1、第第7章章 數字調制系統數字調制系統通信系統原理第7章 數字調制系統7.1引言7.2二進制數字調制原理7.3 二進制數字調制系統的抗噪聲性能7.4 多進制數字調制系統7.5 現代數字調制技術7.6* 數字調制技術的應用7.1 引言n數字通信系統有兩種方式，即數字基帶傳輸系統數字基帶傳輸系統和數數字頻帶傳輸系統字頻帶傳輸系統。由于數字基帶信號具有低通性質，要求信道也具有低通形式的傳輸特性，才能實現數字信號的直接傳輸。而某些帶通性質的信道，如：無線信道，往往不能直接傳輸數字信號，需要采用調制技術，將數字基帶信號通過調制技術變換為適于信道傳輸的數字頻帶信號才能進行傳輸，因此數字頻帶傳輸系統也叫數字調

2、制系統數字調制系統。 n數字調制系統可以采用鍵控方法實現，根據已調信號參數改變類型的不同，數字調制系統可以分為幅移鍵控(ASK)、頻移鍵控(FSK)和相移鍵控(PSK)。其中幅移和相移鍵控屬于線性調制，而頻移鍵控屬于非線性調制。7.2二進制數字調制原理二進制數字調制原理 n理論上，只要把數字信號看成一般的模擬信號進行調制，在接收端再無失真地恢復出來，就可以實現數字信號的載波傳輸。從原理上講，數字調制可以采用模擬調制方法，數字調制是用載波信號的某些參數的離散狀態(tài)來表征所傳送的信息，在接收端也只是對載波信號的相應參量進行檢測，從而判決發(fā)送的是什么數字信息。n根據已調信號參數改變類型的不同，數字調制

3、可以分為：n幅移鍵控（ASK）：幅度攜帶數字信息。n頻移鍵控（FSK）：頻率攜帶數字信息。n相移鍵控（PSK）：相位攜帶數字信息。 圖7-1 二進制數字調制的三種形式7.2.1 二進制振幅鍵控二進制振幅鍵控(2ASK) 12ASK信號的產生與時域表達信號的產生與時域表達n2ASK信號的產生方法有兩種，如圖信號的產生方法有兩種，如圖7-2所示。所示。一種是模擬調制法，即按照模擬調制原理來實一種是模擬調制法，即按照模擬調制原理來實現數字調制，只需將調制信號由模擬信號改成現數字調制，只需將調制信號由模擬信號改成數字信號。另一種是鍵控調制法，即根據數字數字信號。另一種是鍵控調制法，即根據數字信號的不同

4、控制信號的有和無來表征數字信號。信號的不同控制信號的有和無來表征數字信號。 圖7-2 2ASK信號的兩種產生方法2ASK信號的表達式 根據圖7-2（a）可知，表達式的形式為)cos()()cos()(2ttstnTtgasccnsnASKnsnnTtgats)()()1 () 1 (1)0(0PPPPan概率為概率為)(tg 式中 是矩形函數。（7-1）22ASK信號的波形信號的波形n二進制幅移鍵控（二進制幅移鍵控（2ASK）是指高頻載波的幅度受調制信）是指高頻載波的幅度受調制信號的控制，而頻率和相位保持不變。用二進制數字信號的號的控制，而頻率和相位保持不變。用二進制數字信號的“1”和和“0”

5、控制載波的通和斷，所以又稱通控制載波的通和斷，所以又稱通斷鍵控斷鍵控OOK（OnOff Keying），其時域波形如圖），其時域波形如圖7-3所示。所示。圖7-3 2ASK信號波形 圖7-4是實測波形。載波頻率為2.2MHz，碼元速率為170.5kbit/t。從圖中可以看出，已調信號成通斷狀態(tài)，并且，載波頻率遠遠高于碼元速率，在一個碼元時間內，有多個載波周期，且載波周期與碼元寬度沒有整倍數的關系，這是實際應用時常見的波形。 圖7-4 2ASK信號實測波形32ASK信號的頻譜信號的頻譜n根據前面章節(jié)的討論，一個由單極性不歸零碼（根據前面章節(jié)的討論，一個由單極性不歸零碼（NRZ）表）表示的二進制數

6、字信號，其功率譜結構如圖示的二進制數字信號，其功率譜結構如圖7-5所示。要研所示。要研究究2ASK信號的功率譜，可對式信號的功率譜，可對式(7-1) 進行分析。進行分析。n2ASK信號的功率譜如圖信號的功率譜如圖7-5（b）所示，圖中（）所示，圖中（a）是調）是調制信號的功率譜，圖中（制信號的功率譜，圖中（b）是已調信號的功率譜，）是已調信號的功率譜，2ASK信號經過載頻搬移，處于載頻附近，并占據一定的信號經過載頻搬移，處于載頻附近，并占據一定的帶寬。帶寬。圖7-5 2ASK信號的功率譜)()(41)(2cscsASKffPffPfP(7-3) 從圖7-5中可見，2ASK信號的功率譜包含連續(xù)譜

7、和離散譜，其中，連續(xù)譜是數字基帶信號s(t)經線性調制后的雙邊帶頻譜，而離散頻譜為載波分量，出現在fc處；2ASK信號的頻帶寬度B2ASK，可以通過數字基帶信號的功率譜來確定。假定數字基帶信號的傳碼率為RB，則NRZ碼元持續(xù)時間為BsRT/1BssRTB /1BASKRB22從而得到2ASK信號的帶寬為的倒數來計算，即數字基帶信號帶寬的2倍 (7-4)圖7-6 2ASK信號功率譜 在實際系統中，測量信號的功率譜可以確定信號的頻率范圍。圖7-6給出了用頻譜分析儀測得的2ASK信號功率譜圖。RB2RB3RB （a）2ASK系統非相干接收原理框圖 (b) 對應(a)中各點的波形 圖7-7 2ASK信

