學位論文題目基于磁集成電感的交錯并聯BOOST變換器研究與設計英文RESEARCHANDDESIGNOFINTERLEAVEDBOOST題目BASEDONCOUPLINGINDUCTOR摘要電力電子變換器在新能源發(fā)電中占據了重要的地位，對它也提出了越來越高的要求，逐步向著小型化、集成化、高效性、高功率密度等方向發(fā)展，磁集成技術就是在這樣的背景下提出并發(fā)展起來的，是電力電子變換器的重要發(fā)展趨勢。本文對反向耦合的磁集成電感在10KW交錯并聯BOOST變換器中的應用進行了深入研究，包括其在降低穩(wěn)態(tài)電流紋波及提高變換器瞬態(tài)響應上的貢獻。主要研究內容如下基于課題要求設計了兩相交錯并聯BOOST變換器系統(tǒng)結構。在不同占空比下詳細分析了其工作機理，計算其電感電流紋波及輸入電流紋波。根據電路分析進行了主電路參數設計，包括開關管選型及電感參數計算。在分立電感的交錯并聯BOOST變換器基礎上，對反向耦合磁集成電感交錯并聯BOOST變換器進行了研究分析。通過研究其工作原理得出穩(wěn)態(tài)等效電感模型，得到了電感電流紋波及輸入電流紋波表達式，并根據開關網絡法對該變換器進行了小信號建模，在MATLAB中仿真對比兩種電感結構的系統(tǒng)階躍響應，最后研究電感結構對其性能的影響及損耗分析，借助MAXWELL2D進行了電磁仿真輔助參數設計。完成了磁集成電感交錯并聯BOOST樣機設計與制作。利用MAXWELL2D仿真進行電感參數設計，完成了滿足參數要求的磁集成電感設計與制作，并進行自感、互感、耦合系數等的測量。完成控制電路設計，包括電壓電流采樣電路及通訊電路，并進行軟件總體設計。最后，在SABER中進行系統(tǒng)仿真，并在實驗樣機上進行了動靜態(tài)及效率等的測試。測試結果表明該結構相對于分立電感不論在穩(wěn)態(tài)紋波還是瞬態(tài)響應速度方面性能都有了提升，并且磁件體積也大大變小，實現了設計目標。關鍵詞功率密度，交錯并聯，磁集成電感，電流紋波，瞬態(tài)響應ABSTRACTPOWERELECTRONICCONVERTEROCCUPIESTHEIMPORTANTPOSITIONINTHENEWENERGYPOWERGENERATION,ISHIGHERANDHIGHERDEMANDSAREPROPOSEDONIT,STEPBYSTEPTOWARDMINIATURIZATION,INTEGRATION,DEVELOPMENTDIRECTION,SUCHASHIGHEFFICIENCY,HIGHPOWERDENSITY,MAGNETICINTEGRATIONTECHNOLOGYISPUTFORWARDINTHEBACKGROUNDANDDEVELOPMENT,ISTHEIMPORTANTDEVELOPMENTTRENDOFTHEPOWERELECTRONICCONVERTERINTHISPAPER,THEREVERSECOUPLINGOFMAGNETICINTEGRATEDINDUCTANCEINTHEAPPLICATIONOF10KWSTAGGEREDPARALLELBOOSTCONVERTERWERESTUDIED,INCLUDINGITSINREDUCINGSTEADYSTATECURRENTRIPPLEANDIMPROVETHECONTRIBUTIONOFCONVERTERONTHETRANSIENTRESPONSETHEMAINRESEARCHCONTENTISASFOLLOWSDESIGNEDBASEDONTHEREQUIREMENTOFSUBJECTTWOINTERLEAVEDBOOSTCONVERTERINPARALLELSYSTEMSTRUCTUREUNDERDIFFERENTDUTYCYCLESAREANALYZEDINDETAILITSWORKINGPRINCIPLE,CALCULATIONOFTHEINDUCTORCURRENTRIPPLEANDINPUTCURRENTRIPPLEACCORDINGTOCIRCUITANALYSISTODESIGNTHEMAINCIRCUITPARAMETERS,INCLUDINGTHESELECTIONOFSWITCHTUBEANDINDUCTANCEPARAMETERSARECALCULATEDINDISCRETEINDUCTANCESTAGGEREDPARALLELBOOSTCONVERTER,BASEDONTHEINTEGRATIONOFMAGNETICINDUCTANCESTAGGEREDPARALLELBOOSTCONVERTERAREANALYZEDTHROUGHSTUDYTHEWORKINGPRINCIPLEOFTHESTEADYSTATEEQUIVALENTINDUCTANCEMODEL,OBTAINEDTHEINDUCTORCURRENTRIPPLEANDINPUTCURRENTRIPPLEEXPRESSION,ANDACCORDINGTOTHESWITCHNETWORKTOTHESMALLSIGNALMODELOFTHECONVERTER,ANDANALYZEDTWOKINDSOFINDUCTANCESTEPRESPONSEOFTHESYSTEMSTRUCTURE,FINALLYTOSTUDYTHEEFFECTOFINDUCTANCESTRUCTUREONITSPERFORMANCEANDLOSSANALYSIS,ELECTROMAGNETICSIMULATIONISCARRIEDOUTBYUSINGMAXWELL2DAUXILIARYPARAMETERDESIGNCOMPLETEINTEGRATIONOFMAGNETICINDUCTANCESTAGGEREDPARALLELBOOSTPROTOTYPEDESIGNANDFABRICATIONUSINGMAXWELL2DSIMULATIONINDUCTANCEPARAMETERDESIGN,COMPLETEDTHEMAGNETICINTEGRATEDINDUCTANCETHATCOULDSATISFYTHEREQUIREMENTOFPARAMETERDESIGNANDPRODUCTION,ANDAMEASUREOFTHESELFINDUCTANCE,MUTUALINDUCTANCE,THECOUPLINGCOEFFICIENT,ETCCOMPLETECONTROLCIRCUITDESIGN,INCLUDINGTHEVOLTAGEANDCURRENTSAMPLINGCIRCUITANDCOMMUNICATIONCIRCUIT,ANDTHEOVERALLDESIGNOFSOFTWAREFINALLY,THESYSTEMSIMULATIONINTHESABER,ANDCARRYINGOUTTHEDYNAMICANDSTATICINTHEEXPERIMENTALPROTOTYPEANDEFFICIENCYOFTESTING,TESTRESULTSSHOWTHATTHESTRUCTURERELATIVETOTHEDISCRETEINDUCTORSBOTHINSTEADYSTATERIPPLEANDTRANSIENTRESPONSESPEEDPERFORMANCEHAVETOASCEND,ANDMAGNETICVOLUMEALSODECREASESGREATLY,ACHIEVETHEDESIGNGOALSKEYWORDSPOWERDENSITY,INTERLEAVING,COUPLINGINDUCTOR,CURRENTRIPPLE,TRANSIENTRESPONSE目錄摘要IABSTRACTII目錄IV第1章緒論111研究背景及意義112交錯并聯變換技術研究現狀213磁集成技術研究現狀3131多路并聯變換器中的磁集成技術4132集成磁件的構造技術及應用514主要研究內容7第2章交錯并聯BOOST系統(tǒng)結構與參數設計821交錯并聯BOOST變換器系統(tǒng)結構設計822交錯并聯BOOST結構分析9221工作原理10222電流紋波分析1423交錯并聯BOOST主電路參數設計15231IGBT分析與選型15232電感參數設計1724本章小結18第3章磁集成電感交錯并聯BOOST建模及電感性能研究1931磁集成電感交錯并聯BOOST結構分析19311工作原理20312穩(wěn)態(tài)電感及電流紋波分析2432磁集成電感交錯并聯BOOST建模27321磁集成電感瞬態(tài)等效模型27322小信號建模2933磁集成電感結構對其性能影響的研究32331磁芯結構對磁集成電感性能影響32332氣隙對磁集成電感性能影響3634磁集成電感損耗分析37341電感磁芯損耗37342電感繞組銅耗3835本章小結41第4章磁集成電感交錯并聯BOOST樣機設計4241磁集成電感設計與制作42411磁集成電感參數設計42412磁集成電感制作與測量4442控制電路設計45421采樣電路設計46422通訊模塊分析設計50423軟件控制總體流程5143本章小結52第5章系統(tǒng)仿真與實驗分析5351系統(tǒng)仿真分析5352實驗結果分析57521電感紋波測試與分析58522瞬態(tài)響應測試與分析59523效率測試6053本章小結60第6章總結與展望6161全文總結6162展望62致謝63參考文獻64第1章緒論11研究背景及意義我國目前仍然是發(fā)展中國家，經濟發(fā)展過多得依賴于對不可再生能源的過度開采，環(huán)境污染問題已經影響了人們的正常生活及身體健康。環(huán)境保護與污染治理已提出多年，公眾的認識越來越深刻，國家也出臺了許多相應政策及導向。近日，隨著柴靜的穹頂之下紀錄片播出，霧霾問題再次引起了廣泛討論及關注，導致污染越來越嚴重的根本原因在于能源使用不當與監(jiān)管不力，這也大大促進了新能源行業(yè)的發(fā)展。尋找清潔可再生能源與合理利用成為了重要議題，電能在所有能源結構中，屬于最清潔、最易于使用和傳輸的能源形式，于是在太陽能、風能、氫能等清潔且可再生的新能源開發(fā)中，通過發(fā)電技術將這些清潔能源轉換成電能，實現了能源的形式統(tǒng)一和集中使用13。在日常生活中，大部分采用交流電網進行電能傳輸，受其電能形式、質量及電壓等級的原因，使很多用電設備（如現代電子設備及電動汽車儲能設備大都采用直流電形式，且對電壓等參數要求各異），不能直接對這種“粗電”加以利用，需要對這些電能進行改造。在這種電能轉換環(huán)節(jié)中電力電子技術得到了進一步發(fā)展46，利用電力電子技術進行電能轉換的裝置也稱“電源”。眾所周知，新能源來之不易，在轉換過程中要盡可能減少中間環(huán)節(jié)的資源損耗與浪費。