信號的不連續(xù)性，同時減小電路板尺寸，降低成本。圖3.145.8GHz微波整流電路此外，由上文2.5節(jié)可知，頻率在1GHz以上的電路不能采用分立元件進行阻抗匹配，因此這里采用微帶線作為匹配電路，如圖3.14中源右側(cè)兩段微帶線。最終得到的仿真結(jié)果如圖3.14所示，其中輸入功率為31dBm時，整流效率可得61.9%，輸出電壓紋波很小，說明電路設(shè)計效果良好。(a)(b)圖3.14輸出電壓和效率本章小結(jié)本章對915MHz微波整流電路的設(shè)計和仿真做了具體介紹，包括電路拓?fù)涞倪x擇和二極管的型號選擇；抑制基波、二次諧波、三次諧波以及四次諧波的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計；阻抗匹配電路的設(shè)計和原理圖-版圖聯(lián)合仿真驗證。此外還對5.8GHz微波整流電路做了研究，總結(jié)了其與915MHz微波整流電路在設(shè)計上的不同之處。實驗驗證引言本文第二章和第三章分別介紹了微波整流電路的理論知識和設(shè)計方法，并借助ADS仿真軟件完成了原理圖仿真和版圖-原理圖聯(lián)合仿真驗證。在仿真結(jié)果性能較好的基礎(chǔ)上本章將通過對915MHz微波整流電路的的實驗測試和結(jié)果分析，進一步對前文設(shè)計的微波整流電路進行驗證，以確定其設(shè)計的合理性。實驗內(nèi)容和實驗方法根據(jù)前文分析，微波整流電路的輸入功率和負(fù)載都會對整流效率產(chǎn)生很大的影響，因此需要分別測試整流電路在不同輸入功率和不同負(fù)載阻抗下的工作情況。測試方法如圖4.1所示，由RF信號源為微波整流電路提供射頻信號，但是由于信號源的輸出功率較小，無法滿足輸入功率30dBm的要求，因此需要功率放大器對信號進行放大。功率放大器之后還需要連接定向耦合器，這里定向耦合器有兩個作用，一個是防止功率回流，影響整流電路的效果，一個是對輸入信號進行采樣，并由功率計顯示采樣信號的大小，以實時獲得整流電路的輸入功率。負(fù)載采用可調(diào)純電阻負(fù)載，利用萬用表測量阻值，由于這里輸出電壓為直流電壓，只需用萬用表測出其電壓值Vo就可以求得最終的輸出功率：(4.1)圖3.14微波整流電路測試方法圖中除萬用表以外所有的連接線均為射頻同軸線，所需要的設(shè)備及其型號如表4.1所示：表4.1測試設(shè)備及其型號設(shè)備名稱設(shè)備型號微波信號源功率放大器定向耦合器功率計萬用表其中定向耦合器采用的是貼片式定向耦合器，它的內(nèi)部是兩條位置足夠近的傳輸線，分別稱為直通線和耦合線，這樣他們之間的功率可以相互耦合。作為四端口元件，功率從定向耦合器的一端輸入，就會從輸出端口幾乎無損的輸出，而采樣端口則會采樣一個小信號進行輸出，這里使用的是采樣端口相對輸入端口衰減20dB的定向耦合器，最后一個無輸出的端口連接50Ω的貼片電阻。實驗測試與分析根據(jù)第三章仿真所得電路版圖制作微波整流電路實物，如圖5.1所示，電路中電容電感均采用Murata的貼片電感和貼片電容，負(fù)載端接0~1000Ω可調(diào)的滑動變阻器。整流電路輸入端接SMA轉(zhuǎn)接頭，用來連接定向耦合器。圖中黑色電路板即為用來承載貼片定向耦合器的印刷電路板，輸入端口、輸出端口和采樣端口都連接有SMA接頭，用以和同軸線相連。將整流電路和測試設(shè)備按照圖5.1進行接線，調(diào)節(jié)微波信號源頻率為915MHz，采用固定輸入功率調(diào)節(jié)負(fù)載的方式進行實驗測試，測試平臺如圖5.3所示。