第一章緒論1.1論文的研究背景及意義隨著全球信息電子技術的發(fā)展以及經(jīng)濟的快速發(fā)展，人類對于能源的消耗不斷增加，由于過度的消耗各種資源，造成了能源危機，并且對全世界的生態(tài)環(huán)境以及社會的持續(xù)向前發(fā)展造成了威脅[1]。因此，我們必須要探尋更加綠色節(jié)能高效的能源。而開發(fā)利用更低碳經(jīng)濟的能源，離不開對各種類型的開關電源的應用[2]。開關電源通過對開關器件的正常開通時間與關斷時間進行調(diào)節(jié)與控制，使二者有一個固定的比值，以便于保證能夠輸出穩(wěn)定的電壓，從而實現(xiàn)不同功率等級下的電壓的變換，即把這個功率等級下的電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榱硪粋€功率等級下的負載端的電壓，以此來實現(xiàn)傳輸和轉(zhuǎn)化能量[3]。這種電力電子開關經(jīng)常廣泛應用于電力與通用電子技術研究領域中,利用了許多有關電力與通用電子技術的專業(yè)基礎知識和有關工作控制原理。通常利用最多的就是對脈沖寬度進行調(diào)制(PWM)的原理與技術。因為這種開關式直流電源驅(qū)動方法比較便于直接驅(qū)動實現(xiàn)對電源能量的有效轉(zhuǎn)化與再回收利用,所以得到了廣泛應用。90年代是開關電源陸續(xù)取得了一些巨大成果的時期,在這十幾年中,開關電源也實現(xiàn)了飛速發(fā)展,在各種電子電器領域，各種儀器設備以及電源等都飛速的向前邁進，取得了飛躍性的成就與進步。開關電源主要用于實現(xiàn)DC/DC，DC/AC，AC/DC，AC/AC變換，廣泛應用于各種領域以及各種場合，如自動化領域，軍工領域，醫(yī)療行業(yè)，電器及通訊設備等等[4]。隨著現(xiàn)代半導體技術以及各種新型的半導體開關元器件的應用,開關電源已經(jīng)開始朝著集成化,高頻化和微型化等方向進行發(fā)展,提高了變換器的工作效率和功率。而且開關向高頻化的發(fā)展也就更加有利于減少開關電源在體積上的增加以及其重量,有利于使得開關電源朝著小型化的方向進行。由此開關電源可以被應用于更寬的范圍和更廣闊的領域。開關電源現(xiàn)在被廣泛使用，更加促進了各種電子商品向著小型化、輕型化方向不斷發(fā)展[5]。目前開關電源發(fā)展面臨的最大的難題就是提高效率，然后應用在大功率場合。因為這個需要，出現(xiàn)了同步整流技術。同步整流技術就是在之前的傳統(tǒng)的Buck電路中，把續(xù)流二極管淘汰掉，換成了導通電阻相對比較低的MOS管,以這種MOS管作為續(xù)流導通的通路，可以很大程度上降低二極管續(xù)流時的導通損耗，同時使得變換器的轉(zhuǎn)換效率得到了明顯的提升[6-7]，同時也可以降低電力設備的電磁干擾，提高了變換器運行的可靠性。同步整流技術的最大難題在于如何實現(xiàn)驅(qū)動控制。近年來，同步整流技術廣受歡迎，適宜用在低壓、大電流的場合下，如光伏發(fā)電、分布式電源供電以及燃料蓄電池供電等應多種用場合[8]。在這些場合中，通常都是采用Buck變換器將一個直流電壓等級下的電壓降低為另一個直流電壓等級下的直流電壓，以滿足工作負載所需要的供電電源大小。雖然我們研究出了同步整流技術，但是如果使用Si材料制作電力電子器件，它存在一些難以避免的缺陷。例如：它具有較大的驅(qū)動損耗以及反向恢復損耗，在高頻的運行工作環(huán)境條件下，它受到電磁波的干擾可能會很嚴重,可能會破壞設備，影響其正常運行[9]。所以，同步整流技術也同樣面臨著怎樣降低開關損耗的問題。新型的SiCMOSFET管具有極佳的性能。應用SiC材料制成的電力電子器件能夠顯著的改善和增強電力電子設備的轉(zhuǎn)換效率、工作的頻率、功率密度、電磁干擾以及工作溫度等。SiC材料已經(jīng)成為當前最受歡迎的半導體器件材料[10]。所以，基于碳化硅的同步整流Buck變換器，具有很大的研究價值和研究意義。1.2SiC及SiC功率器件的特點如圖1-1所示，把Si和SiC兩種材料所制造而成的相關電力電子器件進行比較，SiC以及SiC功率器件具有很大的優(yōu)勢，如下表1-1所示：表1-1Si和SiC兩種材料的比較類型Si及Si功率器件SiC及SiC功率器件禁帶寬度1.12eV>3eV（3倍左右）工作環(huán)境低溫高溫飽和載流子遷移率低高開關頻率和速度慢快臨界擊穿場強小大（10倍左右）承受反壓能力低高導通損耗大小熱導率低高（2~3倍）圖1-1半導體材料SiC，GaN，Si的物理特性的比較圖SiC與SiC功率器件具有極其優(yōu)異的性能，但同時也具有一些尚未能夠克服的難題，諸如：（1）價格昂貴，大大提高設計成本；（2）暫時還沒有能夠用于硅功率器件的可承受高溫度的封裝技術，目前現(xiàn)有的可用在硅功率器件上的封裝技術，其可承受的最高溫度不超過175℃，所以不利于發(fā)揮SiC材料及SiC器件的高溫性能[11]。1.3SiC器件國內(nèi)外研究現(xiàn)狀在電力領域及電氣行業(yè)，碳化硅功率器件可以節(jié)省電量，也可以節(jié)約能源，同時可以極其有效的減小體積，所以具有很光明的前景，很受各國歡迎，各國專家們在器件的研究以及應用領域不斷的取得巨大的研究成果和很大的進步。當人們在滿足發(fā)展新型電子工業(yè)需要的同時,不斷地努力推進和深入研究各種用于生產(chǎn)碳化硅的各種新型功率元件,第一個被引入和研究推出的就是碳化硅材料的肖特基勢壘二極管（SBD），2001年英飛凌（Infineon）公司推出了第一個用于商業(yè)化的額定電壓300V到600V(16A)的產(chǎn)品，由此開始了不斷發(fā)展SiC功率器件的階段[12]。在此之后，許多著名的半導體生產(chǎn)和制造公司生產(chǎn)出許多的功能優(yōu)異的SiC器件。例如Cree公司于2002年推出了一系列額定電壓從600V到1200V(額定電流為20A)的產(chǎn)品，它們主要是被廣泛的應用于控制開關電源以及控制馬達中，同時它們也會應用在IGBT中用來作為續(xù)流二極管使用。