電源在電力電子系統(tǒng)中不可或缺，在新能源發(fā)電、微電網及電動汽車充電等系統(tǒng)中都起到“心臟”的作用7，也肩負了重要的責任，近年來對其要求也日益提高，逐步向著小型化、高效率、高功率密度、高可靠性等方向發(fā)展8,9。相比于線性電源，20世紀五十年代發(fā)展起來的開關電源在效率、體積、重量、調節(jié)靈活度等方面都有明顯的優(yōu)勢10，八九十年代在電子信息技術的促進下進一步推動了開關電源的大力發(fā)展及應用11，許多電源行業(yè)的工程師及專家學者也在不斷地進行探索和創(chuàng)新，以更好地服務于用電設備。為了減小電源的體積、提高功率密度，其中一種行之有效的方法是提高開關頻率12。自從1958年，美國通用電器公司開發(fā)出第一個工業(yè)晶閘管，開關器件的研究就不曾停歇13，開關頻率已經從幾十年前的十HZ發(fā)展到現在的MHZ，再加上半導體技術、集成電路的封裝技術等進步，使得1970年以來，電源的功率密度幾乎十年翻一番14,15。但開關頻率的提高受半導體器件的工藝水平限制16，且過高的開關頻率會帶來更為嚴重的EMI問題17。20世紀80年代末及90年代初，學者在諧振變換器及軟開關技術方面進行了大量的研究，實現了輸出為5V/50W變換器的功率密度提升到80W/IN3的水平，但仍不能滿足日益增長的需求。此外，由于開關電源中，磁性元件和電容等無源器件占據了很大一部分體積和重量，磁性元件尤為嚴重，體積占總體積的1/51/3，重量更是占到了304018,19。綜合因素考慮，要想提高開關電源的功率密度，根本做法應該從磁性元件著手。如福州大學陳為教授等人所言，高頻磁性元件及磁技術已經成為功率變換器進一步發(fā)展的瓶頸。隨著新能源電力的發(fā)展，對電源的功率需求也日益增大，各種微電網系統(tǒng)、電動汽車充電樁等動輒幾十KW的功率，單個功率管已難以承受，于是開始了多路變換器并聯的結構22,23，但是帶來的問題是磁性元件數量的增加，導致功率密度不降反升。為了減小磁性元件的體積、提高電源的功率密度，除了提高開關頻率來實現磁性元件的小型化以外，還可以通過集成的方式將多個磁性元件通過合理的磁路設計使其在結構上依附于同一個磁芯18,24，以實現磁性元件數量少、體積小、重量輕、功率密度高，以及降低成本。12交錯并聯變換技術研究現狀20世紀90年代以來，電子信息產業(yè)開始了飛速的發(fā)展，也對電源在功率密度、功率等級、效率、性能及可靠性等方面提出了更高的要求。在大功率應用場合，有分布式和集中式兩種供電方式25，前者采用多個可獨立工作的變換器單元并聯輸出，由主控單元對各個模塊進行控制分配，冗余性和擴展性好，但所用器件多、控制復雜26；后者采用大功率器件或者多個器件并聯，控制簡單、成本低，提高了單臺設備的輸出功率等級27。基于集中式供電方式提出了交錯并聯的結構，如圖11所示。驅動信號相位依次相差360/ND11DN21U2U2C1C圖11交錯并聯DC/DC變換器結構圖圖中將多個功率變換單元并聯在一起，通過主控芯片使功率開關管驅動信號相互交錯一個相位，即交錯并聯。如此可以實現容量提高為原來的N倍；功率傳輸分布到每一相中，有利于散熱管理；同時，電流紋波經過谷峰疊加大大降低，可以減少輸出濾波裝置也可以通過維持紋波不變而減小濾波電感量從而使動態(tài)響應速度更快28,29，疊加后的紋波頻率變?yōu)樵瓉淼谋?，能有效減小后級濾波電路（C或L等濾波方式）中元件的大小。但是，單純的交錯并聯也存在一些缺點，如雖然疊加后總的電流紋波降低了，但是單相電感上的紋波依然只受電感值大小的影響；如果為了提高瞬態(tài)響應速度而將每一相的電感量減小，將會導致電感上的電流紋波增大，從而增大了功率管的開關損耗和導通損耗，以及電感電流交流紋波較大帶來的損耗增量，進而使變換器整體效率降低，得不償失30。13磁集成技術研究現狀對“磁”的研究比“電”晚很多，從認知的角度，再加上“磁”本身就比較抽象，普遍認為“磁”比較復雜。早期，關于磁芯結構的研究也比較少，直到20世紀20年代，有學者提出了磁集成的概念，在濾波器設計中利用磁集成電感取代分立電感以減小變換器的體積31,32。20世紀70年代末，SLOBODANCUK在CUK變換器中首次成功應用了磁集成技術，實現變換器中所有磁件的集成，不僅能完成分立磁件的功能、降低變換器的體積重量，通過一定的磁路設計還能降低輸入輸出電流紋波3336。至80年代，GORDONBLOOM全面分析了磁集成技術在正激變換器中的應用及其理論研究方法，提出了完整的磁耦合原理、電流紋波降低機制以及磁件設計方法37。進入21世紀，美國與工業(yè)界聯系最緊密的科研機構CPES中科研人員對電力電子業(yè)做出了巨大的貢獻，其中FREDCLEE團隊在其帶領下對計算機電源VRM（VOLTAGEREGULATORMODULE）中磁性元件進行了深入的研究，主要集中對VRM的效率及瞬態(tài)響應進行研究，包括磁集成電感動靜態(tài)性能及集成方式與分析方法的研究3840。2001年，PITLEONGWONG提出了采用耦合電感能在一定程度上解決電感量與變換器穩(wěn)態(tài)、瞬態(tài)響應之間的矛盾41。國內在集成磁件的研究出現較晚，1998年，陳為教授在其博士論文中詳細分析了低壓大電流結構中磁集成技術及其應用42，將磁集成技術應用在倍流整流全橋電路結構中43,44，實現了電感與變壓器的集成，我國在磁集成技術上才開始了新的突破，也開啟了磁集成元件在大功率場合的應用。