8、號非相干接收原理框圖及各點波形42ASK信號的解調信號的解調(a)原理框圖(b)對應（a）中各點的波形圖7-8 2ASK信號相干接收原理框圖及各點波形7.2.2 二進制頻移鍵控(2FSK)12FSK信號的時域表達信號的時域表達n二進制頻移鍵控（二進制頻移鍵控（2FSK）是指載波的頻率受）是指載波的頻率受調制信號的控制，而幅度和相位保持不變。其調制信號的控制，而幅度和相位保持不變。其表達式為：表達式為： )cos()()cos()()(212nnSnnnSnFSKtnTtgatnTtgats(7-6) nnnana這里，和是的取反。分別表示第n個碼元信號的初始相位，nSnnSnnTtgatsnT

9、tgats)()()()(21則2FSK信號可以表示另一種形式為 )cos()()cos()()(22112nnFSKtststs (7-7)22FSK信號的產生信號的產生 由式（由式（7-7）可知，一個）可知，一個2FSK信號可看作兩個不同頻信號可看作兩個不同頻率率2ASK信號的合成。同樣也存在兩種產生方法，即模擬信號的合成。同樣也存在兩種產生方法，即模擬調制方法產生調制方法產生2FSK信號和鍵控方法產生信號和鍵控方法產生2FSK信號，如圖信號，如圖7-9所示。所示。(a)模擬調制方法 (b)鍵控方法圖7-9 2FSK信號的兩種產生方式圖7-10 2FSK信號的產生n圖7-11為2FSK的實

10、測波形。數字“1”的頻率，數字“0”的頻率，兩個頻率差別較大。在數字碼元變化使頻率轉換時，波形的過渡不平滑，即頻率切換的過程導致波形不連續(xù)。圖7-11 2FSK信號的實測波形32FSK信號的功率譜信號的功率譜n2FSK信號的功率譜可根據2ASK信號功率譜的表達式得到，用兩個分別位于中心頻率為f1和f2的2ASK來表示，即： （7-8）)()()()(41)(221122211ffPffPffPffPfPssssFSK（a）2FSK信號的頻譜BRff7 . 012BRff12BRff212 (1) (2) (3) (b) 兩個頻率差對功率譜的影響圖7-12 2FSK信號的功率譜圖7-12（a）是

11、2FSK信號的功率譜。特點是，第一：2FSK信號的功率譜與2ASK信號的功率譜相似，同樣包含連續(xù)譜和離散譜。 1f2f其中，連續(xù)譜由兩個雙邊譜疊加而成，而離散譜出現在兩個載頻位置和的位置； 第二：連續(xù)譜的形狀隨著 差值的大小而異。|12ff 觀察圖7-12(b)圖中的（1）、（2）和（3），其形狀有什么區(qū)別呢？ n當 出現單峰， 出現雙峰，只有 時雙峰完全分離。通信中，常見的是的 情況，分開的雙峰便于采用帶通濾波器來分離兩個頻率，以減少相互影響，實現正確接收。 BRff|12BRff|12BRff2|12BRff2|12BFSKRffB2|212由圖7-12我們可以定義2FSK的頻譜寬度為 (

12、7-9)RB為傳碼率。 圖7-13是實測2FSK的功率譜圖。數字“1”的頻率f1=2.21kHz，數字“0”的頻率是f2=1.105kHz，兩個頻率差別較大，其功率譜的范圍也非常寬。RB2RB3RB圖7-13 2FSK信號的實測功率譜42FSK信號的解調信號的解調n2FSK的解調也可以分為非相干接收法（包絡檢波）和相干接收法，以及過零點檢測法，分別如圖7-14、圖7-15和圖7-16所示。非相干接收法（包絡檢波）和相干接收法其原理和2ASK解調時相同，只是這里使用兩套電路。各點的波形可以參考ASK解調的結果。圖7-14 2FSK非相干解調方框圖圖7-15 2FSK相干解調方框圖2FSK另外一種

13、常用而簡便的解調方法是過零檢波解調法，其解調原理框圖及各點時間波形如圖7-16（a）和（b）所示。(a)過零點檢測解調2FSK框圖 （b）各點波形圖7-16 2FSK信號的過零檢測法 7.2.3 二進制相移鍵控二進制相移鍵控(2PSK) n相移鍵控是利用載波相位的變化來傳輸數字信息，通常可以分為絕對相移鍵控（2PSK）和相對相移鍵控（2DPSK）兩種方式。12PSK信號時域表達信號時域表達n一般地，如果二進制數字信號為“1”和“0”，分別用載波固定的相位0和這兩個離散值（或者相反的規(guī)定）來表示，而其幅度和頻率保持不變，這種調制方式就稱為二進制絕對相移鍵控。2PSK信號的表達式為tnTtgats

14、cSnnPSKcos)()(2(7-10) ）概率為（概率為PPan-1, 1, 1式中：如圖7-17所示。圖中所有數字信號“1”碼對應載波信號的0相位，而“0”碼對應載波信號的 相位（也可以相反地規(guī)定）。 圖7-17 2PSK信號的典型時間波形(a)2PSK實測波形(b)2PSK波形展開圖7-18 2PSK實測波形圖7-18為實測的2PSK波形。圖7-18（a）中的載波頻率為fc=2.2MHz，碼元速率為170.5kbit/s。在相位發(fā)生跳變的點不一定剛好趕上載波過零點，只有數字信號的持續(xù)時間Ts與載波周期之間為整數倍時，才能出現圖7-17畫出的波形。22PSK信號的產生信號的產生(a) 模