在軍事技術上，軍方對于美國Cree公司進行大力支持和幫助，日前已經(jīng)成功開發(fā)出了額定工作電壓10KV，額定工作電流50A的SiCPIN整流器件和10KV的SiCMOSFET[13]。又比如，在德法兩國，西班牙和歐洲，在以太陽能為主要能源的逆變器中，運用了SiCMOSFET，可以獲得很高的效率，可以高達98.5%。SiC器件的普及使用，將為人類帶來很大的便捷與很高的利益，同時也有利于節(jié)約能源。由于SiC功率元件的商業(yè)化，許多專家紛紛對該類器件的特點和使用場合等進行了研究[14]。在下表1-2中，總結(jié)了現(xiàn)在在世界上較為成熟（經(jīng)典）的SiCMOSFET器件的生產(chǎn)商和他們生產(chǎn)的器件的參數(shù)。表1-2目前較為成熟的SiCMOSFET生產(chǎn)商及器件的參數(shù)生產(chǎn)商器件型號VDS/VID/A@25℃RDS(on)/mΩ@25℃CreeC2M004517017007245ROHMSCT2750NY17006750InfineonFF11MR12W1M1_B11120010011IXYSMCB60I1200TZ12009034STMCB60I1200TZ12006559實際上，在MOSFET器件的內(nèi)部是具有一個體二極管的，因此不需要再額外并聯(lián)一個二極管，這樣可以簡化電路的結(jié)構(gòu)[15]。SiC功率可以節(jié)約成本降低費用，有利于獲得更好的經(jīng)濟效益。隨著現(xiàn)代科技不斷地發(fā)展進步，SiC材料的價格將會不斷地降低，質(zhì)量會不斷上升，因此我們所能夠獲得的社會經(jīng)濟效益也會越大，它將會具備十分廣闊的應用前景。近年來,同步整流技術廣受歡迎,獲得了很大的成功，這都源于電阻值低的導通電阻的研究成果的進步。世界上許多的國家都已經(jīng)加大了對同步整流的技術的探索,如Infineon公司。該公司已經(jīng)研發(fā)出很適合用在低電壓、大電流的場合下的導通電阻為1.3mΩ的MOS管，其導通壓降甚至可以低到0.065V，比一般整流管的正向?qū)▔航狄〉枚郲16]。所以說這使得變換器的全部輸出整流功率損耗大幅度地得到減少,大幅提升了直流變換器正常工作的整流效率。我國在這個領域的研究進展相對比較落后，并不能快速的跟上其他國家，但是我們的國家大力推進發(fā)展，科學家們都很努力，為了提升我們在高新技術領域的競爭力,就必須從開關電源這一重要的關鍵技術上做出切實有效的研究和應用,增強我國在電源領域的影響力和主導地位[9]。1.4本文的主要研究內(nèi)容本文設計的電路是采用了碳化硅MOSFET管的Buck電路，其開關電源的頻率為1MHz、功率的大小為2.2kW，要求該電路能夠完成由375V的電壓下降至110V的轉(zhuǎn)換,輸出電壓要求其紋波系數(shù)不超過5%,電感流過的輸入電流要求其紋波系數(shù)不超過為30%。此外，該電路還引入電壓反饋的閉環(huán)控制方式，以保持電路的穩(wěn)定，提升電路的動態(tài)響應能力。本文的具體內(nèi)容如下：第一章首先簡要的闡述了課題的研究背景以及研究意義，SiC功率器件的優(yōu)點，然后介紹了國內(nèi)外相關課題的研究現(xiàn)狀。第二章，分析了同步整流Buck變換器的基本工作原理、三種控制方式以及三種工作模式還有交流小信號的建模；緊接著介紹了閉環(huán)控制的基本原理包括電壓型控制電路的原理。第三章，先進行了電路設計，然后計算元器件參數(shù)并選擇合適的電容電感。開環(huán)Buck主電路采用SICMOSFET代替二極管，閉環(huán)Buck電路利用電壓反饋信號進行脈沖寬度調(diào)制（PWM）以獲得所需要的驅(qū)動信號，保證該電路能夠良好的啟動。然后對電路進行了仿真實驗，包括開環(huán)Buck電路的仿真、閉環(huán)Buck電路的仿真、開環(huán)加負載干擾，閉環(huán)加負載干擾的仿真，以驗證設計是否可行且合理。第四章，在完成第三章電路仿真實驗后，通過AltiumDesigner軟件設計并繪制硬件電路的原理圖，并生成PCB圖，然后焊接完成樣機，進行了硬件電路的實驗測試，實驗內(nèi)容包括檢查電路是否可以實現(xiàn)驅(qū)動，確定電路的基礎功能，驗證了本設計的硬件電路是正確無誤的。第五章，總結(jié)與展望。

第二章基本原理及相關理論2.1BUCK電路基本原理2.1.1電路結(jié)構(gòu)和原理分析傳統(tǒng)的Buck電路的拓撲結(jié)構(gòu)如下圖2-1所示。R為純阻性負載，L為濾波電感（一種儲能電感），C為濾波電容，開關器件S通常為全控型功率器件MOSFET，續(xù)流二級管D通常用的是肖特基二極管[9]。通常使用脈沖寬度調(diào)制技術，控制開關器件S，使其開通與關斷過程具有周期性，從而得到所需要的電壓。圖2-1傳統(tǒng)的Buck電路但是當傳統(tǒng)的Buck電路工作時，其工作效率比較低，也不能實現(xiàn)大功率，因此采用了同步整流技術。（擴展）基于SICMOSFET的Buck電路利用了同步整流的相關技術原理，其電路結(jié)構(gòu)如圖2-2所示,通過采用SiCMOSFET整流開關器件來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的Buck降壓斬波電路中的續(xù)流二極管獲得,如圖2-2所示,MOS管S1是主開關管，MOS管S2是同步整流管，通過控制電路，讓其分別輸出180°互補的兩路PWM驅(qū)動信號,驅(qū)動開關MOS管S1和MOS管S2交替導通，可以提高Buck電路的工作效率同時實現(xiàn)大功率，同時在兩個開關MOS管交替的時刻必須設計一定時間的死區(qū)，可以避免兩個管子同時導通，但是為了防止開關管的損耗增加進而降低變換器的轉(zhuǎn)換效率，死區(qū)時間不能夠過長[17]。圖2-2同步整流Buck變換器如下面的圖2-3所示，該圖中代表的是當考慮了死區(qū)時間后的同步整流Buck電路的MOS管S1和MOS管S2的脈沖信號時序圖以及電感電流的波形變化情況，在正常工作時MOS管S1和MOS管S2交替導通，一個開關周期為T，開關MOS管S1導通的占空比為Don，在考慮死區(qū)時間后，開關MOS管S1關斷的占空比為Ddead，設時間ton為管子開通的時間，ton與T的比值為占空比D，即D=ton/T[18]。