2002年，南京航空航天大學的陳乾宏教授在博士論文開關電源中磁集成技術的應用研究中對國內外磁集成技術的發(fā)展歷史、分析方法等進行了詳細的敘述總結，研究了磁集成變換器的推導及磁性元件等效電路的建立，結合正反激有源鉗位變換器中變壓器與電感集成、倍流整流全橋變換器中兩個相位交錯濾波電感的耦合詳細研究了磁集成變換器的分析設計方法，并與傳統(tǒng)分立器件進行了比較32。2011年，盧增藝博士在其博士論文中對DC/DC變換器中的磁集成技術進行了整理總結，提出了直觀的磁路電路綜合時域分析方法，分析了如何在交錯并聯變換器中利用集成電感的反向耦合性能，并提出利用開關狀態(tài)進行磁集成變換器的小信號建模，作出了很大的貢獻31,45,46。但局限于小功率模塊電源VRM等的設計，在大功率應用場合研究尚欠缺。131多路并聯變換器中的磁集成技術分立磁件到集成磁件的演變過程如圖12所示。1I2I1I2圖12磁集成演變過程由圖可以看出，左邊的集成磁件兩個繞組在磁路上有耦合的作用，而右邊的集成磁件只是磁芯的合體，兩繞組之間磁路關系互不影響。由于集成方式的靈活性，使得磁集成變換器形式及研究方法也很豐富。磁集成電感應用在交錯并聯變換器中，結構如圖13所示。D11DNN1U2U2CC圖13磁集成交錯并聯DC/DC變換器結構圖圖中結構實現了并聯的相與相之間通過磁性元件的集成，使其在功能上具有一定的耦合作用，并能減小磁性元件的體積重量，通過分析還知此方法能在電流紋波及其變換器瞬態(tài)響應速度上取得平衡4751。遼寧工程大學的楊玉崗教授所帶團隊在將磁集成技術應用在交錯并聯變換器中做了大量的研究工作。研究分析了交錯并聯變換器中集成磁件的耦合度對變換器性能帶來的影響30；還研究如何利用耦合電感來削減磁芯的直流偏磁以減小磁芯損耗和增大磁芯利用范圍52；以及平面磁集成元件的應用、磁集成交錯并聯BUCK/BOOST本質安全特性等等5355，對集成磁件的變換器的環(huán)路控制方面也做了相應研究，得出了許多重要成果。132集成磁件的構造技術及應用類似于電路中的電流，磁通是磁路中非常重要的量，它在磁路中流動使磁件有了磁特性。磁集成元件，顧名思義，是將多個磁件在磁路上進行合理設計使其集成在同一個磁芯上，并且由于磁路關系使得不同繞組的交變磁通相互關聯，因此要求磁芯具有多條磁路。按其獲得多磁路的構造方法不同可分為改變磁芯結構和不改變磁芯結構兩種。前者為對磁芯進行人為改造，將不同結構的磁芯通過合并組合得到多個分支，后者為對磁芯的制作上進行處理，選用那些本身就具有多磁路的磁芯進行設計56。關于多磁路的獲得，CHARLESSWALKER較早提出了導磁材料與磁芯進行組合的方法。其中，調節(jié)磁導體與磁芯中間的氣隙不僅可以改變集成磁件的磁通分布，還能借此來控制磁集成變壓器的漏感，由于漏感會對變換器開關管的開關過程有較大的影響，會引起續(xù)流二極管反向恢復時的電壓尖峰問題等，于是能實現更好的參數設計57。另外，在磁集成應用中，按照參與耦合的磁通屬性及應用環(huán)境的不同，可以分為變壓器與電感的集成（其磁通為交流與直流耦合）、電感與電感集成（磁通為交流與交流耦合）等方式。2001年，QUNZHAO提出在BOOST變換器中引入耦合電感，與二極管組成附加支路，以解決二極管反向恢復問題，并實現主開關管的ZVS，提高變換器的效率58。另一種應用是集成的兩個電感兩端電壓相差一個相位，多用于交錯并聯變換器中。因為電壓相位的交錯使得繞組匝鏈的交變磁通也交錯一個相位，于是必須采取多磁路的磁芯。按照磁路集成后磁通的耦合關系將此類集成方式又分為正向耦合和反向耦合，如圖14所示。1N2II1U2U1MRC2MR1C21N2II12U1MCR2M1C2A正向耦合B反向耦合圖14磁集成電感耦合方式正向耦合中，N1繞組和N2繞組產生的磁通在邊柱上的方向相同，表現為磁通增強，在磁芯中柱上產生的磁通方向相反，表現為磁通減弱；反向耦合中，N1與N2繞組產生的磁通在邊柱上的方向相反，表現為磁通減弱，在中柱上產生的磁通方向相同，表現為增強作用。在實際應用中，應根據需求進行合理的設計，以獲得最優(yōu)的集成效果。14主要研究內容本課題研究設計基于磁集成電感的交錯并聯BOOST變換器，應用在10KW直流微電網系統(tǒng)中進行電能轉換，主要研究內容如下（1）交錯并聯BOOST系統(tǒng)結構設計設計分析課題設計要求，設計交錯并聯BOOST變換器系統(tǒng)結構，詳細分析其工作原理，得到不同開關狀態(tài)下電路參數關系，對電感電流紋波進行分析。根據電路原理進行IGBT及驅動電路選型，在滿足紋波要求下進行電感參數設計。（2）磁集成電感交錯并聯BOOST建模與電感性能研究對應用磁集成電感的交錯并聯BOOST變換器進行原理分析，計算其各階段等效穩(wěn)態(tài)電感，并依此進行電流紋波分析與計算。分析磁集成電感瞬態(tài)等效模型，并建立磁集成電感的變換器小信號模型，在MATLAB中進行階躍響應仿真，并與分立電感結構進行對比。研究磁芯結構對電感性能的影響，分析電感磁芯損耗及繞組損耗產生機理及降低方法，并在MAXWELL2D中進行電磁仿真，為電感設計與制作提供指導。（3）磁集成交錯并聯BOOST樣機設計設計滿足參數要求的磁集成電感，借助MAXWELL2D進行電感量、磁通密度等仿真，制作磁集成電感并進行相關參數測量。設計基于TMS320F28335主控芯片的控制電路，并設計軟件控制流程。