15、擬調制方法 (b)鍵控方法圖7-19 2PSK的實現方式 2PSK信號的產生可以采用兩種方法實現。一種是如圖7-19（a）所示的模擬調制法，二進制數字序列經碼型變換，由單極性碼形成雙極性不歸零碼，與載波相乘而產生2PSK信號。另一種是如圖7-19（b）所示的鍵控法。注意：繪制已調波形時，每一個碼元起始時刻的相位取決于載波的相位，而與上一個碼元的末相無關。32PSK信號的頻譜特性信號的頻譜特性n2PSK信號是否可以看成特殊的2ASK信號？當然可以，只是把2ASK時的數字基帶信號的單極性碼變換為雙極性碼即可。因此，其頻率譜表達式為 (7-12) 上式中是數字基帶信號波形的功率譜密度，為雙極性矩形脈

16、沖序列。2PSK的信號帶寬與2ASK信號相同)()(41)(2cscsPSKffPffPfPBPSKRB22(7-13) RB2RB3RBfc圖7-20 2PSK信號的實測功率譜圖 圖7-20是2PSK實際功率譜圖，對應圖7-18的信號波形，中心頻率為fc=2.2MHz，碼元速率為170.5kbit/s?？v坐標的刻度為每格10dB。42PSK信號的解調信號的解調n2PSK信號的解調采用相干解調，2PSK相干解調原理框圖和各點波形分別如圖7-21（a）和（b）所示。同樣，在圖7-21（b）的波形圖中，d點的波形與發(fā)送的波形對比也是失真的，但是，經判決之后恢復出來的數字信號與發(fā)端的完全相同。（a）

17、原理框圖（b）各點波形圖7-21 2PSK信號接收原理框圖及各點波形5二進制相對移相鍵控（二進制相對移相鍵控（2DPSK）n絕對調相方式中，發(fā)送端是以未調載波相位作基準，然后用已調載波相位相對于基準相位的絕對值（0或1）來表示數字信號，因而在接收端也必須有這樣一個固定的基準相位作參考。如果這個參考相位發(fā)生變化（0或0），則恢復的數字信號也就會發(fā)生錯誤（“1” “0”或“0” “1”）。這種現象通常稱為2PSK方式的“倒現象”或“反相工作方式”。n采用相對移相鍵控（2DPSK）可以克服反相工作。相對移相鍵控（2DPSK）是利用前后相鄰碼元載波相位的相對變化來表示數字信號。100數字信息“”數字信

18、息“ ”圖7-22 2DPSK波形與2PSK的波形的對比圖7-23 2DPSK信號的實測波形圖7-23是2DPSK信號的實測波形。其載波頻率為fc=2.2MHz，碼元速率為170.5kbit/s，從圖中可以看出，數字信號為“1”（高電平）時，已調信號發(fā)生相位跳變，而數字信號為“0”（低電平），沒有發(fā)生相位跳變。相對碼與絕對碼（原始信息）之間的關系滿足前面章節(jié)介紹的規(guī)則，即1nnnbab1nnnbab（7-14） （7-15） n無論接收信號是2DPSK還是2PSK信號，單從接收端看是區(qū)分不開的。2DPSK信號的功率譜密度和2PSK信號的功率譜密度是完全一樣的。圖7-24是兩種產生2DPSK信號

19、原理框圖。也有兩種方法，即模擬調制法和鍵控法。（a）模擬調制方法 （b） 鍵控方法圖7-24 2DPSK的實現方式相干解調法的原理n先對2DPSK信號進行相干解調，恢復出相對碼，再通過碼反變換器變換為絕對碼，從而恢復出發(fā)送的二進制數字信息，如圖7-25所示。(a) 原理框圖(b) 各點波形圖7-25 2DPSK的相干解調及各點波形差分相干解調n圖7-26所示是2DPSK信號的差分相干解調 (相位比較)法，解調器原理圖和解調過程各點時間波形如圖7-26（a）和（b）所示。n其解調原理是：直接比較前后碼元的相位差，從而恢復發(fā)送的二進制數字信息。由于解調的同時完成了碼反變換過程，故解調器中不需要碼反

20、變換器。同時差分相干解調方式不需要專門的相干載波，因此屬于一種非相干解調方法。(a)原理框圖（b）各點波形圖7-26 2DPSK的差分相干解調及各點波形說 明1、 因為2DPSK可看成是相對碼bk的2PSK，所以它與2PSK的表達式相同；由于基帶形狀只與信號g(t)有關，所以2DPSK與2PSK的功率譜和帶寬都相同。 2、 2DPSK系統是一種實用的數字調相系統， 適用于中高速數據傳輸，其抗噪聲性能比2PSK的稍差，但影響不大。 練習n試畫出數字信息101100對應的2ASK，2FSK，2PSK和2DPSK信號的波形圖。7.3 二進制數字調制系統的抗噪聲性能1.衡量指標 誤碼率Pe = 接收的

21、錯誤碼元數/發(fā)出的總碼元數2. 數字通信系統誤碼率計算方法 與上一章數字基帶傳輸系統誤碼率計算方法類似 （1）建立誤碼率分析模型（即接收機模型） （2）計算結果誤碼率計算方法n第一步：建立模型 GR(f)抽樣判決anx(t)s(t)n(t)定時q對于數字頻帶傳輸系統q 對于數字基帶傳輸系統 解調器抽樣判決anx(t) 各種已調信號如2ASK、2FSK、2PSK、2DPSKn(t)定時說明：調制和解調方法不同都會對判決結果產生影響 x(t)Vb ， 判“1” x(t)Vb 正判x(t)Vb 誤判x(t)1時，可得 式中， ，為碼元信噪比。（7-81）22DPSK系統抗噪聲性能系統抗噪聲性能n2D