圖2-3MOS管S1和S2的脈沖時序圖以及電感電流的波形圖用傅里葉級數(shù)法展開上述具有周期性的矩形波VGS，可以得到 （2-1）在式（2-1）中，，，。濾波電感L可以通直流電流，阻止高頻分量通過。濾波電容C可以通過交流分量，阻止直流分量通過[19]，所以，Vin中的交流電路分量大部分都會流過濾波電容；而Vin中的直流的分量幾乎全部都要經(jīng)由負載進行流通，實驗輸出電壓Vo近似等于VC0[19]，即 (2-2)如果忽略掉元器件損耗，可得出輸入電流Iin與輸出電流Io存在如下式（2-3）的關系 (2-3)2.1.2電路調(diào)制方式利用控制電路對兩個MOS管的占空比D進行控制，我們可以將電源輸入的直流電壓Vin轉(zhuǎn)變?yōu)槲覀冃枰妮敵鲭妷篤o。開關電源的脈沖控制處理技術主要大致分為以下三種：(1)脈沖寬度調(diào)制技術(PWM)；(2)脈沖頻率調(diào)制技術(PFM)；(3)脈沖寬度和頻率的混合調(diào)制技術(PWM-PFM)，也稱為混合調(diào)制[18]。（1）PWM脈沖寬度調(diào)制脈沖寬度調(diào)制（PWM）是在維持控制電路的輸出頻率不發(fā)生變化的情況下，對輸出的電壓信號進行反饋，從而自動調(diào)節(jié)其輸出的占空比，從而使輸出電壓保持穩(wěn)定，PWM是目前應用最廣泛的一種調(diào)制技術。該開關電源具有低噪聲、高滿載效率率、可連續(xù)驅(qū)動的特點。該控制方法易于實現(xiàn)。缺點是電路效率不高。因此脈寬調(diào)制PWM更適合于滿載的情況下[20]。（2）PFM脈沖頻率調(diào)制脈沖頻率調(diào)制（PFM）電路是在保持占空比不變的情況下，控制脈沖信號的頻率隨輸入信號的變化而變化[20]。PFM本身具有靜態(tài)工作時的功耗低、響應速度快的技術優(yōu)點，但不具有限流器的工作功能，不能在CCM模式下正常工作，與PWM調(diào)制技術相比，PFM的主要的缺點是濾波比較困難（諧波的頻譜過寬）、濾波速度慢、輸出功率大、輸出功率大等。PFM相對于PWM的成本更高,控制模式也更難實現(xiàn)。（3）PWM-PFM脈沖寬度頻率調(diào)制脈沖寬度頻率調(diào)制技術又稱脈沖混合調(diào)制，它既包括了PWM控制器，又包括了PFM控制器，該控制器的優(yōu)點是可以在PWM和PFM之間進行自由切換，在負載比較大時使用PWM控制器，在負載相對較小時切換使用PFM控制器，兩種調(diào)制方式的優(yōu)點都得到了充分的利用?？紤]待機模式時，PFM-PWM開關控制電路可以實現(xiàn)達到很高的效率，但其缺點是調(diào)制方法比PWM和PFM復雜，設計實現(xiàn)困難[21]。本文選用PWM脈沖寬度調(diào)制技術。主要原因在于PWM控制方法比PFM和PWM-PFM實現(xiàn)起來更加的容易。同時在這種信號調(diào)制的方式下，紋波電壓相對會較小，而且會得到固定的開關頻率，輸出電壓的諧波分量的頻率也是固定的，因而可以相對輕松的設計出濾波器，有利于消除噪聲，有利于消除開關過程中產(chǎn)生的電磁干擾的影響。2.1.3電路工作模式Buck電路的電感電流有以下三種工作模式：（1）連續(xù)導通模式（CCM）（2）斷續(xù)導通模式（DCM）（3）臨界連續(xù)導通模式（BCM）。在連續(xù)導通模式（CCM）工作時，在一個完整的開關周期內(nèi)，電感電流一直都是大于0的，不會降為0。在斷續(xù)導通的模式（DCM）下，在一個開關周期內(nèi)，電感電流會降低到等于0，而在臨界連續(xù)導通的模式（BCM）時，一旦檢測到電感上的電流為0，功率開關器件立即閉合[22]。（1）連續(xù)導通模式（CCM）在這樣的工作模式下，在一個開關周期內(nèi)，電感的輸出電流始終大于0。在每一個開關周期T內(nèi)均表示為同樣的兩個開關狀態(tài)，分別表示為：MOS管S1開通時間段即0-ton時間段：t=0-ton時，開關MOS管S1導通，MOS管S2關斷，此時的等效電路的原理框圖如下面的圖2-4所示。圖2-4CCM模式0-ton期間的等效電路圖在此期間內(nèi)，給定一個輸入的直流電壓Vin，它將會對濾波電感L進行一次充電，流經(jīng)這個電感的電流iL也將由此逐漸上升；而當t=ton時，電流值會達到最大值。如果規(guī)定在MOS管S1的導通持續(xù)時間0-ton內(nèi)，電感L電流的改變量為ΔIL+=ILmax-ILmin,且將電容兩端的電壓近似地看成不變的Vo，則由此可以推得電感L兩端的電壓UL如下式（2-4） (2-4)在上式中，ΔIL是以（Vin-Vo）/L這個值的大小為斜率，隨時間上升的，同時也可得出，在上式中，在0-ton時間段內(nèi)，電感L的電流值iL的變化量即增加量ΔIL+如下式（2-5）。 （2-5）(b)MOS管S2開通即ton-toff時間段：t=ton-toff時，開關MOS管S2導通，MOS管S1關斷，此時的等效電路圖如下圖2-5所示。在此期間內(nèi)，電感兩端的電壓值會瞬間轉(zhuǎn)換為-Vo，電流流經(jīng)電感L進行放電，流經(jīng)電感L的電流值iL將因此逐漸下降，當t=T時，流經(jīng)電感L的電流值會達到最低值。如果規(guī)定在MOS管S2導通的時間段內(nèi)，電感L上流過的電流減少量為ΔIL-=ILmax-ILmin=ΔIL+,在ton-toff時間段，電感L兩端的電壓UL如下式（2-6），電感電流的減小量ΔIL-如下式（2-7）。 (2-6) (2-7)在上式中，ΔIL是以斜率-Vo/L的大小為斜率隨時間減小的。圖2-6所示是電路在CCM工作模式下開通和關斷期間的相關量的工作波形圖。在穩(wěn)態(tài)工作的情況下，ΔIL+=ΔIL-，記作ΔiL,電感上流過的電流IL的平均值和輸出電流Io是相等的,濾波電容兩端的電壓等于輸出電壓VO,即 (2-8) (2-9) (2-10) (2-11)圖2-5CCM模式ton-toff期間的等效電路圖圖2-6CCM模式時的相關波形變化（2）斷續(xù)導通模式（DCM）在電感電流斷續(xù)導通時，在控制開關的每個工作周期內(nèi),電感的電流就可能會達到0。