1、Harbin Institute of Technology電機(jī)新技術(shù)院 系：電氣工程及自動(dòng)化姓名：XXX學(xué)號(hào)：XXXX2012年5月基于高頻注入法的交流永磁同步電機(jī)的控制系統(tǒng)研究摘要：電動(dòng)汽車(chē)是解決能源危機(jī)和環(huán)境污染這兩大難題的重要途徑，因而逐漸成 為新一代交通工具的主要發(fā)展方向。鑒于永磁同步電動(dòng)機(jī)（PMSM）具有體積小、 效率高、功率密度高等優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)在電動(dòng)汽車(chē)的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。為了 進(jìn)一步降低電動(dòng)汽車(chē)電氣驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的成本與復(fù)雜性，并提高控制系統(tǒng)的可靠性， 永磁同步電機(jī)無(wú)傳感器矢量控制系統(tǒng)成為當(dāng)前亟待解決的問(wèn)題。本文針對(duì)這一問(wèn) 題，設(shè)計(jì)了基于高頻注入法的永磁同步電機(jī)無(wú)傳感器矢量控制系

2、統(tǒng)。針對(duì)純延時(shí) 濾波、鎖相環(huán)、同步軸高通濾波等環(huán)節(jié)的實(shí)現(xiàn)方法、參數(shù)的選取和關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行 了深入的分析和探討。關(guān)鍵詞：永磁同步電機(jī)無(wú)傳感器矢量控制高頻注入鎖相環(huán)一、高頻注入法估計(jì)轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速的基本原理高頻注入法估計(jì)轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速基本原理為：通過(guò)在電機(jī)端注入一個(gè)三相平 衡的高頻電壓（或電流），利用電機(jī)內(nèi)部固有的或者人為的不對(duì)稱(chēng)性使電機(jī)在高 頻信號(hào)激勵(lì)下產(chǎn)生響應(yīng)，通過(guò)檢測(cè)高頻電流（或高頻電壓）響應(yīng)來(lái)提取轉(zhuǎn)子位置 和速度信息。高頻注入法可以分為旋轉(zhuǎn)高頻注入法和脈振高頻注入法，根據(jù)注入 信號(hào)的性質(zhì)又分為高頻電壓注入法和高頻電流注入法，不管采用何種形式的高頻 注入法均要求電機(jī)內(nèi)部具有凸極效應(yīng)，第二章中已

3、經(jīng)介紹了本文的研究對(duì)象內(nèi)置 式永磁同步電機(jī)的結(jié)構(gòu)，其Ld L，電機(jī)呈凸極特性，而且該凸極不受定子電 流的影響，采用高頻注入法追蹤轉(zhuǎn)子位置具有很強(qiáng)的魯棒性。本論文采用的是旋 轉(zhuǎn)高頻電壓注入，框圖如圖1-1所示。下面詳細(xì)分析旋轉(zhuǎn)高頻電壓注入法估計(jì)轉(zhuǎn)子位置 的基本原理。圖1-1旋轉(zhuǎn)高頻電壓注入法框圖 永磁同步電機(jī)在兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓方程為:磁鏈方程為:-R0 一i p0 -a=sa+a0Ri0p _wL p J1sL p1L p永磁同步電機(jī)在兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓方程為:-R0 一i p0 -wa=sa+au0Ri0p _wp1sp1p（1-1）waw-PJL-0Lcos 02 )-0Lrr-0

4、Lsin 02 )L +0L crrs .Os（回）W .siiB（）式中，L = （L + L ）/2為平均電感，AL = （L - L ）/2為定子差分電感，w為永磁q dq df體磁鏈，0為轉(zhuǎn)子位置角，R為定子電阻，u,i,L,w分別表示定子電壓、電流、電感及磁鏈，下角標(biāo)a, P, d, q分別表示個(gè)物理量在其軸上的分量。電機(jī)的電感為多變量的復(fù)雜函數(shù)，為了簡(jiǎn)化分析，上述永磁同步電機(jī)模型中(1-3)忽略電動(dòng)機(jī)鐵芯的飽和和渦流及磁滯損耗，因此電機(jī)繞組電感的變化是由交直軸 磁阻的變化引起的，而每相繞組的磁阻是隨著轉(zhuǎn)子位置的變化而變化的，因此電 感只為轉(zhuǎn)子位置的函數(shù)。在靜止坐標(biāo)系（。為軸上分別注

