1、6.5開關電源環(huán)路穩(wěn)定的試驗方法前面頻率特性分析方法是以元器件小信號參數(shù)為基礎，同時在線性范圍內(nèi)，似乎很準確。但有時 很難做到，例如電解電容ESR不準確且隨溫度和頻率變化；電感磁芯磁導率不是常數(shù)，還有由于分布參數(shù)或工藝限制，電路存在分布參數(shù)等等，使得分析結(jié)果不可能完全吻合，有時甚至相差甚遠。分析 方法只是作為實際調(diào)試的參考和指導。因此，在有條件的情況下，直接通過測量運算放大器以外的環(huán) 路的頻率響應，根據(jù) 6.4節(jié)的理論分析，利用測得的頻率特性選擇Ven able誤差放大器類型，對環(huán)路補償，并通過試驗檢查補償結(jié)果，應當說這是最直接和最可靠設計方法。采用這個方法，你可以在一 個星期之內(nèi)將你的電源閉

2、環(huán)調(diào)好。前提條件是你應當有一臺網(wǎng)絡分析儀。6.5.1如何開環(huán)測試響應橋式、半橋、推挽、正激以及Buck變換器都有一個 LC濾波電路，輸出功率電路對系 統(tǒng)性能影響最大。為了討論方便，以圖6.31為例來說明測試方法，重畫為圖 6.48(a)。電 路參數(shù)為：輸入電壓 115V，輸出電壓為5V , 如前所述，濾波電感和電容分別為L=15卩H, C=2600 卩 F, PWM 控制器采用 UC1524, 它的鋸齒波幅值為 3V ,只用兩路脈沖中的一 路，最大占空比為0.5。為了測量小信號頻率特性，變換器必須工作在實際工作點：額定輸出電壓、占空比和給定的負載電流。從前面分析知道，如果把開關電源看著放 大器

3、，放大器的輸入就是參考電壓。從反饋放 大器電路拓撲來說，開關電源的閉環(huán)是一個以 參考電壓為輸入的電壓串聯(lián)負反饋電路。輸入 電源的變化和/或負載變化是外界對反饋控制 環(huán)路的擾動信號。取樣電路是一個電阻網(wǎng)絡的 分壓器，分壓比就是反饋系數(shù)，一般是固定的 (R2/(R1+R2)。參考電壓(相應于放大器 的輸入電壓)穩(wěn)定不變，即變化量為零，輸出 電壓也不變(5V)。如上所述，所有三種誤差放大器都有一個 原點極點。在低頻閉環(huán)時，由于原點極點增益 隨頻率減少而增高(即在反饋回路電容)在很 低頻率，有一個最大增益，由誤差放大器開環(huán) 增益決定。直流增益很高，這意味著直流電壓 僅有極小誤差(相對于參考電壓)。例如

4、，誤 差放大器在很低頻率增益可能達到80dB或更UdcUbUdcUbNrNpkQ1Nr -NP 一Q1UsNsPWM驅(qū) 動UsNsResrAEAUeaR2UsBbB誤差放大Uref(a)R1ResrACutR2PWM驅(qū) 動AEAUeaBA(b)圖6.48正激變換器環(huán)路增益測試高，因為80dB即10000倍，迫使輸出檢測電壓接近參考電壓，誤差僅萬分之一，即0.01%。這當然遠優(yōu)于一般參考電壓的精度，因而通常輸出電壓的誤差由參考電壓的誤差決定。為保證電源在任何干擾下輸出穩(wěn)定，我們將測試除誤差放大器以外的開關電源的環(huán)路頻率特性， 來判斷閉環(huán)穿越頻率、放大器需要的增益以及需要補償?shù)南辔唬源诉x擇誤差放