在每一個開關周期T內(nèi)包含三種開關狀態(tài)，分別為：（a）MOS管S1開通即0-ton時間段：狀態(tài)和電路在CCM模式下工作時的狀態(tài)相同，但是在DCM模式下，電感電流的最小值會直接達到0。MOS管S1導通，電感電流iL的值和CCM模式時相同，也就是從0一直變?yōu)樽畲笾?，等效電路圖和CCM模式下的等效電路圖2-4相同。（b）MOS管S2開通即ton-toff1時間段：狀態(tài)和電路工作在CCM模式下相同，但是在DCM模式下，電感電流的最小值等于0。MOS管S1關斷，MOS管S2開通，iL的值將從最大值減小到等于0，等效電路圖和CCM模式下的等效電路圖2-5是一樣的。（c）MOS管均關斷時間段toff1-toff2時間段：MOS管S1和S2均處于關斷狀態(tài)，在此期間電流iL一直等于0，電容給負載供電，等效電路的結(jié)構(gòu)圖如下圖2-7所示。圖2-8所示是電路在DCM模式下的各相關量的工作波形圖。在達到穩(wěn)態(tài)時，由ΔIL+=ΔIL-可得， （2-12）令 （2-13） （2-14）又當電感電流iL斷續(xù)時,也有IL=Io,濾波電容兩端的電壓等于輸出電壓Vo,即 （2-15）代入ΔIL=(Vin-Vo)DT/L，整理可得 （2-16）式中，時間常數(shù)τL=L/RT。圖2-7DCM模式下toff1-toff2期間的等效電路結(jié)構(gòu)圖（3）臨界連續(xù)導通模式（BCM）在BCM模式下，在每一個開關周期T內(nèi)都會包含兩種開關的狀態(tài)，這兩種開關狀態(tài)與CCM模式下兩種開關的工作狀態(tài)相同，只是在BCM模式下，電感電流的最小值是0。如下圖2-9所示，為電感電流iL的波形。在CCM和DCM的臨界狀態(tài)下，即T時刻，電流降為0.圖2-8DCM模式下的相關波形變化圖2-9BCM模式下的電感電壓與電流波形變化峰值電流ILmax是電感均值電流IL的2倍，即 （2-17）對于一個理想的Buck電路，它的輸入功率Pin和輸出功率Pout可以視為是相等的，即（2-18）把式（2-17）的IL，還有D=Vo/Vin代入式（2-18），整理和化簡得 （2-19）該電感就是臨界電感。此時，Vo=VinD。、輸出電流Io與電感電流IL的關系為 （2-20） （2-21）電感在臨界連續(xù)導通時的輸出電流Io為 （2-22）2.1.4交流小信號建模本文的設計選取電感電流的工作模式為連續(xù)導通模式（CCM）,分析可得，同步整流Buck變換器具有兩種穩(wěn)態(tài)。第一種穩(wěn)態(tài)：S1導通，S2關斷，電感L充電，等效電路圖如上圖2-4所示： （2-23）第二種穩(wěn)態(tài)：S2導通，S1關斷，電感L放電，等效電路圖如上圖2-5所示： （2-24）設置占空比Don(t): (2-25)由上面的三個公式可求得： （2-26）由于直流分量+交流小信號分量=穩(wěn)態(tài)變量，（亦即穩(wěn)態(tài)量+擾動=變量），且有直流分量是遠遠比交流小信號大的，所以必須同時具備： （2-27）結(jié)合上式（2-26）和（2-27），可列出變換器使用了小信號擾動之后的方程： （2-28）根據(jù)上式，計算得到直流分量的方程如下： （2-29）根據(jù)上式，計算得到交流分量小信號方程如下： （2-30）把二次項忽略之后，對上式通過拉氏變換即可得到： （2-31）最后可得出CCM模式下的傳遞函數(shù)： （2-32） (2-33）2.2閉環(huán)控制基本原理有時候電路的工作可能會受到輸入電壓以及負載等因素的影響而發(fā)生波動。本設計中為了保持Buck降壓電路的輸出電壓值或者是電感流過的電流值的穩(wěn)定，往往必須要使用一些控制方法來調(diào)節(jié)MOS管的驅(qū)動脈沖寬度（PWM）或驅(qū)動脈沖頻率(PFM)，所以采用了閉環(huán)控制的方法。閉環(huán)控制是把系統(tǒng)的輸出量通過反饋通道反饋到輸入端，與輸入量進行比較，將比較量施加于系統(tǒng)，影響正向通道，使控制系統(tǒng)偏差不會過大。閉環(huán)控制通常采用負反饋的控制方式，所以也叫反饋控制[23]。閉環(huán)控制系統(tǒng)，主要是由控制部分和被控部分兩部分組成的。控制部分的作用為先接受輸入量和反饋信號，然后對被控部分進行控制，被控部分的作用為接收控制部分發(fā)出的控制信號，然后發(fā)出相應的反饋信號，在前者的控制下，完成被控運動[24]。如圖2-10所示，表示了閉環(huán)控制系統(tǒng)的較為簡潔的一個原理框圖，其中G(s)表示前向通道的開環(huán)傳遞函數(shù)，H(s)表示反饋通道的反饋傳遞函數(shù)，可知整個完整的系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)是G(s)H(s)，整個系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)是G(s)/(1+G(s)H(s))[25]。圖2-10閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖閉環(huán)控制常用的方法有電壓型控制方法，電流興控制方法等。本設計采用電壓型控制方法。圖2-11所示是電壓型控制方法的原理框圖。電壓型控制電路將輸出電壓Vo與參考電壓uref進行比較，得到二者之差即電壓誤差ubuck，，經(jīng)過PI控制器進行誤差放大，將放大信號進行PWM調(diào)制，可以得到輸出波形的占空比，產(chǎn)生脈沖信號進而可以驅(qū)動開關管S1、S2交替導通工作[26]。電壓型控制電路的控制方法比較簡單容易，成本較低，因此在補償電路較為簡單時被廣泛的應用[9]。圖2-11電壓型控制方法的原理框圖2.3本章小結(jié)本章首先詳細的介紹了傳統(tǒng)的Buck電路和同步整流Buck變換器的基本工作原理、電路的三種調(diào)制方式，三種工作模式以及對同步整流Buck變換器進行交流小信號建模。接下來又介紹了為使變換器能夠穩(wěn)定可靠工作而采用的閉環(huán)控制電路的原理，為下文仿真電路設計的補償網(wǎng)絡做鋪墊。