5、入高頻電壓信號(hào)：ua iuP i=Vsico皿)z :i|_sinn(t)i=V ejs,si（1-4）式中，vsi為注入的高頻電壓信號(hào)的幅值，多為注入的高頻電壓信號(hào)的角頻率。 當(dāng)電壓頻率很高時(shí)，電機(jī)的定子阻抗主要為電感，在定子電阻上的壓降忽略不計(jì)，wa=paVwL pp因此有:（1-5）又由于電機(jī)旋轉(zhuǎn)速度遠(yuǎn)小于高頻電壓的頻率，可得高頻電壓產(chǎn)生的高頻電流響應(yīng) 為： TOC o 1-5 h z 兀c兀i一L p i HYPERLINK l bookmark68 o Current Document I cos( t ) +1 cos(20 t + )ipi 2 inr i 2丸、丸、（1-6）

6、HYPERLINK l bookmark74 o Current Document I sin( t ) +1 sin(20 t + )ipi 2 inr i 2其中，I.、I.分別為定子正序、負(fù)序電流分量。由上式（1-6）可知，由注入高頻電壓信號(hào)得到的電流響應(yīng)中，包含有轉(zhuǎn)子 的位置角信息，即低頻轉(zhuǎn)子位置角信息對(duì)高頻電流進(jìn)行了調(diào)制作用。所形成的電 流矢量中包含有三個(gè)分量信息：第一個(gè)是與注入的高頻電壓信號(hào)同向旋轉(zhuǎn)的正序 分量，第二個(gè)是與注入的高頻電壓信號(hào)反向旋轉(zhuǎn)的負(fù)序分量；第三個(gè)零序分量只 存在于不對(duì)稱(chēng)三相系統(tǒng)中。對(duì)于對(duì)稱(chēng)的三相系統(tǒng)，定子電流矢量可表示為： TOC o 1-5 h z HYPER

7、LINK l bookmark80 o Current Document 兀兀i = I ej（亍+1 ej（20廣+板）ap i ipin（1-7）由上式（1-7）可以看出，轉(zhuǎn)子的位置信息只存在于電流的負(fù)序分量中，因 此子的位置估算主要依據(jù)上式得出。高頻電流響應(yīng)在轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，i在d，q軸的分量i、i.可分別表 dqidi qi示為：瓦冗冗 Ci = I cos( t 0 ) +1 cos(0 co t + ) = (I +1 )cos( co t 0 ) di ipi 2 r in HYPERLINK l bookmark56 o Current Document -，冗-i ：、qi

8、 ipi 2 r inr i 2ip ini 2 r冗、，、， 冗 c、=I sin(o t 0 ) +1 sin(0 co t + ) = (I I )cos( co t 0 )ip in（1-8）且上式（1-8）滿足:l-diHq= 1（ 1-9）（I +1 ）2 （I -1 ）2ip inip in由數(shù)學(xué)關(guān)系可知，在轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下高頻電流相應(yīng)的兩個(gè)分量所形成的軌 跡是以（I. +I）為長(zhǎng)軸，（I -I.）為短軸的橢圓，且橢圓的長(zhǎng)軸與轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)坐標(biāo) ip inip in系的d軸重合，則可知橢圓的長(zhǎng)軸與a軸的夾角就是所需要計(jì)算的轉(zhuǎn)子位置角。 圖1-2即為轉(zhuǎn)子在不同位置下的高頻電流的軌跡圖。由

9、圖可見(jiàn)，在轉(zhuǎn)動(dòng)過(guò)程中， 橢圓形狀一直未變，則說(shuō)明電機(jī)只存在一個(gè)空間凸極。圖1-2轉(zhuǎn)子在不同位置下的高頻電流的軌跡圖在兩相靜止坐標(biāo)系下的電機(jī)定子側(cè)注入高頻電壓信號(hào)p的原理圖如下圖afi1-3所示。將高頻電壓信號(hào)加載到電流調(diào)節(jié)器的輸出端，得到的電流矢量只包含 正序和負(fù)序分量，但轉(zhuǎn)子的位置信息只包含在電流信號(hào)的負(fù)序分量中，將得到的 電流響應(yīng)信號(hào)變換到與載波電壓信號(hào)同步的參考坐標(biāo)系上，則正序的電流信號(hào)變?yōu)橹绷髦担梢院苋菀椎挠酶咄V波器濾除。所以系統(tǒng)采用同步軸高通濾波器去 除基波分量和正序分量，則余下的負(fù)序分量可以被用來(lái)跟蹤轉(zhuǎn)子的凸極，實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn) 子位置的檢測(cè)。本系統(tǒng)利用電機(jī)作為旋轉(zhuǎn)變壓器，逆變器為載波注