5、大器類型。為了開環(huán)測量誤差放大器以外的環(huán)路增益，你可以利用控制芯片中的誤差放大器。將誤差放大器 接成跟隨器，禾U用跟隨器輸入阻抗高的特點，在輸入端將測試的掃頻信號和決定直流工作點的偏置電 壓求和。直流工作點的偏置電壓是一個可調(diào)直流電源（調(diào)節(jié)工作點）和一個交流掃頻交流信號疊加 一起送入跟隨器。調(diào)節(jié)可調(diào)直流電壓，輸出電壓隨之變化?？烧{(diào)電壓增大輸出電壓也增大。調(diào)節(jié)可調(diào) 直流電壓，使輸出電壓和負載達到規(guī)定的測試條件（輸入電壓最大和最小，負載滿載和輕載），然后 測試分壓器輸出 ACout和掃頻信號輸出 AC in的交流信號的幅值和相位，就得到相似于圖6.36的除放大器以外的增益特性Gt （AC out

6、/AC in ）。應當注意，我們正在研究的是電源的小信號響應，是在一定工作點附近的線性特性，所以測試應當在實際工作點（在規(guī)定的輸出電壓和負載以及規(guī)定的輸入電源電壓）進行。即輸出如果是5V，就應當將輸出精確調(diào)節(jié)到5V，而不是3V或10V。一定要調(diào)節(jié)可調(diào)電源精密調(diào)整到額定輸出相差mV級以內(nèi)，再進行開環(huán)測試。測量開始前，應當確定變換器輸出端確實接有規(guī)定負載（最大或最小負載）。開始測量時，應當從零緩慢增加直流電壓，直到輸出達到額定輸出電壓。因為是開環(huán)，如果先調(diào)節(jié)輸出電壓到額定值，再 調(diào)節(jié)負載電阻，要是你忘記了接負載電阻，變換器空載或負載電阻很大，輸出電壓有可能過高而造成 輸出電容擊穿。請注意，高增益功

7、率級對可調(diào)直流電壓十分敏感，用普通的實驗室直流電源可能很難精確調(diào)節(jié)到 你所需要的電壓。在這種情況下，你應盡量調(diào)節(jié)到實際輸出電壓5%以內(nèi)。實在不行，你得買或做一臺可調(diào)節(jié)到 mV以內(nèi)的精密電壓源。還應當注意有些PWM芯片有失調(diào)電壓，電壓達到大約1V占空度仍然為零。有了這個頻率特性，就可以根據(jù)6.4節(jié)的方法選擇誤差放大器類型。根據(jù)開關頻率和穩(wěn)定性判據(jù)設定零點和極點位置交、直流信號疊加電路交流與直流求和電路有變壓器法和混合法兩種。AC10k Q可調(diào)直流源圖6.49注入掃頻信號的變壓器法變壓器求和圖6.49所示電路為變壓器求和法。因為同相輸入放大器 輸入阻抗極高，調(diào)節(jié)的直流電源提供的電流可以忽略，不會對

8、 變壓器造成磁偏；交流掃頻信號從變壓器初級輸入，接在次級 的50 Q電阻提供疊加的交流信號。變壓器次級線圈將直流信 號短路，不影響直流電壓調(diào)節(jié)。變壓器將交流信號源與直流源 隔離。特別是測量高電壓電源特性時，變壓器隔離是很重要 的。要小心設計求和變壓器，變壓器應具有很寬的帶寬：即很 低的頻率不能飽和，而很高的頻率不能有很大的寄生電容?；旌戏ㄓ捎谧儔浩鞣ǖ皖l磁飽和而不可能工作在任意低頻。另一個注入掃頻信號的方法是混合法（圖6.50 ）。這是一個同相放大器，在放大器的同相輸入端不管直 流還是交流都是注入信號的1/2，因此對可調(diào)直流和掃頻注入信號都是1:1放大。而運算放大器則應當選擇恰當帶寬的器 件，

9、應可工作到很高頻率。在你采用混合器之前，用網(wǎng)絡分析儀小心測量運算放大器 的響應，特別是相位移。某些高增益帶寬的運算放大器具有較 大的相移，而有些運放則沒有，但在手冊中并不能得到這些信 息。不要忘記在運放的電源上并聯(lián)一個100 nF 的電容，避免直流電源內(nèi)阻抗對測量影響。在高頻測量時，要注意高頻信號 的接入，并且輸出和輸入應用BNC插頭。混合法主要缺點是：1）為了將混合器插入環(huán)路，在PCB上你必須焊開一個元件，并且2）環(huán)路工作時的輸出電壓不能大于可調(diào)直流電源10k圖6.50混合法原理圖6.5.3如何閉環(huán)測量變換器環(huán)路響應從以上分析可知，開環(huán)測試環(huán)路（除誤差放大器以 外）增益必須在工作點進行，要達