22、PSK不是用載波的絕對相位值來表征數字信號“1”還是“0”，而是需要同時考慮兩個相鄰的碼元。參見圖7-33。假定在一個碼元時間內發(fā)送的是“1”，且令前一個碼元也為“1”碼，則在差分相干解調系統中加到乘法器的兩路波形分別表示為 111222( )( )cos( )sin( )( )cos( )sinccscccscy tanttntty tanttntt式中， y1(t)：無延遲支路的輸入信號； y2(t)：有延遲支路的輸入信號。在前后碼元都是“1”時，乘法器輸出經過低通濾波器的信號x(t)是什么形式呢？利用式（7-82），得tnnatnnatnnnntnanananayycsccsccssss

23、ccccc2sin)(212sin)(212cos21212cos)(21)(2112212121212121 （7-83）經低通濾波器濾除高頻部分后，其輸出（并考慮放大器的影響）為)()()()()(2121tntntnatnatxsscc （7-84） 圖7-33 2DPSK系統差分相干接收及其各點波形S2DPSK(t)0)()0(21211ssccennnanaPxP若規(guī)定數字信號為“1”時，前后碼元相位差為0，見圖7-33中d點的波形，正確輸出x(t)0。同樣，若規(guī)定數字信號為“1”時，前后碼元相位差為，正確輸出x(t)0?，F在以規(guī)定數字信號為“1”時，前后碼元相位差為0為準，當有噪聲

24、干擾時，造成x(t)0 ，就會在判決輸出產生“1”錯成“0”的誤碼，其誤碼概率為 （7-85）)()()()(412212212212212121yyxxyyxxyyxxssccnynynaxnax22112211利用恒等式 對照恒等式，得得到“1”誤判為“0”的誤碼率為（7-86）0)()()()2(2212212212211ssccssccennnnnnnnaPP2212211)()2(ssccnnnnaR2212212)()(ssccnnnnR)0(211RRPPe再令則式（7-87）為 或者（7-88）)(211RRPPe22214)4(210211)(2)(naRnneaRIRRp2

25、224)(2222)(nRneRRp14)42(210021122011222112)(2)( )(dReaRIRdRdRRpRpPnaRnnRRe其中，R1和R2分別滿足Rice分布和Rayleigh，即利用FSK非相干接收的結論，比對得 （7-90）reeP21222nar若當前碼元為數字“0”時，將使得d點的輸出信號x(t)0，采用相同的分析方法，可以得到最后總誤碼率為式中，（7-91）32DPSK的相干解調（碼變換）性能的相干解調（碼變換）性能n在碼變換結構中，接收系統與2PSK完全一樣，只是需要再進行碼變換，才能恢復數字信號的原碼。n下面分析當相干接收產生誤碼時，對碼變換的影響情況進

26、行分析，如圖7-34所示。圖7-34 碼變換時錯誤傳播分析 如果相對碼發(fā)生一個錯誤，會造成錯誤傳播，使得恢復出來的原碼發(fā)生兩個錯誤；如果連續(xù)發(fā)生兩個錯誤，造成恢復原碼時也發(fā)生兩個錯誤；如果連續(xù)發(fā)生三個錯誤，同樣，仍然造成恢復原碼時發(fā)生兩個錯誤；以此類推，連續(xù)n個錯誤，都將造成恢復原碼時產生兩個錯誤。分析錯誤傳播過程，見圖7-34的錯誤圖樣可知，發(fā)生一個錯誤的概率為P1，同時發(fā)生兩個錯誤的概率為P2，同時發(fā)生n個錯誤的概率為Pn，當相干接收時的誤碼率為Pe時，各類錯誤情況下的概率分別為eeeeePPPPPP21)1 ()1 ()1 (eeeeePPPPPP2222)1 ()1 ()1 (enee

27、neenPPPPPP2)1 ()1 ()1 ( （7-92）nePPPP22221eeeeeeePPPPPPP）（ 121 )1 (222總誤碼率為或者 （7-93）當相干接收誤碼率很小時，(1-Pe)接近于1，因此，碼變換結構近似為相干接收時的2倍，eeeePPPP2)1 (2對式（7-93）進一步化簡得)(121)(1)(121)(21211)(1)(1211)(1)(211)(212)1(22rerfrerfrerfrerfrerfrerfrerfrerfcrerfcPPPeee即)(1 212rerfPe （7-94）)( rerfc 例：若采用2DPSK方式傳送二進制數字信息，已知發(fā)

28、送端發(fā)出的信號振幅為5V，輸入接收端解調器的高斯噪聲功率2n=310-12W，今要求誤碼率Pe=10-5。試求： (1) 采用差分相干接收時， 由發(fā)送端到解調器輸入端的衰減為多少？ (2) 采用相干解調碼反變換接收時， 由發(fā)送端到解調器輸入端的衰減為多少？ 解 (1) 2DPSK方式傳輸，采用差分相干接收，其誤碼率為 Pe =10-5 可得 r=10.82 又因為 r=222na12rea=21126.492 10nr衰減分貝數為k=20lg =20lg58.06105=115.9 dB （2） 采用相干解調碼反變換接收時誤碼率為 Pe2P=erfc =10-5可得 r=9.8 a= 衰減分貝

29、數為 k=20lg =20lg =116.3 dB由分析結果可以看出，當系統誤碼率較小時，2DPSK系統采用差分相干方式接收與采用相干解調碼反變換方式接收的性能很接近。 rer1ra5211625.88 107.67 10nra561076. 757.3.4 二進制數字調制系統的性能比較1抗噪聲性能比較抗噪聲性能比較 在每一種調制方式下，相干接收的抗噪聲性能都優(yōu)于非相干接收時的性能，這是因為接收端的載波在解調信號過程中，通過相干運算抑制了部分噪聲。如采用余弦載波時，窄帶高斯噪聲的正交分量部分受到了抑制，從而在判決時減少了噪聲的干擾影響。41reerP相干接收421reeP非相干接收以2ASK為