10、入的信號(hào)源。圖1-3高頻電壓信號(hào)注入的原理圖二、基于凸極跟蹤的轉(zhuǎn)子位置檢測(cè)方法為了從負(fù)序電流分量中提取出轉(zhuǎn)子的位置信息，就必須濾除掉電機(jī)電流中的 基頻電流分量，低次諧波電流分量以及PWM開(kāi)關(guān)諧波電流分量以及正相序電流 分量1，24。由于基頻電流分量，低次諧波電流分量以及PWM開(kāi)關(guān)諧波電流分 量與高頻電流響應(yīng)的頻率差值較大，它們可以經(jīng)過(guò)一般的帶通濾波器進(jìn)行濾除。 設(shè)計(jì)帶通濾波器需要滿足以下幾個(gè)條件：（1）經(jīng)過(guò)濾波器后高頻電流信號(hào)的幅值 衰減及相位滯后都最小；（2）同時(shí)經(jīng)過(guò)濾波器后基頻的電流值及PWM開(kāi)關(guān)電流 值的幅值衰減最大。本文采用時(shí)間延時(shí)電路再與原直軸電流信號(hào)做差的方法來(lái)實(shí) 現(xiàn)濾波，時(shí)間延時(shí)

11、電路如下圖2-1所示。圖2-1時(shí)間延時(shí)電路原理圖一般設(shè)置的延時(shí)時(shí)間為高頻電流信號(hào)的半個(gè)周期，即TK / W，再將其與延時(shí)前的電流做差。-ia-ia b + ia i i p_i P b + i P i _上式中 對(duì)于a檢測(cè)得到的兩相直軸電流為：兀I cos( t 甲)+1 cos( t ) +1 cos(2 t t +Bripi 2 inr i兀I sin( t一平)+1 sin( t) +1 sm(2 t一 t +)Bripi 2inI)兀、，2)(2-1)i b，i b為基頻電流。軸:當(dāng)電流信號(hào)延時(shí)T-兀/ w.后，可得:兀i = I c o 項(xiàng)一甲一w +1 c o s (c2，-上式再

12、與延時(shí)前電流信號(hào)做差，rwi兀+ 一兀i2可得：兀+) I cco sTt 兀i p 2(2-2)i - i -21 siw(t -甲-兀、-)Wi2wrii(2-3)兀21 cos(w t 一 ) + 21 cos(2w t w t +ipi 2 inr i9而且又由上式可知，基頻電流信號(hào)經(jīng)過(guò)延遲后減小到原來(lái)的2sin(wr 兀/2w,) 由于高頻信號(hào)的頻率Wi遠(yuǎn)大于基頻信號(hào)的頻率 r，則基頻電流信號(hào)的幅值經(jīng)過(guò) 延遲后已經(jīng)變得非常小，可以很好的濾除掉了；與此同時(shí)，經(jīng)過(guò)延遲環(huán)節(jié)后，高 頻信號(hào)的幅值增大為原來(lái)的兩倍，這樣就可以很容易的將基波電流信號(hào)率除掉了。 而且從上述分析可知每經(jīng)過(guò)一次延遲將衰

13、減基頻信號(hào)，同時(shí)增大高頻信號(hào)，系統(tǒng) 連續(xù)用兩次延遲，則可以更好的實(shí)現(xiàn)對(duì)無(wú)用信號(hào)的濾除及對(duì)高頻電流信號(hào)的提取。 而且通過(guò)這一環(huán)節(jié)并不會(huì)造成高頻電流信號(hào)的相位滯后，可以提高估計(jì)轉(zhuǎn)子位置 的精度。對(duì)于負(fù)相序高頻電流分量，由于它與轉(zhuǎn)子的凸極位置信息相關(guān)，當(dāng)轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn) 在不同的位置時(shí)，負(fù)相序的高頻電流分量的矢量位置也將不同，而且當(dāng)轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn) 速非常低時(shí)，正、負(fù)相序的電流矢量的頻率也將非常接近，特別是當(dāng)轉(zhuǎn)速達(dá)到零 時(shí)兩者的頻率達(dá)到一致，只是矢量的方向相反，這時(shí)常規(guī)濾波器將不能濾除掉正 相序電流分量。鑒于此，本文選擇同步軸高通濾波器(SFF)來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)包含轉(zhuǎn)子 位置信息的負(fù)相序電流的提取。SFF是通過(guò)坐標(biāo)變換將高