10、到補償后在任何工作狀 態(tài)下都穩(wěn)定，所以必須測試 4種前情況：最大和最小輸入電網(wǎng)電壓；最大和最小輸出負載。開 環(huán)特性隨這些情況變化而變化，才能保證補償后閉環(huán)響應 在四種情況下都穩(wěn)定。從開環(huán)測量可以看到，在四種情況下，都要調(diào)整精密 電源和精確測量非常費時費事。同時，要是控制芯片上誤UoAC。Ui一n-32 2 L N Uri-c0nu差放大器的同相輸出端不引出（ 8腳PWM芯片內(nèi)部參考電壓直接接到誤差放大器同相輸入端）時，就不能直接將 誤差放大器接成跟隨器，測試就無法進行。而且，每測試 一種情況，就要調(diào)試一次工作點，十分麻煩。因此，在試 驗室可用閉環(huán)進行測試。電路在閉環(huán)時，不需要外加可調(diào)穩(wěn)壓電源調(diào)

11、節(jié)工作AC in100mV點，電路可以閉環(huán)調(diào)節(jié)自動穩(wěn)壓。但是，誤差放大器如果 補償網(wǎng)路處于開環(huán)工作，電路振蕩，無法進行相應測試。所以必須采取有效措施避免振蕩，又能有正確的工作點，通常將誤差放大器做成I類Ven able 放大器，如圖6.51所示。圖6.51閉環(huán)測試原理圖我們知道，在相當?shù)皖l率時，直流電源環(huán)路增益總是固定的，同時附加相位移為0 :如果你調(diào)節(jié)一個確定的占空比，你就可以得到對應的輸出電壓，占空比增加，輸出電壓就增加。這意味著變換器 總有一個穩(wěn)定工作的足夠低的帶寬的負反饋系統(tǒng)。如采用I型放大器，只有一個原點極點。如果將此運放的供電電壓。極點頻率遠低于濾波器諧振頻率，放大器環(huán)路幅頻特性以

12、- 閉環(huán)是不會振蕩的。我們以圖6.52來說明這個方法。對于I型放大器，一個原點極點:12 RC假定用一個大電容1卩F補償?shù)恼ぷ儞Q器的閉環(huán)，并使得fpo=2OOHz。測量得到圖 6.52中曲線2是含有誤差放大器的響應曲線。穿越頻率fco= fpo,相位移小于135 °系統(tǒng)是穩(wěn)定的，且?guī)挒?200Hz。但這不是我們感興趣的。閉環(huán)正是獲得開環(huán)特性的一種中曲線1。如果將曲線2減去曲線1可以獲得曲線3,策略。實際帶有 fpo=2OOHz 的誤差放大器特性如圖 這就是去除誤差放大器以外的頻率特性。實際上只要得到的測量波特圖，就可以設計誤差放大器。根據(jù)fc0=(1/41/5) fs選擇穿越頻率

13、。實際 開關頻率為 100kHz，選擇 fco=2OkHz 穿越，比 200Hz高100倍，即將電容減少fc0/ fp0= 100倍。因要求的穿越頻率是測量曲線穿越頻率100倍，增益提升40dB,即在20kHz將曲線2的-80dB 提升到曲線3的-40dB，這就是誤差放大器需要補償?shù)脑鲆?約40dB，即102。相頻特性沒有變化，對應20kHz環(huán)路相移為 186。，因此環(huán)路不穩(wěn)定。就是除誤差放 大器以外的相移為186 90=96。，不能采用I型放大器，而應采用n型放大器。H型放大器的水平增益為40dB。根據(jù)總相位裕度為135。，因此，誤差放大器最大相移為135-96=39 °。根據(jù)表6