30、例 在大信噪比情況下，一般滿足r1，使得r2，相干接收誤碼率要更小一些。2FSK和2PSK情況相同。n在不同的調制方式下，若要求相同誤碼率，則2PSK的抗噪聲性能優(yōu)于2ASK或者2FSK，2PSK可以使信噪比相差4倍。觀察表7-2，從形式上看，2FSK優(yōu)于2ASK，實際上，在考慮到發(fā)送功率的因素之后，2FSK與2FSK抗噪聲性能相當。 r是指碼元持續(xù)時間內的信號功率與噪聲功率之比，而不是整個已調信號的功率與噪聲功率之比。若將輸入信號功率與噪聲功率之比代替r，可以研究不同調制方式的抗噪聲性能差別。 2ASK系統中，由于數字“0”期間沒有發(fā)送功率，因此，將數字“1”的發(fā)送功率平均到整個時域后，假定

31、P(1)=P(0)=1/2，則輸入信號功率和噪聲功率分別為iiSaP22122niN 信噪比為224niiaNP（7-95）非相干接收2ASK的誤碼率公式變成式（7-96）的形式，即222222244242ASK21212121ninnPaareeeeeP非相干 （7-96）22aPi2niN222niiaNP22222222222r- -2FSK21212121ninnPaaeeeeeP非相干信噪比為非相干接收2FSK的誤碼率公式變成式（7-98）的形式 對比式（7-96）和式（7-98），可見他們是相同的。這說明在發(fā)送信號功率和信道噪聲功率都相同的條件下，2ASK系統與2FSK系統的抗噪聲

32、性能相同。而在2FSK系統中，假定P(1)=P(0)=1/2，則輸入信號功率和噪聲功率分別為（7-97）（7-98）n在實際應用中，2ASK系統得到誤碼率公式是在最佳判決門限 條件下獲得的，而其最佳判決門限與接收信號的幅度有關，當信道衰減經常發(fā)生變化時， 也應該做出對應的調整，才能保證獲得最小誤碼率，這在實際應用時會遇到困難。而2FSK的判決是上下支路比較，或者用上下支路信號的差值與0比較，當信道衰減變化時，上下支路的信號幅度同時向一個方向變化，即同時幅度增加或減小，結果其差值保持不變，使得誤碼率一直保持在最小誤碼率，從這個角度看，2FSK比2ASK系統有一定的優(yōu)勢。n在相同的條件下，2PSK

33、系統的抗噪聲性能優(yōu)于2ASK系統和2FSK系統，但是，2PSK系統接收端必須提供同步載波，才能實現解調，相對來說，這是2PSK系統的不足之處。2/*avT*Tv)2(21rerfcPe41reerP421reeP調制方式解調方式 誤碼率 r1時Pe表達式2ASK相干接收非相干接收 )2(21rerfcPe221reerP221reeP)(21rerfcPereerP21reeP21)(211)(rerfcrerfcPe2FSK相干接收非相干接收 2PSK相干接收2DPSK差分相干接收相干接收（碼變換）表7-2 二進制數字調制系統抗噪聲性能 圖7-35 二進制數字調制系統誤碼率曲線 若傳輸的碼元

34、時間寬度為Ts，則2ASK和2PSK(2DPSK)的頻帶寬度近似為2/TsBsDPSKPSKASKRTBBB22222BFSKRffB2|2122FSK系統的頻帶寬度近似為對比式（7-99）和式（7-100）可見，2FSK的帶寬要大|f1-f2|的部分。（7-99）（7-100）2頻帶寬度頻帶寬度 在2FSK系統中，判決器是根據上下兩個支路解調輸出樣值的大小做出判決，不需要人為地設置判決門限，因而對信道的變化不敏感。n在2PSK系統中，當發(fā)送符號概率相等時，判決器的最佳判決門限為零，與接收機輸入信號的幅度無關。n對于2ASK系統，判決器的最佳判決門限為a/2，它與接收機輸入信號的幅度有關。接收

35、機不容易保持在最佳判決門限狀態(tài)。可見，從對信道特性變化的敏感程度上看，2ASK調制系統性能最差。3對信道特性變化的敏感性對信道特性變化的敏感性n從設備復雜度方面考慮，一般說來，相干解調因為要提取相干載波，故設備相對比較復雜些，從而使設備成本也略高，所以除在高質量傳輸系統中采用相干解調外，一般應盡量采用非相干解調方式。4設備復雜度設備復雜度7.4 多進制數字調制系統7.4 多進制數字調制系統n在帶寬受限的情況下，如何用低帶寬傳送較高的速率？在理論上，只要將每一波特所攜帶的信息量提高，就能實現高效傳輸，即多進制數字調制理論。n采用多進制是提高傳輸效率的途徑，與二進制調制方式相比，多進制調制方式的特

36、點是：（1）在相同碼元速率下，多進制數字調制系統的信息傳輸速率高于二進制數字調制系統；（2）采用多進制數字調制的缺點是設備復雜，判決電平增多，在同樣的噪聲功率干擾下，誤碼率高于二進制數字調制系統。7.4.1 多進制振幅鍵控(MASK) tnTtgatscnsnMASKcos )()(（7-101）1MASK的時域表達的時域表達M進制幅移鍵控信號中，載波幅度有M種，而在每一碼元間隔Ts內發(fā)送一種幅度的載波信號，因此，MASK的時域表達式為1230121nMPPaPMP概率為概率為概率為概率為式中 且有121MPPP(a) 4ASK已調信號的波形(b) 64進制的信號波形圖7-36 MASK信號由

