1、4.4 數(shù)字鎖相環(huán)鎖相環(huán)（PLL）電路是一種反饋控制電路。圖1-37所示是基本鎖相環(huán)電路的框圖。當(dāng)相位比較器的兩個(gè)輸入的相位差（io）不變時(shí)，這兩個(gè)信號的頻率一定相等，即 fi=fo從而實(shí)現(xiàn)輸出信號的頻率和相位對輸入信號的頻率和相位的自動(dòng)跟蹤。圖 1- 1 基本鎖相環(huán)電路框圖根據(jù)實(shí)際需要，對基本鎖相環(huán)電路做相應(yīng)的改動(dòng)，增加必要的其他電路，人們設(shè)計(jì)出了有各種各樣用途的鎖相環(huán)電路。鎖相環(huán)電路在通訊、儀器、機(jī)電控制的領(lǐng)域有著十分廣泛的應(yīng)用。在鎖相環(huán)電路中，若相位比較器的功能是比較兩個(gè)模擬信號，壓控振蕩器輸出的是正弦波，則稱其為模擬鎖相環(huán)電路；若相位比較器的功能是比較兩個(gè)方波信號，壓控振蕩器輸出的是方

2、波，則稱其為混合型鎖相環(huán)電路（因?yàn)?，低通濾波器通?？偸悄M電路），亦稱其為數(shù)字鎖相環(huán)電路。4.4.1數(shù)字鎖相環(huán)集成電路74HC4046本實(shí)驗(yàn)使用數(shù)字鎖相環(huán)集成電路74HC4046。圖1-38是其的電路原理示意圖。由圖可見，它由一個(gè)方波壓控振蕩器（VCO）和三個(gè)相位比較器。三個(gè)相位比較器分別是：異或相位比較器（NOR），即PC1，其相位鎖定范圍為0180；相位-頻率比較器（PFD），即PC2，其相位鎖定范圍為-360360；JK觸發(fā)相位比較器（JK），即PC3，其相位鎖定范圍為0360。圖 1- 2 74HC4046的電路原理示意圖在使用相位比較器的選擇方面，PC1是比較容易鎖定的，但要求輸入的

3、信號是50%占空比，或者是一個(gè)波形較好的小信號正弦波。如果有條件達(dá)到這個(gè)要求，盡可能使用PC1。不對稱的大信號如能得到一個(gè)比要求輸出倍頻的基準(zhǔn)，用一個(gè)觸發(fā)器分頻就可以得到很嚴(yán)格的50%占空比。如果沒有條件得到50%占空比，就要考慮用PC2以得到穩(wěn)定的鎖相。對照圖1-37可知，圖1-38所示電路的框圖就是圖1-37。其使用的相位比較器是PC2，R3、R4、C2組成低通濾波器，其傳遞函數(shù)Kf（s）與Kp、Ko/s、Kn將確定環(huán)路的動(dòng)態(tài)特性，R1、C1將確定鎖相輸出的頻帶范圍，R2、C1將確定輸出的頻率偏移。圖1-38中虛線部分是相位比較器PC2。它的兩個(gè)輸入之間可以有三種關(guān)系：SIGIN超前COM

4、PIN；SIGIN與COMPIN同相位；SIGIN滯后COMPIN。若SIGIN超前COMPIN，如圖39(b)，當(dāng)SIGIN的上升沿到達(dá)時(shí)UP置0，P管導(dǎo)通，DOWN依舊為1，N管截止。PC2OUT輸出高電平，記為1。當(dāng)COMPIN的上升沿到達(dá)時(shí)，DOWN也置0，但這時(shí)刻，兩個(gè)D觸發(fā)器的Q端都為1，與非門輸出置低，D觸發(fā)器被復(fù)位，使UP和DOWN都為1，P管和N管都截止，此時(shí)為高阻狀態(tài)，PC2輸出為VCC/2，記為0。若SIGIN與COMPIN同相位，如圖1-39(b)，當(dāng)SIGIN、COMPIN的上升沿同時(shí)到達(dá)時(shí)，UP、DOWN同時(shí)置0，但這時(shí)刻，兩個(gè)D觸發(fā)器的Q端都為1，與非門輸出置低，