14、.1可以看到，只要選擇k=3(相位滯后36 °就可以了。這個方法給出的結(jié)果幾乎與計算 一致。注意：有時功率級的增益很低，同時如果要將環(huán)路補償?shù)礁哳l，用這個方法在足夠低于噪聲頻率(即-60dB )測量的增益。在這樣情況下，可以將1卩F電容減少到100nF，這樣增益增加 20dB。20dB/dec 穿越0dB，附加相移為 90-40-601 10 10 2 10 3 10 4 f(a)-225(b)圖6.52閉環(huán)特性測試結(jié)果但是，測試環(huán)路增益要使用昂貴的網(wǎng)絡分析儀，這是一般小型企業(yè)做不到的。在任何情況下，大信號帶寬始終小于或等于小信號帶寬，因為在變換器的閉環(huán)運行進入非線性之 前首先小信號

15、響應，并由小信號帶寬決定。因此，有時將大信號響應的非線性環(huán)路完全分離出去：然 后必須決定當每個環(huán)路工作時，在它們之間如何避免干擾等等。如有可能，環(huán)路應當避免大信號工作。例：將1.2V電源帶寬設計得很寬，同時測量閉環(huán)響應有45。相位裕度。遺憾的是當負載階躍變化時，系統(tǒng)開始振蕩：運放沒有足夠的增益帶寬和擺率，很多時間試圖達到穩(wěn)定值，首先達到正電壓，然后 又掉到地電位，這樣來回擺動。要消除這個振蕩，更換一個相同管腳排列的高增益帶寬的運放（高擺 率）。電流型控制 理論U in(S)Uo(s)圖6.53電流控制型變換器方框圖電流型與電壓型控制差別在于：電流型控制是兩個反 饋控制環(huán)路，一個控制電感電流，一

16、個是控制電容（輸 出）電壓（圖6.53 ）。此系統(tǒng)控制理論不同于電壓型控制系統(tǒng)。但是，我們 注意到電流控制型變換器高頻響應的研究只是在近幾年。從實際觀點出發(fā)，用第二個內(nèi)環(huán)的理由是控制電感電 流消除電感對輸出功率級傳遞函數(shù)的影響。這是因為功率 級傳遞函數(shù)已經(jīng)包含了電流環(huán)，所以，電感的影響被控制 它的環(huán)路所吸收，并不會出現(xiàn)在環(huán)路內(nèi)。因而，不必擔心 網(wǎng)絡諧振，并且高頻僅有單極點（輸出電容），所以，相 移為90 °而不是180 °。這使得電流型比電壓型更容易控 制，電流型控制變換器有可能得到寬的帶寬。電流型控制的限制在電流型控制中通常用一個電阻（或一個互感器和一個電阻）檢測電流，并

17、送到PWM 芯片中。但是，隨著負載電流的減少，此信號的幅值自然減少。如果負載小到電流信號可以忽略時，電流反饋 環(huán)不影響系統(tǒng)，于是，在輕載時電流型控制變成電壓型控制。所以，如果你給變換器在最大負載很寬帶寬，你需要小心檢查最小負載時額外（電感）的極點在 帶寬內(nèi)，并引起不穩(wěn)定。由于這個原因，變換器的功率級輕載帶寬少于重載帶寬。從實際觀點，如果負載變化范圍是10 : 1的話，你不必在整個工作范圍用電流型控制。斜率補償當電流型控制變換器占空度超過50%時，除非加斜率補償，變換器將震蕩在開關頻率的次諧波上，實際是一半開關頻率。問題的根源是這樣的，當電流達到某一定電平（由誤差放大器輸出設定） 使開關關斷。如

18、果占空度超過50%，電感電流斜坡上升時間大于周期的50%。很明顯，這意味著電感斜坡要以小于周期 50%下降，此較小的時間意味著電感電流不能在下一周期開始時間回到它穩(wěn)態(tài)初 始值，所以，下一周期電流開始關斷太高。因此，在此下一個周期電感電流達到截止電平提前，關斷 提前。實際關斷時間少于50%占空度。但截止時間拉長（50%）此下一個周期開始的電流太低，引起占空度大于50%，如此等等，在與欠流之間振蕩，這些次諧波振蕩在文獻中得到明確的證明。用一個固定的斜坡加到電流信號上的斜坡補償基本上解決了這個問 題。因為這個斜坡是恒值，很好的阻尼了電流信號的變化。事實上，斜坡 補償?shù)膶嶋H效果使得控制環(huán)路更象電壓型控