第三章電路設計及仿真3.1總體方案設計本文所設計的同步整流Buck變換器，其仿真電路的相關參數(shù)如表3-1所示。表3-1Buck仿真設計電路的相關參數(shù)參數(shù)大小參數(shù)大小輸入電壓/V375輸出電壓/V110紋波電壓/V5%紋波電流/A30%功率/KW2.2開關頻率/kHz1000輸出電流/A20開關周期/S10-6在主電路中要選擇合適的元器件參數(shù)以滿足設計電路的要求。為了使電路保持穩(wěn)定，當加入擾動時也能夠正常穩(wěn)定的工作，選取的閉環(huán)控制方式為電壓型控制方式。將輸出電壓VO與參考電壓uref(在本文中為110V)進行比較，得到二者之差即電壓誤差ubuck，經(jīng)過PI控制器進行誤差放大，將放大信號進行PWM調(diào)制，可以得到輸出波形的占空比，產(chǎn)生脈沖信號進而可以驅(qū)動開關管S1、S2交替導通工作。3.2主電路參數(shù)設計根據(jù)圖2-2的同步整流Buck變換器的電路圖設計主電路的元器件參數(shù)，選擇電路工作在CCM電感電流連續(xù)導通模式。負載電阻為2.2Ω。設計濾波電感L濾波電感上流過的電流的波形iL如下圖3-1所示圖3-1在CCM模下時電感電流的波形分析可知，在一個完整的開關周期內(nèi)的電感電流的變化值為（3-1）在本設計中，輸出電壓Vo要求為110V，輸出電流IO要求為20A，紋波電流要求不超過30%，可計算得出占空比D為0.2933，開關周期T為10-6S，關斷時間Toff=（1-D）T=（1-0.2933）×10-6=0.707×10-6S，紋波電流△iL≤30%IO=30%×20=6A,所以由式（3-1）可以計算得到：濾波電感L的大小為22μH。設計濾波電容C流經(jīng)濾波電容的電流，在一個完整的開關周期內(nèi)，其平均值是等于零的。在半個開關周期時間內(nèi)電容充放電的電荷量可以用圖（2-6）中畫的陰影面積來表示，即（3-2）由濾波電容所引起的紋波電壓的大小為 (3-3）因為有ΔIL+=ΔIL，將第二章中式（2-5）ΔIL+代入上式（3-3）可得輸出電壓紋波大小為 (3-4)因為要求紋波電壓不超出輸出電壓Vo的5%，所以可以計算得到紋波電壓大小為ΔVo=5%×Vo=5.5V，紋波電流ΔiL=30%Io=6A，頻率f為1MHZ，把這些值帶入公式（3-4）可以計算出濾波電容C的值為2.43μF。理論上是這樣計算的，實際上，電容本身并不是一個理想的純電容，由于它本身等效后是具有串聯(lián)電阻Req和串聯(lián)電感Leq的，雖然一般可以忽略等效串聯(lián)電感，但等效串聯(lián)電阻Req是不能忽略的，這導致了電容C及其等效串聯(lián)電阻Req共同決定輸出電壓的紋波大小。而與濾波電容C串聯(lián)的等效電阻Req大小計算方法如下：Req=ΔVO/ΔiL=5.5/6=0.917Ω，取值為1Ω。查資料可得鋁電解電容的RC值為50×10-6到80×10-6范圍內(nèi)；取其平均值即RC為65×10-6，由于R=1Ω，則C=65uF。我們可以通過分析計算得到輸出電壓的紋波分量。紋波電壓的大小為 (3-5)可以計算得出Vcr=0.0115V，遠小于5.5V。所以，輸出電壓的紋波主要是由等效串聯(lián)電阻Req決定的。3.3仿真電路實現(xiàn)在Matlab軟件中，打開Simulink環(huán)境，依據(jù)設計的參數(shù)搭建變換器的仿真模型。仿真電路具體如下圖所示，圖3-2為開環(huán)Buck電路，圖3-3為閉環(huán)Buck電路，圖3-4為加負載干擾的電路設計。仿真步長設置為1e-9s，相圖模塊采樣時間為1e-6s，橫坐標為電容電壓，其最大最小值為0和200，縱坐標為電感電流，其最大最小值為0和100。輸入電壓設置為375V，輸出電壓為110V，儲能電感值為250uH，濾波電容值為22uF，負載電阻為2.2Ω。如圖3-2所示的開環(huán)電路中，Pulse模塊產(chǎn)生脈沖寬度固定為29.4%的方波脈沖信號，用于驅(qū)動開關管S1、S2交替導通工作，進而得到所需要的輸出電壓。圖3-2開環(huán)Buck電路如圖3-3所示的閉環(huán)電路中，為了使電路保持穩(wěn)定，選取的閉環(huán)控制方式為電壓型控制方式。將輸出電壓VO與參考電壓uref通過SUM比較，得到二者之差即電壓誤差ubuck，經(jīng)過PI控制器進行誤差放大，將放大信號進行PWM調(diào)制，可以得到輸出波形的占空比，產(chǎn)生脈沖信號進而可以驅(qū)動開關管S1、S2交替導通工作，進而得到所需要的輸出電壓。圖3-3閉環(huán)Buck電路圖3-4開環(huán)加負載干擾的電路設計如圖3-4所示的開環(huán)電路加負載干擾的電路中，在輸出測加不同的純阻性負載，并利用STEP設置加入負載的時間。閉環(huán)電路加負載干擾方法一樣，如圖3-5。圖3-5閉環(huán)加負載干擾的電路設計3.4電路仿真及分析在前面的內(nèi)容中，分析了Buck電路和閉環(huán)控制的基本原理、設計了仿真電路、完成主電路的元器件參數(shù)的設計，接下來將進行電路的仿真，驗證設計是否可行，是否合理。3.4.1開環(huán)Buck電路仿真圖3-5為在開環(huán)情況下進行電路的仿真時測得的有關量的波形圖：依次代表了功率MOS管S1和S2的驅(qū)動脈沖波形以及輸出電壓Vo的波形，濾波電感的電流iL的波形圖。從圖3-5中可以大致觀察出電路從剛開始的暫態(tài)過程到最終達到穩(wěn)態(tài)過程時的相關電壓電流的變化情況。開環(huán)Buck電路中的輸出電壓與電感電流的直流分量與紋波分量，分析結(jié)果如下：（1）輸出電壓直流分量Vo圖3-6表示開環(huán)電路達到穩(wěn)態(tài)過程后的相關波形圖。當把輸入電壓Vin設置為375V，驅(qū)動信號的占空比設置為29.33%時，得到的輸出電壓在理想情況下應該是110V，但是實際觀察到的輸出電壓Vo穩(wěn)態(tài)值約為108.4V。