14、頻電流矢量變換到與 注入的高頻電壓矢量同步旋轉(zhuǎn)的坐標(biāo)系中，則正相序電流分量變?yōu)橹绷髁浚梢?很容易的通過(guò)高通濾波器率除掉。同步軸高通濾波器的原理圖結(jié)構(gòu)如下圖2-2 所示。僅幾赫茲，這樣可以使信號(hào)在濾波后失真很小。到現(xiàn)在，基頻電流以及低次諧波 電流、PWM開(kāi)關(guān)諧波電流、正相序電流都先后被濾除掉了，剩下的就只有負(fù)相 序高頻電流分量，可以被用來(lái)跟蹤轉(zhuǎn)子凸極的有用信息，其矢量表達(dá)式為：I。，=ej(2 er -e.( t)+兀2)從負(fù)相序高頻電流信號(hào)中提取轉(zhuǎn)子位置信息的方法很多，例如兩輸入信號(hào)的 反正切的方法，這種方法由于測(cè)得的高頻電流信號(hào)本身存在較大的噪聲干擾，則 利用反正切變換所得到的轉(zhuǎn)子位置信息

15、也將存在較大的噪聲干擾，從而影響估計(jì) 的轉(zhuǎn)子位置精度。若使用濾波器濾除噪聲，又將導(dǎo)致估計(jì)值的相位滯后，影響位 置信號(hào)的動(dòng)態(tài)跟蹤性。本文采用鎖相環(huán)的方法來(lái)估計(jì)轉(zhuǎn)子的位置，鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu) 一般包括6鑒相器、環(huán)路濾波器及壓控振蕩器三部分，它的基本結(jié)構(gòu)如下圖2-3 所示。圖2-3鎖相環(huán)基本機(jī)構(gòu)圖鎖相環(huán)基本結(jié)構(gòu)中鑒相器的作用是將外部的輸入信號(hào)與鎖相環(huán)的輸出信號(hào)進(jìn)行 相位比較，產(chǎn)生的誤差信號(hào)通入環(huán)路濾波器，用輸出電壓控制壓控振蕩器，最后 達(dá)到輸出、輸入信號(hào)的頻率和相位一致，這時(shí)環(huán)路即達(dá)到“鎖定”狀態(tài)，據(jù)此可 以實(shí)現(xiàn)對(duì)轉(zhuǎn)子位置的準(zhǔn)確跟蹤。應(yīng)用外差法(即相當(dāng)于鎖相環(huán)的鑒相器)可得轉(zhuǎn)子位置的誤差信號(hào)為：e = i

16、 cos 02-o t- ) is。n-(a2 豐 i) 0 s-Dn 2 () (2-5)誤差e為環(huán)路濾波器PI調(diào)節(jié)器的輸入，當(dāng)2(0 -0 ) 咳sin 2(0 -0 )牝2(0 -0 ) r r - 6r rr r則上式(2-4 )可變?yōu)椋篹 = 2i 0-0 )(2-6)應(yīng)用外差法可以獲得與相位誤差成正比的跟蹤誤差信號(hào)，只要通過(guò)調(diào)節(jié)使跟 蹤的誤差信號(hào)趨近于零，既可以保證轉(zhuǎn)子的位置估計(jì)角趨近于真實(shí)值。將得到的誤差值通入PI調(diào)節(jié)(相當(dāng)于鎖相環(huán)中的環(huán)路濾波器)，得到轉(zhuǎn)速 信號(hào)值，再經(jīng)過(guò)積分環(huán)節(jié)(相當(dāng)于鎖相環(huán)中的壓控振蕩器)，就可以得到轉(zhuǎn)子位 置的估計(jì)值?；谕獠罘ǖ逆i相環(huán)路基本結(jié)構(gòu)如下圖2-