19、制。如果你這樣來想，電壓型 控制式固定斜坡與誤差放大器輸出比較所以附加上或多或少的斜率補償使 變換器越來越接近電壓型控制，如果斜率補償幅度與電流信號幅度比是無 限大，你就完全返回到電壓型控制。以上的解釋，這就是在低輸出功率 時，電流型控制變換器回到電壓型控制的原因。還可以看到，附加的斜率補償使變換器處于電流型（一個極點）和電 壓型（兩個極點）之間，這意味著當你測量環(huán)路時，測量波特圖的斜率， 你將發(fā)現(xiàn)在1個和兩個極點間是中間的（過渡的）。當然，實際電路可能 造成這樣傳遞函數(shù)。，并因RampPWM ICInI s圖h-54加頻率補償?shù)碾娏?型控控制變換器給電流控制型變換器加斜率補償（圖6.54 ）

20、直接加一個固定斜率在電流檢測反饋信號上。不用詳細說明，加上不同的固定斜坡量要么做成很好的電流控制，要么良好的電源的音頻抑制。但實際上由 于元件的公差和負載的變化不可能達到這兩種狀態(tài)。如果電流型控制變換器的占空度超過50%，變換器最要進行斜率補償。為決定需要的正確補償量，實際方法是將變換器工作在最大負載電流，并加足夠的斜率補償，使得對次諧波穩(wěn)定。在低負載 時，變換器仍然自動穩(wěn)定。如何補償一個電流型控制器？電流型控制器可以和電壓型變換器一樣方法補償。用電流檢測電阻在變換器滿載時產(chǎn)生IC需要的最大信號（典型為 1V ）。如果你打算占空度大于50%，應記住要加適當?shù)仡l率補償。現(xiàn)在和電壓型控制器（10k

21、 Q, 1卩F） 一樣，精確測量開環(huán)（電壓）增益，設計補償網(wǎng)路，并且你不要忘記檢查四 個極限情況?？梢詼y量電流環(huán)路嗎？以上的方法在測量電壓環(huán)路時被證明是如此成功和容易，是否可以用來測量電流型環(huán)路。首先電流環(huán)總是穩(wěn)定的，根據(jù)需要只要你記得加適當?shù)匦甭恃a償，總是具有（產(chǎn)生）較大的相位裕度。只是平均電流型除外（后面討論）不需要測量電流環(huán)。其次，測量相當困難，且事實上不能用網(wǎng)絡分析儀。這里牽涉到許多理論問題。這里模-數(shù)變 換，不能應用普通的正弦波掃頻。你還得回想比較器將電流斜坡信號（電流加一個斜坡分量）與誤差 放大器輸出相等時產(chǎn)生 PWM信號。數(shù)字化代替拉氏變換，需要用Z變換描述系統(tǒng)，否則至少應用模擬

22、來近似比較器的動態(tài) -包含兩個右半平面零點。實際上，由于這個數(shù)字部分不能用原先的掃頻正弦 波，代之以發(fā)明了某些復雜的數(shù)字調(diào)制。無論如何，這些僅在大學里研究，決不能應用在工程實踐 上。如上所述，正常變換器中，電流環(huán)路基本上總是穩(wěn)定的。平均電流型控制平均電流型控制主要用在功率因數(shù)校正變換器中。與一般電流型控制規(guī)律不同。平均電流型控制 的想法是用一個比較器代替電流信號與誤差放大器輸出比較，第二個放大器用來提供電流信號與誤差 放大器之差的放大。這樣，在標準電流型控制電流環(huán)帶寬等于變換器的開關頻率，平均電流型電流控 制環(huán)可能減少了帶寬。平均電流型電流誤差放大器可隨意補償達到希望的帶寬和相位裕度（采用與補