37、于基帶信號的功率譜的頻帶寬度與其脈沖寬度有關，而與其脈沖幅度無關，所以MASK信號的功率譜的分析與2ASK的分析相同，其帶寬為BsMASKRTB22（7-102）21BRBMBRBRBb2logHzb/s所以，系統的碼元頻帶利用率為系統的信息頻帶利用率為(7-104) B/Hz （7-103）MASK抗噪聲性能的分析方法與2ASK系統相同。有相干解調和非相干解調兩種方式。若M個振幅出現的概率相等，當采用相干解調和最佳判決門限電平時，系統總的誤碼率為1/2213(1)()1eMASKPerfcrMM圖7-37 MASK誤碼率曲線7.4.2 多進制頻移鍵控(MFSK)n多進制數字頻移鍵控就是用多個

38、頻率的正弦波分別代表不同的數字信息。如圖7-38所示為MFSK系統的原理框圖。圖7-38 MFSK系統原理框圖接收濾波器圖7-39 MFSK的波形 MFSK系統可看作是M個振幅相同，載波頻率不同，時間上互不相容的2ASK信號的疊加，故帶寬為BLHMFSKRffB2式中， fH為最高載頻；fL為最低載頻；RB=1/Ts為多進制碼元速率。（7-106）dxexaIxePMxnaxen)1 (1)(12/002/ )(2222dxdueePMuxaxen)21(1 2112/2/)(222則非相干接收的誤碼率為 相干接收的誤碼率為 （7-108）（7-107）圖7-40 MFSK誤碼率曲線7.4.3

39、 多進制相移鍵控(MPSK)多進制數字相移鍵控又稱多相制，是二進制相移鍵控方式的推廣，也是利用載波的多個不同相位（或相位差）來代表數字信息的調制方式。它和二進制一樣，也可分為絕對移相鍵控和相對移相鍵控。通常，相位數用M=2k計算，分別與k位二進制碼元的不同組合相對應。M相調制波形可寫為如下表達式：( )()cos()()cos()sinMPSKsckkksckscStg tkTta g tkTtb g tkTt (7-109)kkkacoskkbsin式中，為受調相位，可以有M種不同取值；。n從式（7-109）可見，多相制信號既可以看成是多個幅度及頻率均相同、初相不同的2ASK信號之和，又可以

40、看成是對兩個正交載波進行多電平雙邊帶調制所得的信號之和。因此，帶寬與MASK帶寬相同。 （7-110）BsMPSKRTB2/2圖7-41 多進制調相信號的兩種矢量圖1. 四相相移鍵控四相相移鍵控4PSK(QPSK) tccostcsin 最常用的多相調相是四相制，4PSK是用載波的4種不同相位來表征數字信息，因為4PSK可以看成是兩個正交載波和被調制后的合成信號，因此，4PSK也叫正交相位調制QPSK。k表7-3 4PSK（QPSK）兩種相位產生方式雙比特碼元載波相位A 方式B方式000- 3 /410/2- /4113 /2/401- /23 /4圖7-42 相位選擇法產生A方式4PSK信號

41、原理框圖圖7-43 調相法產生B方式4PSK信號原理框圖圖7-43為調相法產生B方式4PSK信號的原理框圖。由于任何時候A支路和B支路都有信號輸出，使得加法器始終有正弦和余弦分量進行合成，其結果合成分量的相位為B所給出的相位值。圖7-44 4PSK信號解調原理框圖7.4.4 多進制差分相移鍵控(MDPSK)n多進制差分相移鍵控與二進制原理相同，同樣，用前后碼元之間的相位差表示數字信息，只是，多進制的相位差不再是0和，而是2/M。以四進制相對相移信號4DPSK為例進行討論。 n所謂四相相對移相鍵控是利用前后碼元之間的相對相位變化來表示數字信息。若以前一碼元相位作為參考，并令 作為本碼元與前一碼元

42、的初相差，信息編碼與載波相位變化關系仍可采用表格來表示，它們之間的矢量關系也可用圖表示。 k(a) A方式 (b) B方式圖7-45 4DPSK兩種產生方式雙比特碼元載波相位變化(n )ab01100011 圖7-46為4DPSK的波形。對比二進制的波形，差別非常明顯，相位差不再是0或，而是/4。圖7-46 4DPSK的波形4DPSK信號產生原理圖 移相4輸入 串/并變換碼變換載波振蕩abc 移相4d輸出4DPSK信號相干解調碼反變換器方式輸入載波恢復cosctsinct輸出帶通濾波低通濾波抽樣判決低通濾波抽樣判決位定時碼反變換并/串變換4DPSK信號差分相干解調方式原理圖輸入帶通濾波輸出低通

43、濾波抽樣判決低通濾波抽樣判決位定時并/串變換移相延遲 Ts 7.4.5 多進制數字調制系統抗噪聲性能2sin (/)rMePe22 sin (/2)rMePe對于多進制絕對移相鍵控（MPSK），當信噪比r足夠大時，誤碼率可近似為對于多進制相對移相（MDPSK），當信噪比r足夠大時，誤碼率可近似為（7-111）（7-112）圖7-47 MPSK系統的誤碼率性能曲線7.5 現代數字調制技術n若帶外信號的幅度比較大，對鄰近的信道干擾就很大，這需要尋找新的調制方式，來控制帶外信號的能量外泄，以減少對鄰近信道的干擾，或者將調制效率提得更高，即現代數字調制技術。除了在帶寬方面的考慮外，高效傳輸也是現代數字