原因是實際給MOS管S1、S2施加的驅(qū)動信號與所施加的Vgs信號是有差別的，正如圖3-7所示Vgs波形與Vds波形，可以明顯的看出，開關管的漏源電壓Vds落后于驅(qū)動電壓Vgs變化，原因是驅(qū)動電壓是理想的驅(qū)動，而開關器件是非理想模型。圖3-5開環(huán)Buck電路仿真的相關波形圖圖3-6開環(huán)Buck電路達到穩(wěn)態(tài)時的相關波形（b）圖3-7Vgs與Vds波形（2）輸出電壓紋波分量利用Matlab的cursormeasurements功能并結(jié)合波形圖3-8可知，輸出電壓紋波為0V，比設計值0.11V低，滿足設計要求。（3）電感電流直流分量由圖3-6可得，電感電流直流分量為49.12A。結(jié)合上面的分析，由于柵源極驅(qū)動電壓是理想的驅(qū)動，而開關器件是非理想模型，所以它的占空比與理想的驅(qū)動信號的占空比不一樣，影響了輸出電壓和輸出電流，將電路輸出電壓108.4V除以負載電阻2.2Ω計算得到，電流為49.27A，與49.12極為接近。圖3-8紋波電壓（4）電感電流紋波分量由圖3-9電感電流的紋波為0.2A，滿足設計的要求，這是由于選擇了合適的電感值。圖3-9紋波電流3.4.2閉環(huán)Buck電路仿真圖3-10是閉環(huán)仿真的相關波形圖；依次為功率管S1和S2驅(qū)動脈沖以及輸出電壓VO的波形，濾波電感電流iL波形圖。從圖3-10可以大致觀察出閉環(huán)電路從剛開始的暫態(tài)過程到最終達到穩(wěn)態(tài)過程時的相關電壓電流的變化情況。閉環(huán)Buck電路中的輸出電壓與電感電流的直流分量與紋波分量，分析結(jié)果如下：（1）輸出電壓直流分量圖3-11表示閉環(huán)電路達到穩(wěn)態(tài)過程的相關量的波形圖。結(jié)合波形圖并利用cur-sormeasurements功能，可觀察出輸出電壓的直流分量為109V。（2）輸出電壓紋波分量如圖3-12，輸出電壓的紋波分量約為0V，若紋波電壓大，可增大濾波電容。（3）電感電流直流分量由圖3-11可知，電感電流穩(wěn)態(tài)值大約為53.6A，比49.27A大，這是因為設計時把電路當做理想電路來分析，但實際并不是完全理想的電路。（4）電感電流紋波分量電感紋波電流為0.3A，小于6A，合乎要求。圖3-10閉環(huán)Buck電路仿真的相關波形圖圖3-11閉環(huán)Buck達到穩(wěn)態(tài)時的相關波形圖圖3-12紋波電壓圖3-13紋波電流3.4.3補償網(wǎng)絡的驗證加負載進行擾動測試，對Buck電路的性能進行對比:給Buck電路施加負載擾動，并設置擾動加入時間，如表3-2所示：表3-2加入負載擾動情況時間t/ms負載電阻RL/Ω220350475施加負載擾動后電路的性能參數(shù)如表3-3所示：表3-3加入負載擾動時電路的性能參數(shù)負載電阻RL/Ω開環(huán)閉環(huán)過渡時間ΔT/μs電壓變化ΔV/V過渡時間ΔT/μs電壓變化ΔV/V20364.5916.03117.0875.98650402.6942.94315.7692.64475394.7991.8216.0081.749開環(huán)Buck電路施加負載擾動后的電壓波形的變化如圖3-14所示，閉環(huán)Buck電路施加負載擾動后的電壓波形的變化如圖3-15所示：圖3-14開環(huán)Buck電路加入負載擾動后輸出電壓的波形圖圖3-15閉環(huán)Buck電路加入負載擾動后輸出電壓的波形圖從上面的圖及表可觀察出，引入閉環(huán)控制后，在加入負載擾動時，輸出電壓的變化明顯比開環(huán)下電壓變化量小，電壓波動不大，且負載電阻越大，電壓波動越小。從圖中還可看出，加入負載擾動時，閉環(huán)系統(tǒng)的動態(tài)響應能力并不是十分的好，這主要是因為本設計采用的反饋為簡單的電壓反饋，電壓反饋對于負載擾動的調(diào)節(jié)效果并不是十分的明顯，比電壓電流控制方式以及峰值電流控制方式調(diào)節(jié)效果要差一些。3.5本章小結(jié)本章首先根據(jù)同步整流Buck變換器的設計要求，對電路中濾波電感、電容等參數(shù)進行設計，然后設計出仿真電路，利用Matlab仿真軟件，實現(xiàn)了開環(huán)Buck電路和閉環(huán)Buck電路的仿真驗證，同時也驗證了加入負載擾動時的補償網(wǎng)絡效果，驗證出所設計的電路是正確合理的。

第四章樣機的制作前面的章節(jié)利用Matlab進行電路設計、參數(shù)的確定、仿真實驗（理想情況），本章將運用AltiumDesigner軟件完成Buck變換器主電路，控制電路，采樣電路等的原理圖的設計與繪制并完成PCB圖，完成電路的焊接工作以及對樣機進行實驗測試。在繪制電路板的過程中，其原理圖同進行電路仿真實驗時的原理圖有些差別，并不是同一個電路，因此要對已經(jīng)設計完成的仿真電路進行調(diào)整。例如，在AltiumDesigner中繪制原理圖時，需要用零歐姆的電阻將模擬地GND和數(shù)字地SGND連接起來[25]，以減少地回路的相互干擾，實現(xiàn)消除兩地的電壓差，同時阻止了電荷的積累。這主要是因為仿真電路是在理想情況下進行的，而硬件電路要進行實物測試。4.1硬件電路設計硬件電路由主電路、采樣電路、控制電路、驅(qū)動電路、和電源電路等其它輔助電路構(gòu)成。4.1.1主電路1.電路簡介主電路如圖4-1所示，按照同步整流Buck電路的拓撲結(jié)構(gòu)如上圖2-2進行搭建并修改。CON1和CON3兩端接電源，CON2和CON4兩端接負載，L1為濾波電感，C1,C2為濾波電容，開關器件Q1，Q2為MOSFET管，選用DF23MR12W1M1。P1-P10均為測試點，VL+,VL-接采樣電路。圖4-1主電路原理圖2.器件選型開關器件MOSFET選用2個DF23MR12W1M1,該器件為碳化硅MOSFET模塊。碳化硅MOSFET模塊的外觀如下面圖中4-2所示，碳化硅MOSFET模塊的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如下面圖中4-3所示。