23、 償電壓誤差放大器相同的技術）。可以用以上討論的測量閉環(huán)的方法測量帶寬和相位裕度。穩(wěn)定性一般要求外環(huán)（電壓）比內(nèi)環(huán)（電流）帶寬窄。當然，電流型控制電流環(huán)帶寬不能等于開 關頻率。非最小相位系統(tǒng)有時，即使你肯定你的測量是正確的，但你得到一個波特圖沒有任何意義。例如，波特圖在低頻 附加相移位-180。，隨頻率增加穿越零度上升到某最大值，然后再次返回下降。此響應是非最小相位 系統(tǒng)的特征，其波特圖不足以決定系統(tǒng)是否穩(wěn)定。非最小相位系統(tǒng)是任何開環(huán)傳遞函數(shù)在右半平面零的系統(tǒng)。通過了解反激變換器如何工作很容易 明白這意味著什么。對于一個反激變換器，當負載電流增加（負載電阻減少）時，輸出電壓開始瞬時下降，為了輸

24、出 更多功率，就要在初級電感中存儲更多的能量，反饋增加晶體管的占空度，即晶體管導通時間延長。 這意味著在此期間直到它再次關斷前沒有能量傳輸?shù)截撦d。但是這引起輸出電壓的進一步降低。如果 環(huán)路沒有設計處理好這個關系，電壓保持跌落。因此，這是180。相位移，這就是基本右半平面零：增加占空度減少輸出電壓。回憶起本節(jié)前面的部分，一個右半平面零當相位仍要減少時引起增益平坦變化，使其保證穩(wěn)定困 難。作為一個規(guī)則，設計變換器的帶寬保證右半平面零出現(xiàn)在比帶寬更高的頻率。但是，應當小心， 此零隨負載移動。所以你需要檢查四個工作限值（輸入輸出最大最?。源_認右半平面零沒有問 題。乃奎斯特（Nyquist ）極點因

25、為非最小相位系統(tǒng)波特圖不足以確定穩(wěn)定性，我們需要不同的方式顯示信息，稱為乃奎斯特 圖?；貞浧痤l率特性可以用復數(shù)表示，波特圖由兩項組成：一是傳遞函數(shù)虛部和實部平方和，再開方（10進對數(shù)），就是模幅值.Im2 Re2一是相位Re相位=arcta n Im兩者都是頻率的函數(shù)。而乃奎斯特圖將虛部畫在y軸，實部畫在x軸的一個圖上（圖6.55 ）。在乃奎斯特圖上要點是“實部=-1,虛部=0”。圖6.55（a）指出了整個一個大標尺（每格 200單位）的乃奎斯特圖。你可以看到，圖順時針方向圍繞-1,0 一次，但因為x軸刻度你不能夠詳細了解閉合-1,0發(fā)生什么。展寬這個圖縮小到每格1單位刻度（圖6.55（b），

26、詳細展現(xiàn)了在粗糙圖上看不到的東西：圖在逆時針方向圍繞 -1,0 次，它也包含另一個回路，但這沒有關系，它不包含-1,0。凈結(jié)果是，圍繞-1,0零次：順時針+逆時針=-1+仁0.這保證系統(tǒng)是穩(wěn)定的:如果圍繞-1,0凈為零，乃奎斯特圖表達了穩(wěn)定系統(tǒng)。作為一個實際方法，測量的乃奎斯特圖是不封閉的，這是因 為既不能將頻率降到零，也不能將頻率上升到無窮。不過，在通 常頻率范圍(10Hz100kHz )測量變換器響應足以決定穩(wěn)定 性，因為增益低端以下是常數(shù)，而在高端以上小于1。如果你注意到波特圖，環(huán)繞-1,0全部出現(xiàn)在你使用的相同頻帶。系統(tǒng)穩(wěn)定的一些概念A. 輸入和輸出阻抗作為實際反饋設計的最后的課題，我