（4）磁集成交錯并聯BOOST變換器仿真與實驗分析根據前面章節(jié)所設計參數，在SABER中進行變換器閉環(huán)仿真，使用MAST語言編程進行輔助控制，對磁集成電感與分立電感的交錯并聯BOOST變換器在電流紋波及瞬態(tài)響應速度進行對比分析。進行各種工作條件下的穩(wěn)態(tài)與瞬態(tài)實驗，對實驗結果波形及數據進行詳細分析。第2章交錯并聯BOOST系統(tǒng)結構與參數設計本課題所設計的變換器應用在10KW直流微電網系統(tǒng)中，輸入為380V直流母線，DC/DC作為三相并網逆變器的前級升壓部分，如圖21所示。要求其在滿足電流紋波的前提下能實現不同負載條件下的快速響應。DC/ACDC/DC控制單元DCBUSU1U2圖2110KW直流微電網系統(tǒng)圖對DC/DC提出的參數要求如表21所示。表21DC/DC變換器規(guī)格指標輸入電壓350V430V最大輸入電流DC34A輸出電壓650V700V最大輸出電流DC18A輸出電流紋波05時，兩相開關管之間有重疊的導通狀態(tài)，其工作過程與占空比05）階段（12T）如圖27（B）所示，此階段開關管1導通，2關斷狀態(tài)，電感L處于充電狀態(tài)，電流上升；電感2L處于放電狀態(tài)，電流下降，電源通過其向輸出濾波電容充電，并向負載供電，此時電路中電壓電流關系由式（210）表示。1220LIIOOCDVUTDICTRMERGEFORMAT210階段（23T）如圖28（A）所示，此階段與階段相同，開關管1Q和2Q均導通，電感處于充電狀態(tài)，電流上升，電容放電維持輸出電壓，電路中電壓電流關系可由式（211）所示。120LIIOCDVUTDICTRMERGEFORMAT2111D21Q2RCIUOU1L21D21Q2IUO1L2（A）3T（B）34T圖28交錯并聯BOOST工作階段和階段（D05）階段（34T）如圖28（B）所示，此階段與階段類似，開關管2Q導通，2L處于充電狀態(tài)，電流上升；1Q關斷，電感1L電流下降，電源通過其向輸出濾波電容充電，并向負載供電。電路中電壓電流關系如式（212）所示。1210LIOIOOCDVUTDICTRMERGEFORMAT212同樣由穩(wěn)定狀態(tài)下電感伏秒數平衡得出輸入輸出電壓關系與式（26）相同，與占空比大小無關，繪出主要電路波形如圖29所示。1GI2LII1G201T23T45T67TT圖29交錯并聯BOOST工作波形圖（D05）電感電流紋波為01T期間電流變換量，與式（27）相同，同理可得輸入電流紋波由式（213）表示。1_2_OSILUTIDLMERGEFORMAT213222電流紋波分析由圖26及圖29可以看出，單相電感上電流紋波較大，變化頻率與開關頻率相同，因為兩開關管驅動信號之間的相位相互交錯了180，使得輸入電流（兩相電感電流之和）為電感電流鋸齒波進行交錯疊加、峰谷相消，最后得到輸入電流紋波波形為圖中綠色顯示，可見，交錯并聯使得總紋波幅值降低、頻率變?yōu)樵瓉淼膬杀?。由式?8）及（213）可知，輸入電流紋波與占空比、電感量有關。繪出輸入電流紋波與占空比的關系曲線如圖210所示。圖210兩相交錯并聯BOOST輸入電流紋波與占空比關系圖由圖可以看出，采用交錯并聯的方式在一定程度上能大大降低總的電流紋波，在不同占空比下降低程度不同，理想情況下，在50占空比時電流紋波下降為零，因此，當占空比在50附近時，并聯相數為二時對降低紋波的貢獻最大。但是，對于單個電感而言，電流紋波不會因為交錯并聯而產生變化。23交錯并聯BOOST主電路參數設計231IGBT分析與選型由表21進行IGBT選型，并進行驅動參數設計與電路選型。具有高速通斷能力的開關管是開關電源的關鍵器件，也是主要失效及損耗來源，它的可靠動作是電源安全穩(wěn)定的保證，因此，合理的驅動電路設計也是開關電源穩(wěn)定性和高效率的前提。IGBT相比較MOSFET而言，工作頻率較低（大功率時在幾十KHZ左右），但在大功率應用場合因其成本低、集成度好得到廣泛使用。圖211為功率IGBT的等效電氣模型。CGELEADLCELGGELEADLLEAD圖211IGBT電路模型圖中，GL、C、E為器件封裝造成的寄生電感，LEADL為線路寄生電感，GC、E、為極間寄生電容。繪出開通過程中主要電壓電流波形如圖212所示。10VTHXV0DCGATEV5T1T23TCI圖212IGBT開通過程0T時刻開始，驅動電流抽取GEC中的電荷，使柵極電壓緩慢升高，達到開啟電壓以后，集電極開始有電流流過；1T時刻開始，驅動電壓達到密勒平臺，DCV開始下降，由于密勒效應使得柵極電壓維持一個穩(wěn)定值；2T以后，CI達到最大值，GE快速上升到最大值，DCV繼續(xù)下降至閾值電壓以下，開通過程完成。由上述分析可知，L、GC的存在使得開關過程變慢，從而使IGBT兩端電壓及流過它的電流波形重疊面積增大而導致開通損耗變大，因此，一般選取較小的EL、GC及柵極驅動電阻以獲得較快的開通速度。功率IGBT選型時主要考慮耐壓值、導通壓降、電流裕量、開關參數等。根據本課題設計的要求并考慮一定的裕量，選用1200V的IGBT，輸入電壓最低時開關管通過電流最大，有效值為15A，綜合考慮選用英飛凌FF50R12RT4，下表為IGBT及反并聯二極管在125下對應主要參數。