44、調制的要研究的問題。n常用的幾種現代數字調制技術有偏移四相相移鍵控（OQPSK）、/4四相相移鍵控（/4-QPSK）、最小頻移鍵控（MSK）和高斯型最小頻移鍵控（GMSK）；正交幅度調制（QAM）；正交頻分復用（OFDM）以及時頻調制等調制技術。QAM和OFDM都是高效調制技術，但不是恒定包絡調制。其他形式的現代調制方式，如格狀編碼調制TCM是編碼與調制聯合考慮的方式。 7.5.1 偏移四相相移鍵控（OQPSK）nOQPSK也稱為偏移四相相移鍵控（offset-QPSK），是QPSK的改進型。它與QPSK有同樣的相位關系，也是把輸入碼流分成兩路，然后進行正交調制。不同點在于它將同相和正交兩支路

45、的碼流在時間上錯開了半個碼元周期。由于兩支路碼元半周期的偏移，每次只有一路可能發(fā)生極性翻轉，不會發(fā)生兩支路碼元極性同時翻轉的現象。因此，OQPSK信號相位只能跳變0、90，不會出現180的相位跳變。 （a）QPSK信號的相位關系, （b）OQPSK信號的相位關系 圖7-48 QPSK和OQPSK信號的相位關系圖7-49 OQPSK信號與QPSK功率譜對比從圖7-49中可以看出， OQPSK信號功率譜比QPSK下降的快，說明對鄰近頻道的干擾要小得多。相差近10dB。7.5.2 /4四相相移鍵控（/4QPSK）n與OQPSK只有四個相位點不同，/4-QPSK調制原理是將信號映射到圖7-50(a)的

46、星座點上，已調信號的相位被均勻地分配為相距 /4 的八個相位點，如圖7-50所示。n圖中8個相位狀態(tài)被分成偶數和奇數兩組，分別用和表示。兩信號點之間的連線表示可能的相位跳變，相位跳變只能在偶數組和奇數組之間發(fā)生，在偶數組和奇數組內沒有跳變。這使得/4-QPSK的最大相位跳變?yōu)?/4，與QPSK相比，有較小的包絡起伏。圖7-50 /4 -QPSK信號星座圖7.5.3最小頻移鍵控（MSK）nMSK是一種特殊的2FSK信號，它是二進制連續(xù)相位頻移鍵控（CPFSK）的一種特殊情況。2FSK信號通常是由兩個獨立的振蕩源產生的，在頻率轉換處相位不連續(xù)，因此，會造成功率譜產生很大的旁瓣分量，若通過帶限系統后

47、，會產生信號包絡的起伏變化，這種起伏是我們所不需要的。nMSK信號具有如下特點：（1）MSK信號的包絡是恒定不變的；（2）MSK是調制指數為0.5的正交信號，頻率偏移等于（1/4Ts）Hz；（3）MSK波形相位在碼元轉換時刻是連續(xù)的；（4）MSK附加相位在一個碼元持續(xù)時間內線性地變化/2等；1MSK信號的表達式信號的表達式 n觀察圖7-51所示的2FSK相干解調時的原理框圖，如果要求在加法器的輸出信號xe(t)中兩路之間沒有相互干擾，可以充分拉開f1與f2的間距，來保證相互之間無干擾，而且距離越大越好。根據FSK帶寬計算式（7-9）可知，太大的距離會占據更多的帶寬資源。在保證沒有干擾的要求下，

48、f1與f2的最小間距是多少呢？第一路的帶通濾波器BPF1可以使f1的信號順利通過，而 一般不能通過，但如果f1與f2充分地接近，則 也能夠從BPF1輸出進入乘法器，經積分器后，xe(t)的信號形式為 t2cost2cos圖7-51 2FSK信號解調原理框圖 要使兩路之間無干擾，必須要求式（7-114）正交，其積分結果為零。即0coscos)(021sTetdtttx)(txe0| 2sin2sin2cos2cos21)cos()cos()(02100sssTcTTcccetktkdttttdtttx02sin02sinsscTTsscTnT22sssscTTfTnTnf4122141221ks

49、ckksckFSKtTtatTtats)2cos()2cos()(令：|1-2|=2，1= c+，2= c-，將展開，并則要求 得到或者 引入正交結果(7-115)這就是中心頻率和最小頻率間隔的限制條件。利用FSK的表達式，ak=0、1，得（7-116）kksckskckkskckFSKtbTttTbtatTbtats)2cos()2cos()2cos()()2cos()(kskcMSKtTattS令：bk=1得到，最小頻移健鍵控MSK的表達式（7-117）（7-118）1f2fssscssscTnTTnfffTnTTnfff41) 1(414141) 1(414121在最小頻率差時，兩個頻率

50、與的取值為（7-119）圖7-52 MSK信號波形表7-4 k與碼元的關系k123456ak1-1-1111k0-2-2-2k(模2)00002.MSK信號的產生 對式（7-118）進行形式變換tTtatTtttTatTatTattScskkcskckskckskkskcMSKsin)2sin(coscos)2cos(cossin)2sin(cos)2cos()2cos()( （7-121）將式（7-121）用框圖表示，可以得到MSK產生框圖7-54。圖7-54 MSK信號產生原理框圖kkkkaQIcostTtQtTtItTtatTttScskkcskcskkcskMSKsin)2sin(co

51、scos)2cos(sin)2sin(coscos)2cos(cos)(若定義則 （7-122）圖7-56 MSK信號解調框圖LPF判決電路LPF判決電路并 / 串變換差分譯碼載波恢復BPF輸入輸出cosctsinct)(costtc2costc2)(2cos212)(cos212cos)(costtttttcccsTttttv20)(sin2)(cos)(設(0,2Ts)時間內(0)=0，則MSK的相位變化見圖7-48。在t=2Ts時刻，(t)的變化為0或，將此時的信號作為接收信號與載波相乘，則相乘輸出為取出第一項，并忽略1/2系數的影響，得到 （7-123）因此，當碼元組合為11或10時，