27、們要告訴你變換器的阻 抗和對系統(tǒng)穩(wěn)定的關系。這里“系統(tǒng)穩(wěn)定”是特定的一組變換器 相互作用的穩(wěn)定。這是在實際設計工作中常遇到的情況：例如， 你的5V輸出變換器的輸出掛有3.3V輸出的變換器；或你的功率因數(shù)校正變換器輸出400V，然后你用一個變換器降壓輸出12V。關鍵問題是變換器的輸入、輸出阻抗必須保證整個系統(tǒng)穩(wěn)Re變換器輸入阻抗是輸入電流變化引起多大的輸入電壓變化。它與變換器的傳遞函數(shù)緊密相關。圖6.56說明一般測試方法。測試時變換器應在額定負載和額定輸入電源下工作， 但在電源上面疊加一個來自網(wǎng)絡分析儀小的交流掃頻正弦 信號。隨著輸入電壓頻率的改變，輸入電流幅值也變化， 兩者變化量之比就是輸入阻

28、抗，Zjn U / I，且為頻率的函數(shù)。測試時注意刻度系數(shù)：通常電流測試頭的刻度每格10mV。所以如果你用 1:1測試電壓，電流測試頭設定1A每格，于是 1V/1A=1 Q =1V/( 1mV/A ) =100 ,即40dB，則網(wǎng)絡分析儀上讀數(shù)40dB，即為1 Q。對于高功率電源，可能需要功率放大器驅(qū)動變壓器，而-1 0ReU I (b)圖6.55穩(wěn)定系統(tǒng)乃奎斯特圖額定電源T圖6.56變換器輸入阻抗Zi=U/l測試方框圖不是用網(wǎng)絡分析儀直接驅(qū)動。你將發(fā)現(xiàn)，你得找一個功率 放大器，實際上最好的是老的線性(真空管)放大器最 好，因為失真度低。Buck變換器的輸入阻抗精確測量結(jié)果如圖6.57。在低頻

29、，阻抗近似平坦。的確，輸入阻抗在低頻是常數(shù)。對于此 Q , 25dB- Q，標在圖上指出時 25+40=65dB ，這是圓圈的右邊。 是計算得到的。此外我們注意到，輸入功率是15V X 0.780A=11.7W ，且輸出功率為5V X2=10W,所以變換器效Buck 變換器，15V/0.78A=19.2(實際測量的輸入電流750mA，dB(40dB=1 Q)80率為85%)因為變換器是一個恒定負載，記住低頻相移位- 如果你增加輸入電壓，輸入電流減少！當我們考慮變換器穩(wěn) 定性時這種作用將引起問題。(相位在測量圖中沒有畫出 來，實際上是不重要的)還要注意到，你聽到有人把變換器作為一個負180抗。實

30、際上他說的是這個180。相位移，并且僅在低頻這樣說才是正確的。隨著頻率的增加，輸入電容的阻抗等于輸入阻抗，此頻 率為阻-38Hz219.2220 F在這個頻率以上，電容90。相移對輸入起主要影響。我們檢查曲線注意轉(zhuǎn)折：42dB刻度是2dB Q，即在500Hz為1.26 Q。則1f(Hz)圖6.57 Buck變換器輸入阻抗測試結(jié)果圖C253 F2500 Hz 1.26比較合理的采用 220卩F。圍繞這個諧振網(wǎng)絡頻率我們看到稍微有些波動，但不完全象開環(huán)情況，因為變換器與輸入電容并 聯(lián)。在測量的頻率上部，我們可以看到由于輸入電容的ESR接入使增益平坦：1C5.2kHz20.12250 F這樣看起來變換器的輸入阻抗在低頻象一個負阻抗，中頻象一個電容，在高頻象一個正阻 抗。當然如果你進入足夠到高頻，你將開始看到象一個電感，但在這些頻率系統(tǒng)中你可能必須考慮使 用電纜。在某些情況為達到系統(tǒng)穩(wěn)定，電纜可能很重要。V I圖6.58輸出阻抗測試示意圖圖6.59 Buck變換器的輸出特性現(xiàn)象。為保證兩個變換器串聯(lián)在一起而不引起振蕩一般規(guī)律如 下：如可能要確保1. 第一個變換器的輸出阻抗在整個頻率范圍小于第二個 變換器的輸入阻抗。2. 第一變換器的帶寬大于第二個變換器的帶寬。輸入輸出DC 變換器I變換器II D