圖5.2微波整流電路樣機圖5.3微波整流電路測試平臺實驗中需要記錄定向耦合器的采樣值和電壓表的輸出電壓?？紤]到信號源和定向耦合器的輸出范圍限制以及仿真結(jié)果的變化趨勢，設(shè)置輸入功率范圍分別為30dBm、28dBm和26dBm，負(fù)載從50~600Ω變化，測得輸出電壓，計算效率并繪制曲線圖如圖5.4。圖5.4變輸入功率效率曲線由圖可知，三條分別對應(yīng)不同輸入功率的效率曲線趨勢大致相同，與仿真比較符合。在負(fù)載阻抗小于200Ω時，輸入功率為26dBm的情況，即紅色曲線效率最高；在輸入功率大于200Ω時，輸入功率為28dBm的情況，即黑色曲線效率最高，而輸入功率30dBm時的效率反而比較低。這是因為線路、SMA轉(zhuǎn)接頭中存在一定的損耗，再加上二極管實際情況與模型還是存在一定的偏差，導(dǎo)致最佳輸入功率點略有偏移。效率最高點為28dBm輸入對應(yīng)的400Ω負(fù)載處，最大效率值為73.2%，達(dá)到設(shè)計指標(biāo)的要求，電路工作性能良好。由圖5.4還可以看出，在較寬的負(fù)載阻抗范圍內(nèi)，該微波整流電路都有較高的效率，下面對其進行驗證。選定三個負(fù)載點分別為100Ω、300Ω、400Ω和600Ω，在固定負(fù)載的情況下，調(diào)節(jié)輸入功率從25~30dBm范圍內(nèi)變化，測量輸出電壓并計算效率，繪制曲線圖如圖5.5所示。圖5.4變負(fù)載效率曲線圖中藍(lán)色曲線為負(fù)載阻抗為100Ω對應(yīng)的效率，可以看出，此時效率較低，最高只能達(dá)到52%；負(fù)載為400Ω時整流電路效率最高，可達(dá)73.4%，且在300Ω和600Ω處效率也比較高，與400Ω處接近。此外，曲線變化趨勢較為平緩，在25~30dBm的輸入功率范圍內(nèi)效率變化比較小，說明該整流電路不僅效率較高，而且在較寬的輸入功率和負(fù)載阻抗范圍內(nèi)工作性能良好。本章小結(jié)本章是對微波整流電路的實驗驗證和分析。由于微波整流電路最終輸出的是直流電，因此只要測出輸出電壓就可以得到效率值，結(jié)合這一點，本章先對效率的測試和計算方法進行可闡述。實驗采用控制變量法，具體內(nèi)容包括固定輸入功率測負(fù)載-效率曲線和固定負(fù)載測輸入功率-效率曲線，最后對實驗結(jié)果進行了分析，證明設(shè)計的微波整流電路的工作性能良好。展望和設(shè)想工作總結(jié)作為能實現(xiàn)能實現(xiàn)遠(yuǎn)距離、大功率輸電的一種新型無線傳能技術(shù)，MWPT在空間供電、偏遠(yuǎn)地區(qū)特殊地形供電等領(lǐng)域具有非常廣闊的應(yīng)用前景。而微波整流電路作為MWPT的核心技術(shù)之一，其效率的提高是實現(xiàn)高效率微波無線傳能不可或缺的部分。因此，本文研究和設(shè)計了一種高效率微波整流電路，并進行了仿真和實驗測試，驗證了電路設(shè)計的合理性。本文完成的主要內(nèi)容如下：（1）查閱相關(guān)文獻(xiàn)資料，對比現(xiàn)有的各種無線傳能技術(shù)，介紹了MWPT技術(shù)的優(yōu)勢和應(yīng)用場景，同時調(diào)研了國內(nèi)外對于無線傳能技術(shù)的研究進展。最后結(jié)合發(fā)展現(xiàn)狀介紹了提高微波整流效率的幾種方法，確定了本文要研究的內(nèi)容。（2）對微