如圖4-3所示，DF203MR12W1M1模塊內(nèi)部有一熱敏電阻，連接Tref端子，進行溫度控制。同時含有體二極管和寄生二極管。耐壓為1200V,可承受的最大電流為50A。閾值電壓VGS(th)典型值為4.5V,最大值和最小值分別為5.55V和3.45V。圖4-2器件外觀圖4-3內(nèi)部結(jié)構(gòu)導通電阻RDSon典型值為45.0m，59.0m，66.0m。開通損耗Eon典型值0.222mJ,0.227mJ,0.22mJ。關斷損耗Eoff典型值0.045mJ,0.045mJ,0.04mJ。這種器件可應用于太陽能發(fā)電，它的電氣特性如下：（1）它具有第5代CoolSiCTM肖特基二極管；（2）它具有高電流密度；（3）本身設計有低電感（4）它具有低開關損耗。它的機械特性如下：（1）集成NTC溫度傳感器；（2）使用壓裝接觸技術；（3）由于集成安裝夾，所以具有堅固的安裝。4.1.2采樣電路圖4-4采樣電路原理圖電路簡介采樣電路如上圖4-4所示，VL+,VL-與主電路連接，實現(xiàn)電壓信號的采集，采集的信號通過電壓霍爾傳感器LV-25P，經(jīng)過Uref2進行與32單片機的連接，從而接入控制電路。器件選型電壓霍爾傳感器選擇型號為LV-25P的器件。該器件常用于當一次回路同二次回路之間有電流的分離現(xiàn)象時的電子電流的測量，例如直流電流，交流電流以及脈沖電流等。它利用了是霍爾效應的工作原理，同時采用閉環(huán)(補償)原理。該器件的使用原則為：測量電壓時會相應的產(chǎn)生一個電流，該電流與被測電壓有一個正比例關系，要求必須使用一個外部電阻R1，與LV-25P電壓傳感器電路相互串聯(lián)就可得到圖4-10的采樣電路，該電阻大小由用戶決定。該器件具有如下優(yōu)勢：（1）良好的精度；（2）線性度比較良好；（3）熱漂移低（4）響應的時間比較短；（5）帶寬高；（6）有較強的抵御外界的干擾的能力；（7）共模干擾比較小。常應用于：1)AC情況下的變速驅(qū)動；2）使用直流電機實現(xiàn)驅(qū)動，然后完成靜態(tài)轉(zhuǎn)換器的實現(xiàn)；3）供應電池的應用；4）UPS(UninterruptiblePowerSupplies)；5）伺服電機驅(qū)動等。其電氣參數(shù)如下表4-1和4-2所示：表4-1LV-25P電氣參數(shù)參數(shù)數(shù)值IPN原邊額定電流的有效值10mAIPM原邊電流的測量范圍0…±14mAISN副邊額定有效值電流25mAKN轉(zhuǎn)換率2500:1000UC電源電壓(±5%)±15VIC電流消耗10(@±15)+ISmAUd電壓有效值（用于交流絕緣檢測）50Hz,1分鐘2.5kV表4-2LV-25P電氣參數(shù)RM測量電阻RMminRMmax單位@±10mAmax100350@±14mAmax1001904.1.3控制電路圖4-5單片機STM32F103C8T6原理圖電路簡介控制電路利用型號為STM32F103C8T6的32單片機進行控制。如圖4-5所示為其原理圖，如下圖4-6所示為其核心板的尺寸。器件特性STM32F103C8T6核心板的內(nèi)核基于ARMCortex-M3，大小為32位，工作頻率最高可達72MHz，存儲器包括64K或128K字節(jié)的閃存型程序存儲器和高達20K字節(jié)的SRAM。STM32F103C8T6的功耗非常低，有三種不同工作模式。擁有一個可為RTC和備份寄存器進行臨時供電的專用電源VBAT，兩個高精度12位AD轉(zhuǎn)換器，僅用短短1μs就可實現(xiàn)AD轉(zhuǎn)換。具備7個不同功能的定時器，其中包括3個16位定時器，每個定時器具有多達4個通道，可作為PWM信號的輸入端；1個16位且?guī)绤^(qū)的高級PWM控制定時器，可滿足電機控制所需的各種功能；兩個watchtimer電路和一個定時器系統(tǒng)本身自帶的24位自遞減型計數(shù)器。圖4-6核心板尺寸圖4.1.4驅(qū)動電路圖4-7驅(qū)動電路原理圖電路簡介驅(qū)動電路的原理圖如上圖4-7所示，E1，E2是驅(qū)動芯片，選用1EDC20H12AH驅(qū)動芯片，將PWM調(diào)制波經(jīng)過驅(qū)動芯片后得到驅(qū)動信號，對開關器件進行驅(qū)動。器件選型1EDC20H12AH是寬體封裝的單通道IGBT柵極驅(qū)動IC芯片，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如下圖4-8所示，其引腳配置如表4-3所示。具有如下特征：它是單通道隔離IGBT驅(qū)動器，可用于600V/650V/1200V的IGBT、MOSFET和SiCMOSFET，輸出的典型峰值電流達到了10A，有獨立的源，無芯變壓器驅(qū)動器通過電隔離，輸入電壓的工作范圍寬，適合在高環(huán)境溫度下運行，根據(jù)UL1577認證，絕緣測試電壓為VISO=3000V，持續(xù)1s?？蓱糜陔姍C的驅(qū)動等。圖4-81EDC20H12AH芯片典型應用原理圖表4-31EDC20H12AH引腳配置引腳編號名稱功能1VCC1正邏輯電源2IN+非反轉(zhuǎn)驅(qū)動器輸入（高電平有效）3IN-驅(qū)動器反向輸入（低電平有效）4GND1邏輯地5GND2電源接地6VCC2電源正輸出側(cè)7OUT+驅(qū)動源輸出8OUT-驅(qū)動接收器輸出圖4-9單極供電應用實例參考上圖4-9單極供電應用實例，可繪制采樣電路原理圖。對于單極電源，驅(qū)動器通常需要在VCC2處提供15V大小的正壓。驅(qū)動信號高低電平輸入閾值隨VCC1的變化曲線如圖4-10所示，其中高電平閾值隨VCC1的變化曲線為綠色曲線，低電平閾值隨VCC1變化的曲線為紅色曲線，例如，當VCC1為5V時，輸入驅(qū)動電路的信號大于3.5V時就為高電平，小于1.5V時就為低電平。而STM32單片機的輸出電壓最大為3.3V[31]，在VCC1為5V時，STM輸出的信號都被當做低電平，無法實現(xiàn)PWM控制，因此，本設計將VCC1設置為3.3V，由圖中曲線可知，當VCC1為3.3V時，輸入驅(qū)動電路的信號大于2.31V時為高電平，小于0.99V時為低電平，此時STM輸出的信號都被當高電平，可以實現(xiàn)PWM控制。