5、D觸發(fā)器被復(fù)位，使UP和DOWN都為1，P管和N管都截止，此時(shí)為高阻狀態(tài)，PC2輸出為VCC/2，記為0。圖 1- 3 PC2相位比較器圖 1- 4 VCCS原理電路圖 1- 5 74HC4046中的VCO的頻率特性若SIGIN滯后COMPIN，如圖1-39(b)，當(dāng)COMPIN的上升沿到達(dá)時(shí)DOWN置0，N管導(dǎo)通，UP依舊為1，P管截止。PC2OUT輸出低電平，記為1。當(dāng)SIGIN的上升沿到達(dá)時(shí)，UP也置0，但這時(shí)刻，兩個(gè)D觸發(fā)器的Q端都為1，與非門輸出置低，D觸發(fā)器被復(fù)位，使UP和DOWN都為1，P管和N管都截止，此時(shí)為高阻狀態(tài)，PC2輸出為VCC/2，記為0。PC2的輸出經(jīng)低通濾波器輸出

6、直流電壓，即圖1-39(b)中的VDEMOUT(AV)。由圖1-39(b)可得方波VCO由電壓控制電流源（VCCS）和電容交叉充放電式壓控振蕩器組成。圖1-40為VCCS的原理電路。當(dāng)INH = 1時(shí)，T1管截止整個(gè)電路不工作。當(dāng)INH = 0時(shí)，T1導(dǎo)通，電路允許工作。T2、T3組成鏡像電流源。T4和R2是T2的漏極負(fù)載，流過T2的漏源電流受輸入電壓VVCO和外接電阻R1、R2控制，圖 1- 6 典型的鎖相頻率范圍與R1C1的關(guān)系流過T3的漏源電流IO是ID2的鏡像電流，兩者相等。至此可見，若選定R1、R2后，輸入電壓VVCO與輸出電流IO成線性關(guān)系。電容交叉充放電式壓控振蕩器的原理示意圖如

7、圖1-38左側(cè)虛線內(nèi)的電路。若設(shè)G1輸出為1，G2輸出為0，則P1、N2導(dǎo)通，P2、N1截止，來自VCCS的電流經(jīng)P1、PIN6、C、N2由左向右給C充電。當(dāng)PIN6點(diǎn)的電壓上升到G1的高電平門限時(shí)，G1輸出1變?yōu)?，G2輸出由0變?yōu)?，這時(shí)，P2、N1導(dǎo)通，P1、N2截止，來自VCCS的電流經(jīng)P2、PIN7、C、N1由右向左給C充電。當(dāng)PIN7點(diǎn)的電壓上升到G2的高電平門限時(shí)，G2輸出1變?yōu)?，G1輸出由0變?yōu)?。在此過程中VCO輸出了一個(gè)周期的方波。若輸入電壓VVCO不變，VCO將不斷地重復(fù)輸出上述周期的方波。至此可見，電容確定后，若不接R2，IO小，充電時(shí)間長，輸出方波頻率低，R2越小，

8、IO越大，充電時(shí)間越短，輸出方波的頻率越高，且不受VCO輸入電壓VVCO的控制。R1越小，IO越大充電時(shí)間越短，輸出方波的頻率越高，同時(shí)受VCO輸入電壓VVCO的控制。如圖1-41，VCO輸出方波的頻率的范圍為2fL，中心頻率為fo。當(dāng)確定了鎖定頻率的范圍后，就有了2fL，查對圖1-42所示曲線，就可以得到R1C1的乘積。由下式可估算查對圖1-43所示曲線，可得到C1、R2的元件值。再由R1C1的乘積和C1可得到R1。圖 1- 7 典型的頻率偏移foff與C1、R2的關(guān)系4.4.2數(shù)字鎖相環(huán)倍頻器原理數(shù)字鎖相環(huán)電路有著十分廣泛的應(yīng)用。數(shù)字鎖相環(huán)倍頻器原理框圖如圖1-44。當(dāng)環(huán)路鎖定后，fo=N

9、fi。本實(shí)驗(yàn)是用74HC/HCT4046實(shí)現(xiàn)數(shù)字倍頻器。數(shù)字鎖相環(huán)倍頻器是數(shù)字頻率合成電路的主要組成部分之一。以例說明數(shù)字鎖相環(huán)倍頻器的原理。要求設(shè)計(jì)一個(gè)數(shù)字鎖相環(huán)倍頻器，其輸入方波頻率為100kHz，輸出鎖定頻率范圍為2MHz3MHz，頻率間隔為100kHz，過渡過程時(shí)間不大于1mS，超調(diào)量不大于30%。取其原理框圖如圖1-45，對照圖1-44可知，本例使用的是PC2，R3、R4、C2組成低通濾波器，其傳遞函數(shù)Kf（s）與Kp、Ko/s、Kn將確定環(huán)路的動(dòng)態(tài)特性，R1、C1將確定鎖相輸出的中心頻率，R2、C1將確定輸出的頻率偏移。圖 1- 8 數(shù)字鎖相環(huán)倍頻器框圖圖 1- 9用74HC404