表22FF50R12KT4主要參數IGBTGESV20VCESV1200VTH58VI50A反并聯二極管SAT215VRM1200VGETH58VFI50AQ038V165VINTR40RQ90C由上表可知柵極發(fā)射極峰值電壓為20V，為了加快IGBT關斷、避免二次開通現象，往往會給柵極提供負壓進行關斷，本設計中采取15V開通，10V關斷，開關頻率為20KHZ。通過上表中的參數可以計算得到驅動平均功率及驅動峰值電流如下式。632503812019AVERGECSPVQFWMERGEFORMAT214INT2541GEGGVIARMERGEFORMAT215綜合情況，選用CONCEPT的2SC0435T作為IGBT驅動，其驅動功率高達4W，峰值驅動電流達35A，效率高、支持最高頻率為100KHZ，滿足本設計要求。測試得到其驅動波形如圖213所示。圖213IGBT驅動波形由上圖可知，驅動上升時間約為200NS，可以看到明顯的密勒平臺，維持時間為400NS，基本滿足設計要求。232電感參數設計電感在電路中起限制電流變化率的作用，感值越大，電流變化越緩慢，對應的電流紋波越小，變換器瞬態(tài)響應也越慢，體積越大；反之，感值越小，電流紋波越大，體積則小，且瞬態(tài)響應速度更快。對電感量的選取需要綜合權衡多方面因素，電感電流紋波率R是用來描述電流紋波相對程度的，它是電感設計時一個重要的參量，圖214給出了CCM模式下R與電感電流各分量之間的關系。DCIACIMODE2DCRI圖214CCM模式下電感電流紋波率由圖可知，R為電感電流交流分量與直流分量比值的兩倍，經典設計中，取04以平衡電流紋波和電感體積之間的矛盾。在交錯并聯結構中，由于紋波的谷峰削減作用，單相電感量可以適量降低以減小體積和提高瞬態(tài)響應速度，取08R，通過穩(wěn)態(tài)時電感電流紋波及其兩端電壓之間的關系，其中，3IUV、50STS、/215LINIA、046D，計算電感量。79IISLDUHIRMERGEFORMAT21624本章小結本章首先根據課題要求進行了系統(tǒng)結構設計，分析了兩相交錯并聯BOOST工作原理，得到電感電流及輸入電流紋波表達式，并分析了交錯并聯紋波削減原理。然后進行了主電路參數設計，包括主開關選型與電感參數設計。第3章磁集成電感交錯并聯BOOST建模及電感性能研究由第二章分析可知，交錯并聯BOOST變換器可實現輸入電流低紋波，但電感電流紋波不會因為并聯而降低，對應磁芯中的交流磁通量也不變，對磁件的體積及損耗等沒有實質性的變化，且電感量要在電流紋波及瞬態(tài)響應速度兩者矛盾間進行妥協設計。因此，為了實現低紋波與快速瞬態(tài)響應的平衡，本文采用基于磁集成電感的交錯并聯BOOST結構。31磁集成電感交錯并聯BOOST結構分析在磁集成電感中，根據兩繞組產生磁通之間相互耦合關系的增強或者減弱，分為正向耦合和反向耦合兩種結構。圖31所示為雙繞組磁集成電感模型。1I2II2ULM1U圖31雙繞組磁集成電感其中，1L與2為線圈自感，為繞組間互感，正向耦合下1，反向耦合下。假設自感相等，即12L，則耦合系數可表示為。12MKMERGEFORMAT31當線圈L與同時通有電流1I和2時，將分別在兩個繞組上產生磁鏈，互感的存在在對方繞組上產生交鏈，由伏安特性得式（32）并進行數學變換如式（33）。121212DIIUTTLMMERGEFORMAT32111211211222222DIIDIIDIIULMLMTTTTTTDMERGEFORMAT33于是可將耦合電感變換為三電感的形式，電路結構如圖32所示。1L2M12I1I2圖32耦合電感等效模型本文重點研究反向耦合磁集成電感在兩相交錯并聯BOOST變換器中的應用，并將其與分立電感結構在電感電流紋波及輸入總紋波進行對比分析。其主電路結構如圖33所示，兩開關管占空比大小相等，驅動信號相位相差180。1L21D21Q2RCIUOUM圖33反向耦合電感交錯并聯BOOST變換器拓撲圖311工作原理（1）D05時，變換器工作狀態(tài)也分為四個階段，與D05）由圖可見，電感1L在階段與對應的電流上升波形更陡峭，與D05相比，波形畸變發(fā)生在電感充電過程中。312穩(wěn)態(tài)電感及電流紋波分析（1）穩(wěn)態(tài)等效電感以占空比小于50為例進行分析。將式（34）進行變換為下式。21221UDTIMTILMERGEFORMAT317將上式進行變換，得到電感電流變化率表達式如下。21221LUDTIMERGEFORMAT318其中，U與分別為集成電感繞組1N與2兩端對應的電壓，1U和2均可由I和O或其組合式來表示，各階段表達式如表31所示。表31電感電壓表達式階段/項目1U2UIOIOOIUIUO其中，KLM，IODU1/，于是可得到個階段等效電感值如表32所示，這就是磁集成電感的解耦過程。表32等效電感值等效電感/繞組1N2N1EQL2KL1DKL23EQ21DK21K4LLL對于繞組1N而言，在占空比小于05時，其電感穩(wěn)態(tài)電流紋波大小由1EQL決定，于是EQ也被稱為磁集成電感的穩(wěn)態(tài)等效電感。當05D、13K時，計算得43EL。由式（216）知，為了獲得與分立電感相同電感電流紋波，即等效穩(wěn)態(tài)電感為1729EQH時，磁集成電感的自感值可取為。54MERGEFORMAT319（2）電流紋波分析以1L為例進行分析，由圖36及圖38可知，電感1L上的電流紋波數學表達式為。