1、諧振復位雙開關正激變換器的研究諧振復位雙開關正激變換器的研究摘要：摘要：推薦了一種諧振復位雙開關正激型 DC/DC 變換器。它不僅克服了諧振復位單開關正激變換器開關電壓應力大和變換效率低的缺點，而且具有占空比可以大于 50的優(yōu)點。因此，該變換器可以應用于高輸入電壓、寬變化范圍、高效率要求的場合。對該拓撲的工作原理和特性進行了詳細的描述。最后通過實驗證實了該拓撲的上述優(yōu)點。 ; mso-hansi-font-family: TimesNew Roman關鍵詞：關鍵詞：諧振復位;雙開關;正激變換器1 1 概述概述諧振復位單開關正激變換器，如圖 1 所示，是一種結構比較簡單、應用十分廣泛的 DC/D

2、C 變換器。它通過諧振電容 Cr 上的電壓對變壓器進行復位，該復位電壓可以大于輸入電壓，因此，該變換器的占空比可以大于 50，適合于寬輸入范圍的場合。但和通常的單開關正激變換器一樣，它的開關電壓應力比較大，是輸入電壓的 2 倍左右，用于較高輸入電壓的場合有一定的困難。另外，每次開關 S 開通之前，Cr 上電壓為輸入電壓，在 S 開通時，不僅將 S 的寄生電容上的能量 CossVin2/2 消耗在開關上，同時也將 Cr 上的能量 CrVin2/2 消耗在S 上。而 Cr 又是外并的諧振電容，其值可能遠遠大于開關的寄生電容，所以，可以認為該變換器的等效開關損耗大大增加，效率將會受到嚴重影響。雙開關

3、正激變換器克服了主開關電壓應力大的缺點，它每個開關的電壓應力等于輸入電壓，是單開關正激的一半左右，適用于高壓輸入場合。而且雙開關正激變換器是利用輸入電壓給變壓器進行復位，結構上也比較簡單，激磁能量和漏感能量回饋到輸入側，轉換效率比較高。因此，這種雙開關正激 DC/DC拓撲被廣泛地應用于工業(yè)界，不僅僅是高壓輸入場合。但是，這種雙開關正激變換器有它的突出缺點，即只能工作在占空比小于 50的狀態(tài)，所以，不適合用在變換范圍非常寬的場合。本文推薦了一種諧振復位雙開關正激變換器，它綜合了單開關諧振正激和雙開關正激的優(yōu)點，不僅可以工作在占空比大于 50的狀態(tài)，而且又采用雙開關結構，大大減小了開關的電壓應力。

4、因此，該變換器適用于高電壓輸入、寬變化范圍的場合。2 2 工作原理工作原理諧振復位雙開關正激變換器的電路如圖 2 所示。圖 2 中 Coss1，Coss2，Coss3 分別為開關 S1，S2，S3 的寄生輸出電容，Cr 為諧振電容，它并聯(lián)在 S2的漏源極之間，因 Cr 遠大于開關管的寄生電容，所以 Coss2 可以忽略。Lm 為激磁電感。為簡化分析，輸出電容 Co 被認為無窮大而以恒壓源 Vo 代替，并假定電路已經(jīng)進入穩(wěn)態(tài)。該變換器的一個開關周期可以分為 6 個工作階段，分別如圖 3 的 6 個等效電路所示。相應的工作波形如圖 4 所示，其中 t1t3 為死區(qū)時間 td1，t5t6為死區(qū)時間

5、td2，這些時間實際上非常短，在圖中為了更清楚地表述，將他們畫得比較大。6 個工作階段的工作原理分別描述如下。1）階段 1t0，t1如圖 3（a）和圖 4 所示，該階段 S1 和 S2 同時導通，加在變壓器原邊上的電壓為輸入電壓 Vin，激磁電流線性上升。同時副邊整流二極管 DR1 導通，續(xù)流二極管 DR2 截止，電感 L 上的電流 iL 線性上升。2）階段 2t1，t2t1 時刻，如圖 3(b)和圖 4 所示，S1 和 S2 同時關斷，折算到原邊的負載電流和激磁電流一起對 Coss1 充電，使 Coss3 放電，Coss3上的電壓 vds3 迅速下降。由于諧振電容 Cr 較大，在這么短的時間

6、內(nèi) Cr 上的電壓幾乎沒有上升，近似為零。因此 vT 就近似等于 vds3，也迅速下降。但此階段變壓器上的電壓 vT 仍為正，所以副邊 DR1 仍導通。3）階段 3t2，t3t2 時刻 vT 下降到零時，副邊二極管 DR1 就截止，DR2 導通，iL 通過 DR2 續(xù)流，在輸出電壓 Vo 的作用下線性下降。在原邊，激磁電感 Lm 和諧振電容 Cr 諧振，在 Cr 上產(chǎn)生的諧振電壓按正弦變化上升，該諧振電壓同時對變壓器進行復位，諧振電流流過 S3 的體二極管，如圖 3(c)和圖 4所示。4）階段 4t3，t4t3 時刻，S3 的門極驅動信號 vgs3 變高，S3 在零電壓條件下開通，Lm 和 C