10、6組成的數(shù)字鎖相環(huán)倍頻器數(shù)字鎖相環(huán)倍頻器可由以下步驟來設(shè)計(jì)。第一步：由要求VCO輸出鎖定頻率的范圍確定R1、C1、R2。由輸出鎖定頻率范圍為2MHz3MHz可得查圖1-42，取VCC=5V、2fL=1MHz可得，查圖1-43，取R2=10k、VCC=5V可得，C1600pF。由此可得即R1=10k，C1 =600pF，R2=10k。第二步：求相位傳遞函數(shù)H(s)。先求圖1-45所示的各框圖的傳遞函數(shù)。相位比較器PC2輸入為相位差DEMout=i2，輸出是直流電壓（在環(huán)路中起作用的是PC2out中的直流分量），由前面的分析和圖1-45可知低通濾波器LPF的輸入為電壓，輸出也為電壓，由圖1-45可

11、得其中，1=R3C2、2=R4C2。壓控振蕩器VCO輸入的是直流電壓VC，輸出的是相位o，為了將o與鎖定頻率范圍建立聯(lián)系，所以用o=o/s代入，分頻器DIV的輸入是相位o，輸出是相位2，相位傳遞函數(shù)為其中，前者為系統(tǒng)的固有角頻率，后者為系統(tǒng)的阻尼系數(shù)。通常有KPKO2/N1，這時(shí)有這時(shí)，。相位誤差傳遞函數(shù)為第三步：由對系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性，即快速性和準(zhǔn)確性，求時(shí)間常數(shù)1、2，再求低通濾波器的元件值R3、R4、C2。圖1-10 單位階躍響應(yīng)的典型曲線圖1-11 有零點(diǎn)二階系統(tǒng)超調(diào)量與n/（-z）的關(guān)系通常以單位階躍響應(yīng)來描述系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性，如圖1-45，敘述單位階躍響應(yīng)的主要指標(biāo)。（1）峰值時(shí)間tP從

12、t = 0到響應(yīng)曲線最大值的時(shí)刻之間的時(shí)間。（2）超調(diào)量超調(diào)量常用百分?jǐn)?shù)（）表示。（3）過渡過程時(shí)間ts （亦稱調(diào)整時(shí)間、建立時(shí)間）y()可?。?.020.05） y()。最常用的是取=0.05，稱為按5%定義的過渡過程時(shí)間，記為ts0.05；取=0.02，稱為按2%定義的過渡過程時(shí)間，記為ts0.02。對圖1-46所示的單位階躍曲線，通常用曲線的包絡(luò)來計(jì)算ts。工程上可近似的認(rèn)為ts以后系統(tǒng)響應(yīng)達(dá)到穩(wěn)定，或暫態(tài)過程已經(jīng)結(jié)束。由線性系統(tǒng)理論可知，系統(tǒng)阻尼系數(shù)越大，其階躍響應(yīng)超調(diào)量就越?。幌到y(tǒng)在左半平面的零點(diǎn)越靠近虛軸，其階躍響應(yīng)超調(diào)量就越大。對于本例，H(s)是有一個(gè)零點(diǎn)的二階系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，

13、要求其超調(diào)量30%。對于有一個(gè)零點(diǎn)的二階系統(tǒng)，其超調(diào)量與n/(-z)的關(guān)系如圖1-47，其中，z為零點(diǎn)，z-n/2，n/(-z)2。在圖1-47中，虛線為n/(-z)2的超調(diào)量的點(diǎn)的連線?？梢姡?dāng)系統(tǒng)的阻尼系數(shù)約為0.60.8時(shí)，系統(tǒng)的單位階躍響應(yīng)的超調(diào)量最小，約為27%。所以，取=0.7。對于本例，取5%定義的過渡過程時(shí)間ts1mS。因此有由根據(jù)前文n式可得上式中為使系統(tǒng)的ts1s，所以取N為30。而且還可得對于本例，系統(tǒng)的零點(diǎn)是用H（s）近似式估算的。系統(tǒng)的零點(diǎn)的準(zhǔn)確值是z =1/2。用估算出的n、2驗(yàn)算，n/(-z)1.243，相當(dāng)于近似估算n/(-z) 2中的0.62。由圖1-47可知，由此引起的超調(diào)量誤差較小，仍然能保證系統(tǒng)的超調(diào)量不大于30%。為使電路有較適當(dāng)?shù)呢?fù)載阻抗，可取C2 80/fn(F) 117nF，由此可得，在n處C2的容抗約為2k。現(xiàn)在可計(jì)算即R3 = 2.48k，R4 = 9