圖4-10VCC1按比例輸入IN+和IN-的閾值電壓4.1.5其它電路穩(wěn)壓電路如下圖4-11所示，選用AMS117穩(wěn)壓芯片，可以實現(xiàn)5V到3.3V的轉(zhuǎn)換；外部電源電路如下圖4-12所示，選擇±15V的電源給電路供電；插座電路如下圖4-13所示，插座為牛角座；15V變5V開關電壓調(diào)節(jié)電路如下圖4-14所示，選擇的開關電壓調(diào)節(jié)器為LM2596；隔離電路如下圖4-15所示,選擇的隔離芯片為ISE1515A。圖4-11穩(wěn)壓電路原理圖圖4-12外部供電電源原理圖圖4-13插座電路原理圖圖4-14開關電壓調(diào)節(jié)電路原理圖圖4-15隔離電路原理圖4.1.6硬件電路如圖4-16和4-17所示為功率電路原理圖和PCB圖，實驗中將功率電路及采樣電路制作在一個PCB板上，如圖4-18和4-19所示為驅(qū)動控制電路原理圖，將控制、驅(qū)動及電源等電路制作在一個PCB板上。圖4-16功率電路原理圖圖4-17功率電路PCB圖圖4-18驅(qū)動電路及控制電路原理圖圖4-19驅(qū)動電路及控制電路PCB圖進行電路板的焊接并測試，焊接后的電路板如圖4-20所示。圖4-20焊接完成的電路板4.2電路的測試在樣機制作完成之后，需要對焊接完成的硬件電路性能與正確性做測試實驗。搭建完成的完整的測試平臺如圖4-21所示：主要包括直流電源、信號發(fā)生器、示波器、電路板、單片機、PC機、散熱器等。圖4-21測試平臺為驗證本設計Buck變換器的實用性，設計了相應的Buck變換器硬件電路，硬件電路分為兩大部分，一部分為控制、驅(qū)動及電源電路，另一部分為功率及采樣電路。驅(qū)控電路的實物圖如圖4-22所示，接線端子連接一個220V交流轉(zhuǎn)±15V直流的開關電源，來給整個Buck變換器的控制器，驅(qū)動芯片，傳感器等提供電能。要用開環(huán)閉環(huán)兩種控制方式驗證電路的正確性。功率及采樣電路的實物圖如圖4-23所示，為測試采樣電路是否工作正常，將一個0-30V輸出電壓可調(diào)的直流穩(wěn)壓電源接到電壓霍爾傳感器LV的電壓輸入端，不斷改變穩(wěn)壓電源輸出電壓的值，可得到對應的傳感器輸出端電壓信號與電感電流信號波形。圖4-22驅(qū)控電路的實物圖圖4-23功率及采樣電路的實物圖利用信號發(fā)生器，將一個脈寬為29.4%，幅值為3.3V，頻率為10kHz的方波信號輸入到STM32核心板對應的PWM端，來作為驅(qū)動芯片的信號輸入，牛角座對應的驅(qū)動信號輸出端信號如圖4-23所示，可以看到，驅(qū)動電路將輸入的3.3V開通控制信號變?yōu)?5V的開通驅(qū)動信號，0V的關斷信號依舊是0V，說明驅(qū)動電路設計正確。圖4-23驅(qū)動信號不斷改變穩(wěn)壓電源輸出電壓的值，調(diào)節(jié)輸入電壓從0-30V變化，對應的傳感器輸出端電壓信號與電感電流信號波形如圖4-24(a)-(d)所示，黃色表示輸出電壓，綠色表示電感電流，可以觀察到兩者與輸入電壓呈現(xiàn)相當好的線性關系。當輸入電壓為25V，占空比為29.4%，開關頻率為10kHz時，輸出電壓波形如圖4-24（a）所示，有效值約為6.71V，說明所設計的硬件電路可實現(xiàn)降壓的目的，其中由于探頭原因有大量毛刺出現(xiàn)，理論上Buck電路在25V輸入，29.4%占空比下應輸出7.35直流電，而實際電路中由于功率管本身具有一定的導通阻抗，線路中的連接線、電感等也同樣具有阻抗，因此輸出電壓未能輸出7.35V。當輸入電壓為20V，占空比為29.4%，開關頻率為10kHz時，輸出電壓波形如圖4-24（b）所示，有效值約為5.13V，說明所設計的硬件電路可實現(xiàn)降壓的目的，其中由于探頭原因有大量毛刺出現(xiàn)，理論上Buck電路在20V輸入，29.4%占空比下應輸出5.88V直流電，而實際電路中由于功率管本身具有一定的導通阻抗，線路中的連接線、電感等也同樣具有阻抗，因此輸出電壓未能輸出5.88V。當輸入電壓為15V，占空比為29.4%，開關頻率為10kHz時，輸出電壓波形如圖4-24（c）所示，有效值約為6.71V，說明所設計的硬件電路可實現(xiàn)降壓的目的，其中由于探頭原因有大量毛刺出現(xiàn)，理論上Buck電路在15V輸入，29.4%占空比下應輸出4.41直流電，而實際電路中由于功率管本身具有一定的導通阻抗，線路中的連接線、電感等也同樣具有阻抗，因此輸出電壓未能輸出4.41V。(a)(b)(c)(d)圖4-24當輸入電壓為10V，占空比為29.4%，開關頻率為10kHz時，輸出電壓波形如圖4-24（a）所示，有效值約為3.15V，說明所設計的硬件電路可實現(xiàn)降壓的目的，其中由于探頭原因有大量毛刺出現(xiàn)，理論上Buck電路在10V輸入，29.4%占空比下應輸出2.94直流電，而實際電路中由于功率管本身具有一定的導通阻抗，線路中的連接線、電感等也同樣具有阻抗，因此輸出電壓未能輸出2.94V。4.3本章小結(jié)本章通過AltiumDesigner軟件設計繪制了硬件電路包括主電路、采樣電路、控制電路、驅(qū)動電路、和電源電路等其它輔助電路的原理圖，并設計了PCB圖并焊接完成硬件電路，然后進行硬件電路的開環(huán)閉環(huán)實驗測試，驗證了設計的硬件電路是正確無誤的。

第五章結(jié)論和展望5.1總結(jié)本文設計了一款基于碳化硅MOSFET功率器件的Buck電路。本文首先闡述了同步整流Buck電路的工作原理，然后闡述了閉環(huán)控制的基本原理，選擇了電壓型控制方法。接著，在設計好電路并計算主電路參數(shù)之后，利用軟件Matlab展開電路的仿真工作，通過實驗驗證仿真電路的設計是正確的。最后，通過AltiumDesigner軟件繪制PCB圖并焊接完成電路板，進行了實驗測試。第一章首先簡要的闡述了課題的背景以及意義，SiC功率器件的優(yōu)點，然后介紹了國內(nèi)外相關課題的現(xiàn)狀。第二章，分析了同步整流Buck變換器的基本工作原理、三種控制方式以及三種工作模式還有交流小信號