52、v(t)0，當碼元組合為00或01時，v(t)0。由此可以得出v(t)0時判決為數字“1”，v(t)0時判決為數字“0”，而第二個碼元需要下一次即與第三個碼元的組合來判決。可見，這種解調過程其判決使用下一個碼元的約束條件，才能最終確定，其結果提高了抗噪聲性能，或者誤碼率更低。判決時的極性變化如圖7-57所示。 圖7-57 MSK信號在（0，2Ts）內的相位變化及相干解調的輸出波形MSK信號的功率譜密度可以表示為22222)(4)cos(32)(csTS （7-124）圖7-58 MSK與PSK信號歸一化的功率譜B=1.5Rb2高斯最小頻移鍵控（高斯最小頻移鍵控（GMSK）n人們設法對MSK的調

53、制方式進行改進。在進行頻率調制之前用一個低通濾波器對基帶信號進行預濾波，它通過濾出高頻分量，給出比較緊湊的功率譜，從而提高譜利用率。其實現的方框圖如圖7-59所示。圖7-59 GMSK調制的原理圖圖7-60 MSK、GMSK和OQPSK等信號的功率譜密度7.5.4 時頻調制n所謂時頻調制信號就是在一個或一組二進制符號的持續(xù)時間內，用若干個較窄的射頻脈沖來傳輸原二進制符號信息，而相鄰射頻脈沖具有不同頻率，并按串序發(fā)送。這種在不同的時間發(fā)送不同頻率所構成的信號就稱時頻調制信號。n時頻調制原理：考察一個二進制符號持續(xù)時間內的時頻調制原理，可以推廣到多進制。設一個二進制符號持續(xù)時間內選取兩個頻率、兩個

54、時隙，則二進制符號“0”用在(0,Ts/2)內發(fā)f0頻率，在(Ts/2,Ts)內發(fā)f1頻率來表示；而二進制符號的“1”用在(0,Ts/2)內發(fā)f1頻率，在(Ts/2,Ts)內發(fā)f0頻率來表示，如圖7-61（b）所示。如果在一個二進制符號持續(xù)時間Ts內選取四個頻率、兩個時隙，例如，用f0 f1表示“0”，用f2 f3表示“1”，則信號組成如圖7-61（c）所示。 圖7-61 二頻及四頻的時頻調制信號示意圖時頻調制具有如下特點(1)由于在一個二進制信息符號內發(fā)送兩個頻率的射頻信號，而它們共同代表同一信息符號，因此只要選用的頻率不相關或相關性不大，則在接收端具有頻率分集的效果；(2)圖7-61(b)

55、中的信號不能抗多徑時延引起的碼間干擾，因為在信息序列所對應的時頻調制信號序列中，兩個相同的頻率會相繼出現，從而在接收機中會進入同一分路濾波器，以至彼此重疊；(3)圖7-61(c)中的信號具有抗多徑時延的作用，因為這時不會有相同頻率相繼出現，相同的頻率至少有Ts/2的時間間隔；(4)已調信號的總頻帶變寬，因為每一射頻脈沖較窄，而且使用多個頻率，故已調信號的總頻帶變寬。 因此，若要提高時頻調制信號的抗衰落能力，可在此原理上加以改造和完善，但考慮到第（4）點的不利因素，應盡可能少地占用頻帶為宜。這里的有利與不利的因素是相互矛盾的，在實際中應根據需要來折衷。 7.5.5正交幅度調制（QAM）n正交振幅

56、調制（QAM）是一種幅度和相位聯合鍵控（APK）的調制方式。它可以提高信息頻帶利用率和可靠性，是目前應用較為廣泛的一種數字調制方式。n正交振幅調制是用兩路獨立的基帶數字信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制，利用已調信號在同一帶寬內頻譜正交的性質來實現兩路并行的數字信息傳輸。圖7-62和圖7-63分別是QAM信號的產生和解調框圖。圖7-62 MQAM信號產生框圖圖7-63 MQAM信號解調框圖 信號矢量端點的分布圖稱為星座圖。通常，可以用星座圖來描述QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。對于M=16的16QAM來說，有多種分布形式的信號星座圖。 兩種具有代表意義的信號星座圖如圖 所示。在

57、圖 (a)中， 信號點的分布成方型，故稱為方型16QAM星座，也稱為標準型16QAM。在圖(b)中，信號點的分布成星型，故稱為星型16QAM星座。 星座圖圖7-65 16QAM信號星座圖MQAM信號的表達式為tQtItsckckMsincos)(QAM（7-125）對于方型16QAM，信號平均功率為22212210)18410824(16)()(AAdcMAspnMnn對于星型16QAM，信號平均功率為 22222221( )()(8 2.618 4.61 ) 14.0316MnnnAAp scdAM 兩者功率相差1.4dB。另外，兩者的星座結構也有重要的差別。一是星型16QAM只有兩個振幅值

58、，而方型16QAM有三種振幅值；二是星型16QAM只有8種相位值，而方型16QAM有12種相位值。這兩點使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。圖7-64 MQAM信號的星座圖圖7-64是典型的多種進制的QAM矩形排列星座圖，圖7-65給出了方形(a)和星形(b)排列幅度規(guī)定信號星座圖。如圖7-64和圖7-65(a)所示，當M=16時，在16個信號點的幅度值發(fā)生的概率相等的條件下， 和 ，16QAM信號的平均功率計算公式為在接收數字信號并進行判決時，誤碼率的大小取決于對信號的分辨能力，不同信號之間越容易區(qū)分，誤碼就越小。換句話說，在圖7-64的星座圖上，在給定M的條件下，星座點的位置之間的距離是造成誤碼的重要依據，最小距離越大，越便于區(qū)分，抗干擾能力越強。下面