120D51IOLSOIMUIDTMERGEFORMAT320_IN22I05111IOIORPLESRLSLMULUIDTDDTMERGEFORMAT321由MKL、IOU得到電感電流紋波及總輸入電流紋波表達式可以變?yōu)橄旅嫘问?。_21051OSRIPLELRILUTDKILMERGEFORMAT322IN1_2_I105OSLUTDIKLDMERGEFORMAT323當輸出電壓、開關頻率、自感量一定時，電感上的紋波電流與占空比及耦合系數相關，在MATLAB中繪出3D圖形如圖39所示。（A）（B）圖39電感電流紋波與耦合系數的關系圖（A）為電感的電流紋波系數與耦合系數K、占空比D的關系曲線占空比在50附近，紋波系數隨著耦合系數的增強有較大幅度降低；另一方面，隨著耦合系數的增大，紋波系數有所降低，但耦合系數達到一定程度（即強耦合下），由于電感性質已發(fā)生改變，此時，紋波系數有增強的趨勢。圖（B）為輸入電流紋波系數與耦合系數及占空比的關系曲線由于使用了兩相交錯并聯，使得在50占空比附近，紋波系數下降最低，在弱耦合下隨著耦合系數的增大，紋波系數沒有太大變化。對電感電流紋波在單一變量下進行對比分析，在MATLAB中畫出對應二維變化曲線如圖310。（A）（B）圖310電感電流紋波與耦合系數的關系圖（A）表示了在占空比為50時，電感電流紋波系數隨耦合系數（0095）的變化，耦合系數越大，紋波越低。圖（B）表示耦合系數為0（無耦合，即采用分立電感情況）及1/3時候，電感電流紋波系數與占空比之間的關系及其對比，由圖可見，在50附近耦合電感能有效降低電感上的電流紋波。得出如下結論在兩相交錯并聯結構中，相同電感量的情況下，采用磁集成電感能有效降低單相電感上的電流紋波，從而能減小電感的體積及其損耗，具有重要的意義。32磁集成電感交錯并聯BOOST建模321磁集成電感瞬態(tài)等效模型瞬態(tài)電感直接影響變換器的動態(tài)響應速度及其調節(jié)性能，是變換器性能的重要衡量指標，因此有必要對其進行詳細分析。設變換器輸出電壓恒定，研究負載與開關管占空比之間的變化關系，負載動態(tài)變換時產生的占空比擾動在并聯的兩單元中為相同的。1G1LIT2DI012345TT圖311磁集成電感瞬態(tài)電流波形圖311為占空比波動D時，磁集成電感上的電流瞬態(tài)變動波形圖，由前述分析得到的各階段等效電感值，可以計算得到各個階段電感電流波動值，假設AIBOVUMERGEFORMAT324則計算過程表示如下，01122334250505ABSEQSEBSEQEBSEQTIDTLVTITITLVTIDTITLMERGEFORMAT325由上式進而可求得一個開關周期內電感電流變化值。23151SEQBEQAKDLVVIIMERGEFORMAT326又因為穩(wěn)態(tài)狀態(tài)下，一個開關周期內，電感上的電流變化量為零。0231VVDLIEQBEQBEQAMERGEFORMAT327將式（327）代入式（326），可得化簡后一個開關周期內電感電流因為占空比波動帶來的增量及其變化率為。221BSEQOSEQVDTLUILMERGEFORMAT328由式（328）可以看出，當輸出電壓一定時，變換器的瞬態(tài)響應完全由階段（繞兩端兩端電壓相等）對應的磁集成電感的等效電感決定，與其他階段等效電感值無關。這是因為，在交錯并聯變換器中，并聯的各相之間采用相同的占空比，只是相位進行了交錯，在瞬態(tài)變化過程中，并聯的兩相開關管占空比增量D相同，此時，施加在繞組上的電壓增量為DUUDUVOOIITR1MERGEFORMAT329則兩個繞組上的電壓增量也相同，由上節(jié)的分析可知當兩個繞組兩端電壓相等時對應于階段。在平均小信號模型中，TRV可被看作是電壓擾動，它對兩個繞組產生同樣的作用，因此電壓增量帶來的電感電流變化率可表示為。22EQTREQOSLVUTIMERGEFORMAT330由上式可知，基于電感的平均小信號模型得出的電感電流變化率與階段對應的電感有關，這也解釋了磁集成交錯并聯變換器的動態(tài)響應取決于2EQL，與式（242）中的控制到輸入電流傳遞函數中等效電感為LM相對應。因此2EQL也被稱作是瞬態(tài)等效電感，為了獲得更快的響應速度，設計時應該盡可能降低的大小。且通過前述分析知，交錯并聯BOOST變換器中應用的反向耦合磁集成電感穩(wěn)態(tài)等效電感與瞬態(tài)等效電感可以進行完全解耦，設計時增大穩(wěn)態(tài)電感量，有利于減小電感紋波、降低變換器的輸入輸出紋波，從而降低電感磁芯損耗及濾波電容大小；減小瞬態(tài)電感量，有利于系統(tǒng)的快速調節(jié)，實現最優(yōu)控制，設計時對穩(wěn)態(tài)電流紋波和瞬態(tài)響應速度這兩個相互矛盾的需求上取得一定的平衡。而在無耦合的分立電感構成的交錯并聯BOOST變換器中，穩(wěn)態(tài)電感與瞬態(tài)電感相同，無法同時兼顧穩(wěn)態(tài)與瞬態(tài)的要求，需求進行妥協設計，必然會影響變換器的性能。322小信號建模本文所設計PWM開關變換器采用非隔離型的拓撲結構，其唯一的控制量為開關管的占空比，要對其輸出電壓或者電流進行合理的控制，首先，要對系統(tǒng)建立相應的數學模型并求得占空比到輸出的傳遞函數，并以此為控制對象進行控制環(huán)路的設計。