7、r 繼續(xù)諧振，Cr 上的正弦諧振電壓繼續(xù)對變壓器進行復位，諧振電流流過 S3，如圖 3(d)和圖 4 所示。5）階段 5t4，t5如圖 3(e)和圖 4 所示，Cr 上的電壓諧振到零后，激磁電流就流經(jīng) S2 的體二極管，而 S3 仍然導通，這時變壓器原邊的電壓為零，激磁電流保持不變。副邊仍然是 DR1 截止，DR2 導通，電感電流繼續(xù)下降。6）階段 6t5，t6如圖 3(f)和圖 4 所示，S3 在 t5 時刻關斷，激磁電流對 Coss3 進行充電，vds3 一大于零，副邊整流二極管 DR1 就導通，激磁電流流向變壓器副邊，但它不足以維持負載電流，所以續(xù)流二極管仍然導通。由于DR1 及 DR2

8、 都導通，變壓器上的電壓被箝在零，激磁電流保持不變。而開關 S1上的電壓被箝在 Vin，S2 上的電壓則為零。圖圖 3 3t6 時刻，S1 及 S2 同時開通，其中 S2 是零電壓開通，而 Coss1 上的電荷通過 S1 迅速放完，電路進入到下一開關周期的階段 1，負載電流流過DR1。由以上分析可以看到，開關 S1 及 S3 的電壓應力均為輸入電壓 Vin，而 S2的電壓應力則是復位電壓。3 3 特性分析特性分析根據(jù)以上的分析可以看出，S1 及 S3 為一對互補開關，兩者寄生輸出電容上的電壓 vds1 與 vds3 之和等于輸入電壓 Vin。因此，當其中 vds1（或 vds3）等于零時，vd

9、s3（或 vds1）就等于 Vin，可見開關 S1 及 S3 的電壓應力均為輸入電壓。開關 S2 的源漏間并聯(lián)了諧振電容 Cr，其值遠大于 S2 的寄生輸出電容 Coss2，所以，Cr 上的電壓就是 S2 所要承受的電壓。在 S1 及 S2 關斷后，激磁電感 Lm 和諧振電容 Cr 開始諧振，在 Cr 上產(chǎn)生一正弦電壓對變壓器進行磁復位。因此，開關 S2 的電壓應力就是該復位電壓的峰值?？梢?，該變換器的開關電壓應力和單開關正激變換器相比要小得多。該變換器的另一優(yōu)點是可以工作在占空比大于 50的狀態(tài)下。如圖 4 所示，當主開關 S1 及 S2 同時導通，輔助開關 S3 截止時，加在變壓器原邊的電

10、壓為正，大小等于輸入電壓。當主開關 S1 及 S2 同時截止，輔助開關 S3 導通時，Lm 和 Cr 諧振在 Cr 上產(chǎn)生的電壓對變壓器進行磁復位。通過選擇較小的 Cr值，該復位電壓可以大于輸入電壓，使得變壓器的復位時間小于正向導通時間，從而得到一個大于 50的占空比。這樣的好處是既可以減小變換器一次側的導通損耗，又可以減小二次側整流二極管的電壓應力。此外，由于 Cr 上的電壓諧振到零之后，主開關 S2 才開通，所以諧振電容不會帶來額外的損耗，相反使得 S2 實現(xiàn)了零電壓開通，其本身的開關損耗也大大下降了。而 S3 在導通之前是體二極管導通，即 S3 也是零電壓開通的，開關損耗大大減小。因此，

11、該變換器的轉換效率要比單開關諧振復位正激變換器高得多。4 4 實驗結果實驗結果一臺采用諧振復位雙開關正激 DC/DC 變換器拓撲的實驗樣機，驗證了該拓撲的工作原理和特性。該樣機的規(guī)格和主要參數(shù)如下：輸入電壓 Vin250V400V；輸出電壓 Vo54V；輸出電流 Io05A；工作頻率 f70kHz；主開關 S1 及 S2STP11NM60；輔助開關 S3IRF830；整流二極管 DR1HER1604PT；續(xù)流二極管 DR2B20200；變壓器 Tn=4020，Lm=3mH，Ls=15H；濾波電感 L130H；諧振電容 Cr200pF。圖 5 是輸出 4A 時的主要實驗波形。其中圖 5(a)是輸入電壓為 250V 時，變壓器原邊的電壓波形，可以看出占空比為 53左右，證明該變換器可以工作在占空比大于 50的狀態(tài)。圖 5(b)是輸入等于 400V 時，主開關 S1 門極驅動電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓正向平臺為 400V，正好等于輸入電壓。圖