17、4所示： 9,-畔J硝成：- qr)圖2-4基于外差法的鎖相環(huán)基本結(jié)構(gòu)由上圖2-4可知， TOC o 1-5 h z & = ke(2-7)0 二 + k e(2-8)上式中，員為轉(zhuǎn)子速度的估計(jì)值L a,為轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值，k、k為 增益值，為轉(zhuǎn)子位置的誤差信號(hào)。由上述的鎖相環(huán)基本結(jié)構(gòu)圖可得鎖相環(huán)系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：G (s)=k2I k +-i ) k1 + 2I (k + i)21 k s + 21 kinpinis 2 + 21 k s + 21 kin pin i2 物 s + w 2 s 2+ 2w s + nn其中，&為阻尼系數(shù);其值可表示為：W為無(wú)阻尼自振蕩角頻率。系統(tǒng)誤差傳遞

18、函數(shù)為：o =21 kn k f 1 e=72? X i(2-9)(2-10)(2-11)E (s) = 1 - G (s) = (2-12)s 2 + 2&o s + o 2由反饋控制原理可知，(2-9 )的傳遞函數(shù)對(duì)于知坡及階躍函數(shù)的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)為零， 說(shuō)明在恒轉(zhuǎn)速階段，速度及角度響應(yīng)均無(wú)靜差7。當(dāng)輸入信號(hào)的頻率大于 時(shí)， 鎖相環(huán)將不能再跟蹤參考信號(hào)的相位及頻率。當(dāng)輸入的位置信號(hào)為加速度悟號(hào)時(shí)， 鎖相環(huán)的輸出是存在誤差的，假設(shè)輸入的位置加速度信號(hào)為:0 (t) = at2(2-13)對(duì)上式(2-13)做拉氏變換得：0 (s) = a(2-14)應(yīng)用拉氏變換的終止定理，可得穩(wěn)態(tài)誤差為：a a(2

19、-15)AO = lim s - 一 - E(s)=由上式(2-13 )可以看出，轉(zhuǎn)子的位置誤差與加速度成正比。三、磁極極性的判別高頻電壓信號(hào)注入法是以永磁同步電機(jī)的凸極性為基礎(chǔ)的，但是該方法存在 磁極的極性不確定性。當(dāng)定子的電樞磁勢(shì)與永磁體的磁勢(shì)垂直時(shí)89電機(jī)的啟 動(dòng)轉(zhuǎn)矩最大，卻有90度和270度之分，即有N極和S極的磁極極性分別。 若為90度時(shí)，電機(jī)將以最大轉(zhuǎn)矩起動(dòng)，但若為270度時(shí)，電機(jī)將以最大轉(zhuǎn)矩反 向起動(dòng)。則只有確定電機(jī)的N極及S極，才能確保電機(jī)的正確啟動(dòng)。當(dāng)考慮電機(jī)的轉(zhuǎn)子磁路飽和效應(yīng)時(shí)，由注入高頻電壓產(chǎn)生的高頻電流相應(yīng)變 為： TOC o 1-5 h z 口Xi = I ej3廠2

20、)+1 * ?氣+ 2 +)I2ej(叫-乓 +wp +13ej(- 呷+電 +的)(3-1) apzipin上式中第一項(xiàng)為正相序電流分量，第二項(xiàng)為負(fù)相序電流分量，第三、四相為飽 和電流分量。為了提取飽和電流分量，將飽和電流分量乘以e- j2性，再將其通過(guò) 低通濾波器，得：& = I ej(電 +wp) e-j +wp 箜(I)cos( - )(3-2)pol 22r r. . . 一 一 一 . . 、當(dāng)估計(jì)的轉(zhuǎn)子位置信息與實(shí)際的轉(zhuǎn)子位置信息一致時(shí)，cos(9 -9 ) = 1即 r r一一人一，4一, 、一 一一 .9 =9反之，若cos(9r-9r) = -1即9r-9r = x因此，通過(guò)判斷&的正負(fù)值r rpol就可以檢測(cè)出轉(zhuǎn)子的N、S極，實(shí)現(xiàn)對(duì)估計(jì)的轉(zhuǎn)子位置的補(bǔ)償。磁極極性檢測(cè)的原理圖如下圖3-1所示。圖3-1磁極極性檢測(cè)的原理圖四、參考文獻(xiàn)1馬憲民，電動(dòng)汽車(chē)的電氣驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，西安公路交通大學(xué)學(xué)報(bào)，2001，21(3)： 8386 陳清泉，孫立清，電動(dòng)汽車(chē)的現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢(shì)，交通，2005, 23(4)： 2428Hui Wang ; Changsong Wang ; Yafeng Deng ; Zhiyu Wang ; Hongxia Liu Info