系統(tǒng)中交流小信號擾動為低頻信號，而開關紋波是高頻的信號，它的影響可忽略，因此通過在一個開關周期求平均的方法進行數學建模是可行的。又由于電路中低通濾波器的存在，近似認為開關周期內的平均值與瞬態(tài)值相等，即變換器滿足低頻假設和小紋波假設，以電感電流和電容電壓作為狀態(tài)變量，進行電路等效變換。采用開關網絡建模法對兩相交錯并聯BOOST變換器進行小信號建模時，先根據電路不同模態(tài)分析，進行狀態(tài)變量的開關周期平均計算，然后進行直流分量與交流小信號分量分離，忽略高頻小信號量，建立開關網絡的變壓器等效模型及變換器頻域等效電路，即可分析得到占空比到輸出的傳遞函數。文獻59中對BOOST變換器開關網絡進行了變壓器等效建模59，此處不再贅述。其對應變換關系如圖312所示。2VDS1D1IDS1I2V1V2SI1TV2T1TI2QD圖312BOOST開關網絡小信號建模對于交錯并聯變換器而言，在開關周期為基準的所謂“宏觀時間”上，并聯的兩相之間對狀態(tài)變量的周期平均表述為相同的，只是在一個周期內部有時序的移動，因此其開關網絡模型是相同的。建立采用分立電感的兩相交錯并聯BOOST變換器小信號模型如圖313所示。SIV1SL1OVDS2OVDS2SLD11IDS2IDSCRSOVIIIOIC圖313兩相交錯并聯BOOST小信號等效電路上圖中，由基爾霍夫定律便可求得任意兩變量之間的傳遞函數表達式。求占空比到輸出的傳遞函數時，假設輸入電壓擾動量為零，即S0IV。等效變壓器原邊回路利用基爾霍夫電壓定律可建立其電路關系式為。11SSOOVDDVLIMERGEFORMAT33122MERGEFORMAT332等效變壓器副邊回路利用基爾霍夫電流定律可建立其電路關系式為。1111SS1S|OIIIDIDVRCMERGEFORMAT333理想工作情況下，并聯的兩相電路占空比及流過電流均相等，則121205SSILIIDIDDMERGEFORMAT334化簡得輸出電壓OV對控制量的傳遞函數如式（335）。2_S021|IIVDDMVLSVDRGCDMERGEFORMAT335同理，可以算出電感電流之和SI對控制量SD的傳遞函數為。_S022|IIIDDMVVRDLDMERGEFORMAT336同理，可根據反向耦合磁集成電感的等效電路模型及開關網絡的小信號等效電路，可以建立本文所設計電路結構的小信號等效電路如下圖所示。SIV1SLM1OVDS2OVDSD11IDS2IDSCRSOVI2IIOICSL圖314反向耦合電感的交錯并聯BOOST小信號等效電路同樣由上圖可以進行S域電路計算，由基爾霍夫定律可得出以下計算式。11122221101/|IOOIOMISLVDSDVSSDIDIIRCMERGEFORMAT337此處，式（217）中所示的采用分立電感時的關系仍能滿足。經過化簡則可以得出控制DS對輸出電壓OVS的傳遞函數如下式。2_S021|IIVDCMVLSVDRGCDMERGEFORMAT338同理，計算得到控制S到輸入電感電流之和IS的傳遞函數為。_022|IIIIDCMVVRGDLMCDMERGEFORMAT339分別比較式（335）與式（338）可知，兩種電感結構構成電路的控制到輸出電壓傳遞函數是相同的，則采用反向耦合的磁集成電感對輸出電壓控制環(huán)路不造成影響，比較式（336）與式（339）知，磁集成對電感電流控制環(huán)路有影響，等效電感為L。在保證DM及CM兩種情況電感電流紋波相同前提下進行瞬態(tài)響應的比較分析，即選擇CM自感值為54H，DM電感為729H，輸出濾波電容為10F。由式（336）及式（339）計算得DM及CM兩種電感在兩相交錯并聯變換器中占空比到輸入電流的傳遞函數分別表示為。_662280S45713510IDDMSGMERGEFORMAT340_6629IDCSSMERGEFORMAT341在MATLAB中利用SISOTOOL進行仿真，并繪出其開環(huán)階躍效應曲線如圖315所示。（A）DM階躍響應（B）CM階躍響應圖315占空比到輸入電流階躍響應曲線由圖可知，在保證電感電流紋波相同的情況下，采用耦合系數為1/3的耦合電感變換器獲得比分立電感變換器更優(yōu)越的瞬態(tài)響應效果。33磁集成電感結構對其性能影響的研究磁集成電感是本課題的關鍵，對整個設計起到舉足輕重的作用，然而電感又是一個多耦合的器件，設計時需要考慮多方面的因素，如磁芯結構、磁通密度、氣隙等等，需要進行詳細的磁路分析。331磁芯結構對磁集成電感性能影響鐵氧體材料的磁芯高頻損耗小，在高頻設計時是很好的選擇，但是它的飽和磁密較低，使用時應該十分注意。另外，雖然耦合電感與分立電感在交錯并聯變換器中的電路工作原理及開關管控制時序上類似，但其中的磁性元件的設計是十分迥異的。要得到磁集成電感在數量上的計算及相互間的關系，需要對其進行直流磁路分析，如圖316所示。1NI2IVV1R2RCININ圖316磁集成電感結構及磁路等效模型由安培環(huán)路定律及磁通連續(xù)性定律有。221211INRCMERGEFORMAT342因此，可以分別得出兩側柱上的直流磁通量為，1212121212221211IRRNIRCCCCCCMERGEFORMAT343于是，由上式進一步可以求得繞組兩端電壓值。DTIRRNDTIRRNDTUCCCCCCCC12121221212222112111MERGEFORMAT344在對稱結構中，、